JP2009302857A - アクテイブバンドパスフィルタ及び磁気記憶装置 - Google Patents

Abstract

【課題】中心周波数と独立に、帯域幅を調整するアクテイブバンドパスフィルタに関し、帯域幅の調整が容易で、且つ回路構成を簡単化する。
【解決手段】帯域通過ブロック（１）と、帯域通過ブロック（１）と等しい分母多項式を持つ２次の帯域阻止ブロック（２）と、帯域阻止ブロック（２）の出力を増幅する増幅ブロック（３）との直列接続回路で、負帰還回路を構成する。増幅ブロック（３）の増幅度により、帯域幅を、周波数と独立に制御でき、調整が容易で、且つ回路構成も簡単化できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、信号から特定の周波数成分を抽出するアクテイブバンドパスフィルタ及び磁気記憶装置に関し、特に、中心周波数とは、独立に、通過帯域幅のみを電子的に調整しえるアクテイブバンドパスフィルタ及び磁気記憶装置に関する。

帯域通過型回路（Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）は、信号からある特定の周波数成分を抽出する用途に用いられる。例えば、雑音に埋もれた信号の中から必要とする信号を検出する場合（宇宙電波観測や心電図測定など)や、通信システムや制御システムや磁気記録装置における変調信号の復調等に利用される。

これら各種の用途に用いられるバンドパスフィルタが、あるシステムに適用される場合、システムの状態に応じて、パラメータが、任意かつ簡単に調整できることが望ましい。バンドパスフィルタにおける主要なパラメータは、中心周波数および通過帯域幅である。

中心周波数を電子的に調整する手段は、一般的に能動フィルタの分野で提供されている。このバンドパスフィルタにおいて、中心周波数と、通過帯域幅とを独立に調整することが要求されている。

従来、この方法として、２つのＧｍアンプをループ状に形成したバンドパスフィルタにおいて、第１のＧｍアンプと第２のＧｍアンプの制御電流の積と比の制御（ＧｍアンプのＧｍ値）により、中心周波数を設定した状態で、帯域幅のみを調整する第１の方法が、提案されている（例えば、特許文献１参照）。

又、第２の従来の方法として、２つのＧｍアンプをループ状に形成したバンドパスフィルタにおいて、ゲインコントロールアンプＧＣＡを挿入して、利得の制御で、Ｑ値と中心周波数ｆ０を独立に調整する方法が、提案されている（例えば、特許文献２参照）。

第２の従来方法を、図１２で説明する。第１のＧｍアンプ１１と第２のＧｍアンプ１３とをループ状に接続して、バンドパスフィルタを構成し、且つ第１のコンデンサ１６の片側に接続される第１のゲインコントロールアンプ１５と、第２のｇｍアンプ１３の反転入力端（反転回路１８の出力）に接続される第２のゲインコントロールアンプ２３との二つの増幅回路を設ける。

そして、第１の制御部２４で各アンプ１１，１３の変換量をｒ１１、ｒ１３を可変とし、第２の制御部２５の制御信号で、各ゲインコントロールアンプ１５，２３の利得Ｋを制御する。ここで、第１のコンデンサ１６，２０の各容量を、Ｃ１６，Ｃ２０とすると、前記特許文献２では、中心周波数ｆ０は、下記式（１）で表される。

（数１）
ｆ０＝１／２π・√（Ｃ１６・Ｃ２０・ｒ１１・ｒ１３）・・・・・（１）
又、Ｑ値は、下記式（２）で表される。

（数２）
Ｑ＝（１／Ｋ）・√（Ｃ１６・ｒ１１／Ｃ２０・ｒ１３）・・・・・（２）
即ち、Ｇｍアンプ１１，１３のｒ１１，ｒ１３を制御することで、式（１）、（２）のように、ｆ０、Ｑ値を制御し、ゲインコントロールアンプ１５，２３の各利得Ｋを制御することで、式（２）からＱ値を変化できる。従って、Ｇｍアンプ１１，１３のｒ１１，ｒ１３と、ゲインコントロールアンプ１５，２３の各利得Ｋを制御することで、ｆ０とＱ値を独立に制御する。
特開２００５−１８４６５２号公報（図１、式１７、式２３，式２４） 特開平８−２３７０７６号公報（図１、式４〜式６）

第１の従来技術では、第１および第２のＧｍアンプのｇｍ値は、各々２つの電源電流Ｉ１およびＩ２の関数であり、Ｉ１とＩ２との積を、Ｉ０の二乗（＝一定）に保つという条件が、中心周波数ωを一定に保つことになる。そして、Ｉ１とＩ２との差電流Ｉｘが、Ｑ値を可変するパラメータとなり、Ｑ値は、Ｉｘに対し、双一次の関数となり、非直線的となる。

即ち、Ｑ値を、周波数ωと独立に可変することは可能ではあるが、その調整には、上記制約がある。Ｑの調整式において、Ｉｘが、分母と分子の双方に関与するため、調整は、複雑である。特に大きなＱ値を得る場合（差電流Ｉｘを大きくする場合）には、分子に対し分母が小さくなる方向のため、調整感度が敏感になる。

また、Ｑ値を調整するために、Ｇｍアンプ駆動電流の安定供給を犠牲にしている。つまり、大きなＱを必要とする場合、すなわち、差電流Ｉｘを大きくする場合には、２つのＧｍアンプの動作電流が、よりアンバランスとなるため、回路動作に支障を来たすことも考えられる。

一方、第２の従来技術では、１つのパラメータＫを可変するために、２つのゲインコントロールアンプを必要としているため、回路規模が増えるという問題がある。即ち、ゲインコントロールアンプは、前記公報では、機能ブロックの形でしか開示されていないが、ゲインは、基本的に二つのｇｍの比で与えられるため、１個のゲインコントロールアンプは、２個のＧｍアンプに相当すると考えられる。例えば、図１２の回路を、Ｇｍアンプのみの構成に置き換えると、最低でも６個のＧｍアンプを要することになる。

又、前記公報では、片端（シングルエンド）動作に限定した回路構成となっているため、大振幅の信号を扱う場合には問題無いが、振幅の小さな信号を処理する場合や平衡伝送路に適用する場合には不利である。例えば、差動信号を扱う場合には、図１２相当の回路を二つ用意する必要があり、回路規模は、Ｇｍアンプ１２個分となる。

また、式（２）から明らかなように、Ｑ値は、Ｋの逆数に比例する形となっているため、直線的なＫの変化に対し、Ｑ値の変化は非直線的となり、調整のし易さの点で問題がある。

更に、何らかの原因によりゲインコントロールアンプが故障し、信号が断線した場合（すなわち、Ｋ＝０となった場合)、式２からも、理解できるように、Ｑ値が無限大となり、回路が不安定な状態となり、場合によっては、発振を誘発する恐れもある。特に、２つあるゲインコントロールアンプの内の、第１のゲインコントロールアンプ１５が断線した場合には、Ｑ値が無限大の条件となる。又、第２のゲインコントロールアンプ２３が断線した場合には、全体の伝達関数そのものが零となり、回路自体の機能が消滅する。

従って、本発明の目的は、中心周波数と独立に、通過帯域幅の調整を容易にすることができるアクテイブバンドパスフィルタ及び磁気記憶装置を提供することにある。

又、本発明の他の目的は、通過帯域幅の調整が容易で、且つ回路規模の大型化を防止するためのアクテイブバンドパスフィルタ及び磁気記憶装置を提供することにある。

更に、本発明の他の目的は、通過帯域幅の調整が容易で、且つ障害に対し、安定な動作を実現するためのアクテイブバンドパスフィルタヘッド及び磁気記憶装置を提供することにある。

この目的の達成のため、本発明のアクテイブバンドパスフィルタは、帯域通過ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力から分岐した信号の所定帯域を阻止する帯域阻止ブロックと、前記帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力と前記増幅ブロックの出力の反転信号とを加算し、前記帯域通過ブロックに帰還する信号結合ブロックとを有し、前記信号増幅ブロックの増幅度の設定により、通過帯域幅を調整する。

又、本発明の磁気記憶装置は、記録媒体から信号を読取る読み取り素子と、前記読み取り素子の読み取り信号を、中心周波数を中心に所定の帯域で通過する周波数フィルタとを有し、前記周波数フィルタは、帯域通過ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力から分岐した信号の所定帯域を阻止する帯域阻止ブロックと、前記帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力と前記増幅ブロックの出力の反転信号とを加算し、前記帯域通過ブロックに帰還する信号結合ブロックとを有し、前記信号増幅ブロックの増幅度の設定により、通過帯域幅を調整する。

更に、本発明では、好ましくは、前記帯域阻止ブロックは、前記帯域通過ブロックの入力と反転した前記帯域通過ブロックの出力とを加算するための第２の信号結合手段を有する。

更に、本発明では、好ましくは、前記帯域通過ブロックは、第１の積分ブロックと、前記第１の積分ブロックの出力を入力とする第２の積分ブロックと、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算し、且つ前記加算結果と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第３の信号結合ブロックとを有する。

更に、本発明では、好ましくは、前記第３の信号結合ブロックは、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算する第４の信号結合ブロックと、前記第４の信号結合ブロックの出力と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第５の信号結合ブロックとを有する。

更に、本発明では、好ましくは、前記増幅ブロックは、前記第４の信号結合ブロックを出力を入力とする。

更に、本発明では、好ましくは、前記第１の信号結合ブロックと前記増幅ブロックとのループによる第１の局部負帰還回路と、前記第１の局部負帰還回路に縦続接続され、第１の積分ブロックと、前記第１の積分ブロックの出力を入力とする第２の積分ブロックと、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算する第４の信号結合ブロックとを有する第２の局部負帰還回路と、前記第１の積分手段の反転出力と入力とを結合する第６の信号結合手段とを有する。

更に、本発明では、好ましくは、前記第１、第２の積分ブロックは、伝達コンダクタンス素子と、静電容量素子とで構成され、伝達コンダクタンス又は静電容量に応じて、中心周波数を調整される。

更に、本発明では、好ましくは、前記帯域通過ブロックが、２次の伝達関数のフィルタで構成され、前記帯域阻止ブロックは、前記帯域通過ブロックの伝達関数の分母多項式と等しい分母を持つ２次のフィルタで構成された。

更に、本発明では、好ましくは、前記第１の積分ブロックと前記第２の積分ブロックとの負帰還ループにより、２次の伝達関数の帯域通過フィルタを構成する。

帯域通過ブロックに対し、帯域通過ブロックと等しい分母多項式を持つ２次の帯域阻止ブロックと、帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックとの直列接続回路で、負帰還回路を構成したため、増幅ブロックの増幅度により、帯域幅を、周波数と独立に制御でき、調整が容易で、且つ回路構成も簡単化できる。

以下、本発明の実施の形態を、アクテイブバンドパスフィルタの構成、他のアクテイブバンドパスフィルタの構成、アクテイブバンドパスフィルタを使用した磁気記憶装置の浮上量制御、他の実施の形態の順で説明するが、本発明は、この実施の形態に限られない。

（アクテイブバンドパスフィルタの構成）
図１は、本発明のアクテイブバンドパスフィルタの第１の実施の形態の伝達関数ブロック図である。

先ず、本発明のよる通過帯域幅を独立に設定する方法を説明する。バンドパスフィルタのＱ値（選択度）が固定である場合、何らかの原因により、中心周波数が変わると、通過帯域幅も比例して変わることになる。中心周波数とは無関係に、通過帯域幅をある任意の値に調整する場合には、Ｑ値が電子的に可変できることが必要である。共振角周波数（中心周波数）ω０とは無関係に、Ｑ値のみ独立して任意に可変できるようなバンドパスフィルタの構成を考える。

通過帯域幅と、中心周波数と、Ｑ値との関係を検討すると、通過帯域幅を変えないで、中心周波数を高くするには、Ｑ値を、中心周波数に比例して高くすることに等しく、逆に、中心周波数を変えないで、通過帯域幅を変えるには、通過帯域幅に比例して、Ｑ値を変化することに等しい（これを、Ｑ増倍という)。一般的な２次のバンドパスフィルタにおいて、Ｑ値の増倍係数をαと置いた場合のバンドパスフィルタの伝達関数ＴＢＰＦ（Ｓ）を次式（３）のように表す。

尚、式（３）において、ｓは、ラプラス変換子、ω０は、共振角周波数（中心周波数）、Ｑは、Ｑ値である。

式（３）は、式（４）の部分積の形に、書き直すことができる。

式（４）において、積の第２項目は、バンドパスフィルタの基本伝達関数ＴＢＰＦ０（Ｓ）である。そして、式（４）の積の第１項目が、ある種のＱ倍増のための関数である。

即ち、Ｑ増倍関数ＦＱ（Ｓ）は、下記式（５）で与えられる。

ここで、増倍係数αを、下記式（６）で定義する。

式（６）を、式（５）に代入すると、Ｑ増倍関数ＦＱ（Ｓ）は、式（７）となる。

式（７）の形式は、負帰還回路の形式を示す。即ち、Ｑ増倍関数は、負帰還回路で構成できる。この負帰還回路のＱ増倍関数ＦＱ（Ｓ）の各要素μ、βは、下記式（８）で表される。

式（８）において、帰還要素βは、係数ＫＱ と、帯域阻止型（Ｂａｎｄ−Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ）フィルタの伝達関数ＴＢＥＦ（Ｓ）との積の形となる。即ち、帰還要素がある任意の周波数特性を持つような帰還方式である周波数選択帰還の形式となる。本来の周波数選択帰還は、目標とする周波数特性の逆特性を負帰還することによって、目標とする特性を強調するような場合に用いられる。

本実施の形態のＱ増倍型バンドパスフィルタは、式（８）の帰還要素βに示すように、目標である帯域通過型特性の逆特性である帯域阻止型特性を、入力に負帰還することによって、帯域通過特性をより強調している。そして、ＫＱをアンプのゲインと考えれば、このゲインを調整することによって、Ｑ値を可変することが出来る。

図１は、上記思想による通過帯域幅可変型のバンドパスフィルタの伝達関数ブロック図である。図１に示すように、２次の帯域通過ブロック（バンドパスフィルタ）１と、帯域通過ブロック１と等しい分母多項式を持つ２次の帯域阻止ブロック（Ｂａｎｄ−Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ Ｆｉｌｔｅｒ）２と、帯域阻止ブロック２の出力を増幅する増幅ブロック３と、２次の帯域通過ブロック１の入力と、増幅ブロック３の出力を加算する加算ブロック４とで構成される。尚、増幅ブロック３の伝達関数ブロックの負号「−」は、信号の”反転”を表す。

このような構成によれば、増幅ブロック３のゲインＫＱを調整することによって、Ｑ値を可変することが出来る。式（６）からも明らかなように、Ｑ値の増倍係数αは、ゲインＫに比例しているため、直線的なＫの変化に対し、Ｑ値の変化も直線的となる。このため、通過帯域幅の調整が容易である。

又、差動構成を採用できるため、回路規模を小さくできる。更に、式（６）から、（１＋Ｋ）という形をとっているため、負帰還側（Ｋ）が断線した場合でも、初期値としてのＱ０が残るため、最低限、バンドパスフィルタとしての機能は維持することができる。

（他のアクテイブバンドパスフィルタの構成）
図２は、本発明のアクテイブバンドパスフィルタの第２の実施の形態の伝達関数ブロック図である。図２において、図１で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

図２に示すように、２次の帯域通過ブロック(Band-Pass Filter)１と、増幅ブロック３と、加算ブロック４と、反転ブロック５と、第２の加算ブロック６とを有する。図１の第１の実施の形態に比し、第２の実施の形態は、見かけ上、帯域阻止ブロック(Band-Elimination Filter)２が削除されている。

この理由は、帯域阻止ブロック（Band-Elimination Filter）の伝達関数は、全体「１」からバンドパスフィルタ１の伝達関数を差し引くことにより得られるためである。即ち、第２の加算ブロック６と、反転ブロック５を設け、第２の加算ブロック６によって、帯域通過ブロック１の入力から帯域通過ブロック１の出力を減算することによって、帯域阻止伝達関数（式（８））を得ている。

即ち、下記式（９）を演算して、式（８）の帯域阻止ブロックの伝達関数を得る。

従って、図２中のＡ点は、図１中のＡ点と同じ伝達関数が得られる。そして、得られた帯域阻止成分を増幅し、帯域通過ブロック１の入力に負帰還することによって、通過帯域幅可変型のバンドパスフィルタを構成する。

図３は、本発明の第３の実施の形態の通過帯域幅可変型バンドパスフィルタの伝達関数ブロック図である。図３において、図２で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

図３は、図２におけるバンドパスフィルタ１のブロック構成を、完全積分器３０、完全積分器３２、および第３の加算ブロック３８、第４の加算ブロック３９、反転ブロック３４，３６より成る負帰還回路で置き換えたものである。即ち、式（４）のＴＢＰＦ０（Ｓ）を、分解したものである。このように、ブロックを完全積分器レベルにまで展開することにより、更に任意のトランジスタレベルの回路に置き換えることができる。

図４は、本発明の第４の実施の形態の通過帯域幅可変型バンドパスフィルタの伝達関数ブロック図である。図４において、図２、図３で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

図４は、図３の構成とほぼ同じであるが、少し簡略化を施している。図３において、反転ブロック５と加算ブロック６からなるブロックと、反転ブロック３６と加算ブロック３８からなるブロックの出力に注目すると、加算ブロック６の出力Ａ点と、加算ブロック３８の出力Ｂ点とは，同じ伝達関数である。従って、図３における増幅ブロック３の入力（Ａ点）は、Ｂ点から取り出しても変わらない。

これによって、図４では、図３の加算ブロック６、反転ブロック５を削除し、増幅ブロック３の入力を、加算ブロック３８の出力Ｂ点に接続したものである。これにより、構成ブロックを削除でき、より回路規模を小さくできる。

図５は、本発明の第５の実施の形態の通過帯域幅可変型バンドパスフィルタの伝達関数ブロック図である。図５において、図２、図３、図４で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

図５は、図３、図４と同様に、図２の帯域通過ブロック１を、二つの積分器３０，３２から成る負帰還回路に置き換えたものである。図５の構成は、図４の構成と基本的に同じであるが、図４における第１の加算ブロック４と第３の加算ブロック３８との位置を入れ換えた。このように表すことによって、この実施の形態の通過帯域幅可変型バンドパスフィルタは、増幅ブロック３より成る第１の局部帰還ループと、完全積分器３０，３２より成る第２の局部帰還ループとの負帰還ループによる構成として表すことができる。

尚、図３から図５までの構成において、加算ブロックを、全て２入力１出力型を例にとって示したが、２つの２入力１出力型加算ブロックを、一つの３入力１出力型加算ブロックとして表しても良い。例えば、図３における加算ブロック４と加算ブロック３８とは、図４および図５における加算ブロック４と加算ブロック３８は、全て一つの３入力型加算ブロックに置き換えることができる。

図６は、図５のブロック構成における通過帯域幅可変型バンドパスフィルタの実施の形態の回路構成図であり、図６は、図５の積分器３０，３２をＧｍ−Ｃ（伝達コンダクタンス−静電容量）素子３０−１，３２−１に、また可変増幅ブロック３や信号加算ブロック４，３８，３９を、Ｇｍ（伝達コンダクタンス）素子３−１，４−１，４−２、３８−１，３９−１で置き換えたものである。

このバンドパスフィルタの伝達関数は以下の式（１０）で表される。

式（１０）において、Ｇｍ素子４−１，４−２のＧｍ値を等しくし、Ｇｍ素子３９−１と、Ｇｍ素子３０−１のＧｍ値を等しくすると、式（１０）は、式（１１）に変形できる。尚、Ｇｍ値を等しくするには、同一の回路セルを使用すれば、良い。

式（１１）から、式（３）と比較して、共振周波数ω０は、下記式（１２）で表される。

又、同様に、式（１１）から、選択度Ｑは、下記式（１３）で表される。

式（１２）から明らかなように、共振周波数ω０は、Ｇｍ素子３０−１，３２−１のＧｍ値ＧｍＡとＧｍＢとの積の関数であり、電子的に制御が可能である。また、式（１３）の選択度Ｑ０は、Ｑの初期設計値で、コンデンサＣＡ，ＣＡの容量値との比、およびＧｍ素子３０−１，３２−１のＧｍ値ＧｍＡとＧｍＢとの比で与えられ、定数である。そして、式（１３）に示すように、選択度Ｑは、初期設計値Ｑ０に（１＋ＫＱ）を掛けたものとなる。

これにより、Ｑ増倍係数ＫＱは、以下の式（１４）で表される。

このように、式（１３）、（１４）から明らかなように、Ｇｍアンプ３−１のＧｍ値Ｇｍｋを調整することにより、中心周波数ω０には無関係に、選択度Ｑ値のみを変化できる。又、中心周波数ω０の調整には、Ｇｍ素子３０−１，３２−１のＧｍ値ＧｍＡとＧｍＢと、加算用Ｇｍ素子３９−１のＧｍ値ｇｍ０３を連動して可変する。即ち、図６に示すように、Ｑ値の調整入力を、Ｇｍアンプ３−１に入力し、中心周波数ωの設定値を、Ｇｍ素子３０−１，３２−１、３９−１に入力し、各々のＧｍ値を変更することにより、調整できる。

また、Ｇｍ素子３８−１のＧｍ値ＧｍＨは、回路全体の利得調整用のパラメータとなる。このように、本実施の形態の回路では、Ｑ，ω０、更には全体のレベル（平坦利得）の各パラメータの直交(独立)調整が可能である。

（磁気記憶装置）
図７は、本発明のアクテイブバンドパスフィルタを用いた磁気記憶装置の一実施の形態のブロック図、図８は、図７の磁気記憶装置の浮上量検出の説明図、図９は、図７の浮上量正常領域の検出動作の説明図、図１０は、図７の浮上量異常領域検出動作の説明図、図１１は、図７の発振回路及び検出回路のブロック図である。図７は、磁気記憶装置として、磁気ディスク装置を例に示す。

図７は、スライダの浮上量を、スライダに設けたヒータの加熱量により制御する磁気デイスク装置を示す。図７において、スライダ１０２は、浮上量調整機構１０６と、読み取り素子１０４と、図示しない書込み素子とを有する。

浮上量調整機構１０６は、読み取り用素子１０４の近傍に設けられた加熱用のヒータと、このヒータに電流を供給する供給回路とを備える。この供給回路には、浮上量補正回路１１２および低周波重畳回路１１０を介して、浮上量制御回路１１４からの制御信号が入力される。

そして、供給回路は、この制御信号に応じた大きさの電流をヒータに供給し、そのヒータは、その供給された電流の大きさに応じた発熱量で発熱する。この発熱により、浮上量調整機構（スライダの一部）１０６に熱膨張が発生し、記録媒体（磁気デイスク）１００に対する読み取り用素子１０４の浮上量を調整する。

一般に、読み取り用素子１０４が、記録媒体１００から遠ざかると、再生信号の強度は減少し、逆に、読み取り用素子１０４が、記録媒体１００に近付くと、再生信号の強度は増加する。このため、読み取り素子１０４の出力から、信号強度検出手段１１６が信号強度を検出し、デイスクコントローラ１２２からセットされた制御目標設定回路１１８の規準値とを比較回路１２０で比較し、比較結果を浮上量制御回路１１４が受ける浮上量制御ループを設けている。

浮上量制御回路１１４は、比較回路１２０の信号強度と基準値との比較結果から、信号強度が基準値よりも小さいと、ヒータに与える浮上量調整信号を大きくし、逆に、この基準値よりも再生信号の強度が高いと、浮上量調整信号を小さくする。基本的には、ヘッド浮上量が、情報の記録や再生に影響を与えない許容範囲内に維持される。

更に、読み取り用素子１０４の浮上量を、所定の低周波で変動させるように、浮上量の制御信号に、低周波発振回路１３０により生成した低周波信号を、低周波重畳回路１１０により重畳する。この重畳により、読み取り用素子１０４の浮上量は、ある基準浮上量を中心に緩やかに変動し、それに伴って、上記再生信号の信号強度が、緩やかに変動する。

そして、極性判別回路１３４が、浮上量の制御信号に重畳された元の低周波重畳信号と、低周波検出回路１３２により再生信号から抽出された低周波重畳信号との極性を互いに比較する。

この極性の正負に応じて、浮上量補正回路１１２が、浮上量が限界浮上量以上となるように制御信号を、適宜に補正する等の補正により、後述する減磁作用を回避した浮上量の制御を行うことができる。上述の低周波検出回路１３２および低周波発振回路１３０に、本発明の実施の形態のバンドパスフィルタを適用する。

図８により、減磁作用を説明する。通常は、浮上量調整信号を大きくし、浮上が下がるに従い、検出磁界強度は増していくが、ヘッドによっては、浮上がある限界点よりも下がると、逆に磁界強度が低下する現象が見られる。これは減磁作用によるもので、媒体の保磁力が低い場合、磁気ヘッドからの磁界が、媒体の信号磁界を打ち消す方向に働いてしまうことによる。

図８は、減磁作用がある場合の浮上量と、読み取り素子の検出磁界強度との関係を示す模式図であり、横軸に、浮上量調整信号を、縦軸に、読み取り用素子で検出される記録媒体からの磁界の強度をとる。なお、読み取り用素子で検出される磁界の強度は、そのまま再生信号の強度とみなすことができる。

図８に示すように、浮上量が、上記の浮上量限界点よりも大きく、減磁作用が発生していない場合と、浮上量が上記の浮上量限界点よりも小さく、減磁作用が発生している場合とでは、再生信号の強度の変化が逆になる。

このような減磁作用が起きると、通常の負帰還制御の場合、読み取り用素子１０４が記録媒体１００に近付き過ぎているにも関わらず、浮上量制御機構１０６は、ヘッドを記録媒体１００にさらに近付けてしまうことになる。

その結果、ヘッドが、記録媒体１００に異常に近付き過ぎてしまう、もしくは媒体１００に接触し、クラッシュしてしまう等といった不具合が発生するおそれが生じることとなる。このため、磁界強度を見て制御する場合、それが減磁作用の領域であるか否かを判別し、ヘッド浮上位置が、減磁作用領域であると判断された場合には、正常領域に補正する必要がある。

この判別の方法として、浮上制御機構１０６の制御信号に対し、低周波でディザリングし、検出した信号のディザリング成分と印加ディザリング成分との極性を比較する方法が考えられる。

ディザリング信号を発生する手段が、本実施の形態のバンドパスフィルタを用いた低周波発振回路１３０であり、重畳されたディザリング信号を読み取り信号から検出する手段が、本実施の形態のバンドパスフィルタによる低周波検出回路１３２である。

図９、図１０により、この低周波信号の重畳と検出により、極性判別手段で判別される極性について説明する。

図９は、図８において、浮上量調整信号の大きさが、浮上量限界点に対応する信号レベルよりも低い減磁作用非発生場合における、図８の部分拡大図であり、図１０は、図８において、浮上量調整信号の大きさが、浮上量限界点に対応する信号レベルよりも高い減磁作用発生場合における、図８の部分拡大図である。

上述したように、減磁作用非発生時では、浮上量調整信号が大きくなるにつれ、即ち浮上量が減少するにつれて、読み取り用素子１０４で検出される磁界の強度、即ち再生信号の強度は増加する。その結果、図９に示すように、浮上量調整信号に重畳される低周波重畳信号に対する低周波検出信号の極性は正極性となる。

一方、減磁作用発生時では、減磁作用非発生時とは逆に、浮上量が減少するにつれて、読み取り用素子１０４で検出される磁界の強度、即ち再生信号の強度は減少する。その結果、図１０に示すように、浮上量調整信号に重畳される低周波重畳信号に対する低周波検出信号の極性は負極性となる。

このように、極性の正負によって、ヘッド位置が、正常領域か異常(減磁)領域かを判別できる。

図１１は、本実施の形態のバンドパスフィルタを用いた低周波発振手段と低周波検出手段の一実施の形態のブロック図であり、低周波ディザリング信号の検出回路１３２として、バンドパスフィルタ１４０を用い、ディザリング発振回路１３０としては、同じくバンドパスフィルタ１５０をループ構成にしたものを用いる。

バンドパスフィルタ１５０は、共振周波数において利得が１倍、位相推移が０[deg]であるので、ループ構成にすることにより、共振周波数で発振する正弦波発振回路１３０となる。この発振によって生じた低周波信号は、図７における低周波重畳回路１１０および極性判別回路１３４に渡される。

発振回路１３０と検出回路１３２とが、同じ回路セルのバンドパスフィルタ回路１５０，１４０で構成されると、相対精度の良いディザリング発振回路と検出回路とのペアを得ることができる。

更に高い精度を得るために、発振回路１３０の出力を、検出回路１３２に入力し、発振回路出力と検出回路出力との位相比較を行い、位相差が零となるように検出回路を調整する。

この調整のため、本実施の形態では、このバンドパスフィルタ１４０の回路状態の調整が、ディスク・コントローラ１２２（図７参照）からの指示により、所定のタイミングで実行される。

この構成を説明する。低周波検出回路１３２は、ディスク・コントローラ１２２から切替信号を受けて、バンドパスフィルタ１４０への入力を、読取り素子１０４からの再生信号と発振回路１３０の低周波発振信号との間で切り替える切替回路１４０と、バンドパスフィルタ１４０に低周波発振信号が入力されたとき、その入力低周波信号と出力低周波検出信号との位相を比較して、両者間の位相のずれを検出する位相比較回路１４４と、その位相比較回路１４４が検出した位相のずれを打ち消すべく、バンドパスフィルタ１４０の回路状態を調整する調整回路１４２とを備える。

これらの回路の働きにより、低周波検出回路１３２のバンドパスフィルタ１４０は、情報の再生時には、再生信号から望ましい状態の低周波検出信号を抽出して出力することができる。

このような低周波の検出の調整に、前述のＱ値や、中心周波数ω０を独立に調整することは、精度向上に、極めて有効であり、且つ読み取り素子毎に、特性が変化しても、容易に調整できる。又、減磁作用の発生の検知では、以上に説明したように低周波発振回路１３０が出力した低周波重畳信号に対する低周波検出信号の極性を、極性判別回路１３４で判別する。

（他の実施の形態）
前述の実施の形態では、磁気ディスクを搭載した磁気ディスク装置で説明したが、他の磁気記録装置にも適用できる。同様に、浮上量制御の例で説明したが、読み取り信号の再生系や、受信信号の復調系にも適用できる。

尚、本発明は、以下に付記する発明を包含する。

（付記１）
帯域通過ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力から分岐した信号の所定帯域を阻止する帯域阻止ブロックと、前記帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力と前記増幅ブロックの出力の反転信号とを加算し、前記帯域通過ブロックに帰還する信号結合ブロックとを有し、前記信号増幅ブロックの増幅度の設定により、通過帯域幅を調整することを特徴とするアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記２）
前記帯域阻止ブロックは、前記帯域通過ブロックの入力と反転した前記帯域通過ブロックの出力とを加算するための第２の信号結合手段を有することを特徴とする付記１のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記３）
前記帯域通過ブロックは、第１の積分ブロックと、前記第１の積分ブロックの出力を入力とする第２の積分ブロックと、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算し、且つ前記加算結果と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第３の信号結合ブロックとを有することを特徴とする付記１のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記４）
前記第３の信号結合ブロックは、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算する第４の信号結合ブロックと、前記第４の信号結合ブロックの出力と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第５の信号結合ブロックとを有することを特徴とする付記３のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記５）
前記増幅ブロックは、前記第４の信号結合ブロックを出力を入力とすることを特徴とする付記４のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記６）
前記第１の信号結合ブロックと前記増幅ブロックとのループによる第１の局部負帰還回路と、前記第１の局部負帰還回路に縦続接続され、第１の積分ブロックと、前記第１の積分ブロックの出力を入力とする第２の積分ブロックと、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算する第４の信号結合ブロックとを有する第２の局部負帰還回路と、前記第１の積分手段の反転出力と入力とを結合する第６の信号結合手段とを有することを特徴とする付記１のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記７）
前記第１、第２の積分ブロックは、伝達コンダクタンス素子と、静電容量素子とで構成され、伝達コンダクタンス又は静電容量に応じて、中心周波数を調整されることを特徴とする付記３のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記８）
前記帯域通過ブロックが、２次の伝達関数のフィルタで構成され、前記帯域阻止ブロックは、前記帯域通過ブロックの伝達関数の分母多項式と等しい分母を持つ２次のフィルタで構成されたことを特徴とする付記１のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記９）
前記第１の積分ブロックと前記第２の積分ブロックとの負帰還ループにより、２次の伝達関数の帯域通過フィルタを構成することを特徴とする付記３のアクテイブバンドパスフィルタ。

（付記１０）
記録媒体から信号を読取る読み取り素子と、前記読み取り素子の読み取り信号を、中心周波数を中心に所定の帯域で通過する周波数フィルタとを有し、前記周波数フィルタは、帯域通過ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力から分岐した信号の所定帯域を阻止する帯域阻止ブロックと、前記帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックと、前記帯域通過ブロックの入力と前記増幅ブロックの出力の反転信号とを加算し、前記帯域通過ブロックに帰還する信号結合ブロックとを有し、前記信号増幅ブロックの増幅度の設定により、通過帯域幅を調整することを特徴とする磁気記憶装置。

（付記１１）
前記帯域阻止ブロックは、前記帯域通過ブロックの入力と反転した前記帯域通過ブロックの出力とを加算するための第２の信号結合手段を有することを特徴とする付記１０の磁気記憶装置。

（付記１２）
前記帯域通過ブロックは、第１の積分ブロックと、前記第１の積分ブロックの出力を入力とする第２の積分ブロックと、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算し、且つ前記加算結果と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第３の信号結合ブロックとを有することを特徴とする付記１０の磁気記憶装置。

（付記１３）
前記第３の信号結合ブロックは、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算する第４の信号結合ブロックと、前記第４の信号結合ブロックの出力と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第５の信号結合ブロックとを有することを特徴とする付記１２の磁気記憶装置。

（付記１４）
前記増幅ブロックは、前記第４の信号結合ブロックを出力を入力とすることを特徴とする付記１５の磁気記憶装置。

（付記１５）
前記第１の信号結合ブロックと前記増幅ブロックとのループによる第１の局部負帰還回路と、前記第１の局部負帰還回路に縦続接続され、第１の積分ブロックと、前記第１の積分ブロックの出力を入力とする第２の積分ブロックと、前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算する第４の信号結合ブロックとを有する第２の局部負帰還回路と、前記第１の積分手段の反転出力と入力とを結合する第６の信号結合手段とを有することを特徴とする付記１０の磁気記憶装置。

（付記１６）
前記第１、第２の積分ブロックは、伝達コンダクタンス素子と、静電容量素子とで構成され、伝達コンダクタンス又は静電容量に応じて、中心周波数を調整されることを特徴とする付記１２の磁気記憶装置。

（付記１７）
前記帯域通過ブロックが、２次の伝達関数のフィルタで構成され、前記帯域阻止ブロックは、前記帯域通過ブロックの伝達関数の分母多項式と等しい分母を持つ２次のフィルタで構成されたことを特徴とする付記１０の磁気記憶装置。

（付記１８）
前記第１の積分ブロックと前記第２の積分ブロックとの負帰還ループにより、２次の伝達関数の帯域通過フィルタを構成することを特徴とする付記１２の磁気記憶装置。

（付記１９）
前記読み取り素子の浮上量を調整する浮上量調整機構と、前記浮上量調整機構を、前記読み取り素子の信号出力に従い、制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、前記周波数フィルタで構成され、前記制御信号に重畳する低周波信号を発振し、且つ前記信号出力から前記重畳した低周波数成分を抽出する信号抽出回路と、前記重畳した低周波信号と前記抽出した低周波数成分との極性を比較して、極性判定する極性判定回路とを更に有することを特徴とする付記１０の磁気記憶装置。

（付記２０）
前記信号抽出回路は、前記周波数フィルタをループ接続した低周波発振回路と、前記周波数フィルタで構成され、前記信号出力から前記重畳した低周波数成分を抽出する信号抽出回路とを有することを特徴とする付記１９の磁気記憶装置。

帯域通過ブロックに対し、帯域通過ブロックと等しい分母多項式を持つ２次の帯域阻止ブロックと、帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックとの直列接続回路で、負帰還回路を構成したため、増幅ブロックの増幅度により、帯域幅を、周波数と独立に制御でき、調整が容易で、且つ回路構成も簡単化できる。

本発明のアクテイブバンドパスフィルタの第１の実施の形態のブロック図である。 本発明のアクテイブバンドパスフィルタの第２の実施の形態のブロック図である。 本発明のアクテイブバンドパスフィルタの第３の実施の形態のブロック図である。 本発明のアクテイブバンドパスフィルタの第４の実施の形態のブロック図である。 本発明のアクテイブバンドパスフィルタの第５の実施の形態のブロック図である。 図５のブロックを、Ｇｍアンプで構成した実施の形態のブロック図である。 本発明のアクテイブバンドパスフィルタを適用した磁気記憶装置の構成図である。 図７の磁気ヘッドの減磁特性の説明図である。 図８の正常領域の動作説明図である。 図８の異常領域の動作説明図である。 図７の低周波数発振回路及び検出回路のブロック図である。 従来のアクテイブバンドパスフィルタの説明図である。

符号の説明

１ ２次帯域通過ブロック
２ ２次帯域阻止ブロック
３ 増幅ブロック
４、６，３８，３９ 加算ブロック
５，３４，３６ 反転ブロック
６ プリアンプ
３０、３２ 完全積分器
１００ 記録媒体
１０２ スライダ
１０４ 読み取り素子
１０６ 浮上量制御機構（ヒータ）
１１０ 低周波数重畳回路
１１２ 浮上量補正回路
１１４ 浮上量制御回路
１３０ 低周波数発振回路
１３２ 低周波数検出回路
１３４ 極性判別回路

Claims (5)

1. 帯域通過ブロックと、
   前記帯域通過ブロックの入力から分岐した信号の所定帯域を阻止する帯域阻止ブロックと、
   前記帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックと、
   前記帯域通過ブロックの入力と前記増幅ブロックの出力の反転信号とを加算し、前記帯域通過ブロックに帰還する信号結合ブロックとを有し、
   前記信号増幅ブロックの増幅度の設定により、通過帯域幅を調整する
   ことを特徴とするアクテイブバンドパスフィルタ。
2. 前記帯域阻止ブロックは、前記帯域通過ブロックの入力と反転した前記帯域通過ブロックの出力とを加算するための第２の信号結合手段を有する
   ことを特徴とする請求項１のアクテイブバンドパスフィルタ。
3. 前記帯域通過ブロックは、
   第１の積分ブロックと、
   前記第１の積分ブロックの出力を入力とする第２の積分ブロックと、
   前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算し、且つ前記加算結果と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第３の信号結合ブロックとを有する
   ことを特徴とする請求項１のアクテイブバンドパスフィルタ。
4. 前記第３の信号結合ブロックは、
   前記帯域通過ブロックへの入力とその反転出力とを加算する第４の信号結合ブロックと、
   前記第４の信号結合ブロックの出力と前記第２の積分ブロックの反転出力とを加算し、前記第１の積分ブロックに入力を与える第５の信号結合ブロックとを有する
   ことを特徴とする請求項３のアクテイブバンドパスフィルタ。
5. 記録媒体から信号を読取る読み取り素子と、
   前記読み取り素子の読み取り信号を、中心周波数を中心に所定の帯域で通過する周波数フィルタとを有し、
   前記周波数フィルタは、
   帯域通過ブロックと、帯域通過ブロックの入力から分岐した信号の所定帯域を阻止する帯域阻止ブロックと、
   前記帯域阻止ブロックの出力を増幅する増幅ブロックと、
   前記帯域通過ブロックの入力と前記増幅ブロックの出力の反転信号とを加算し、前記帯域通過ブロックに帰還する信号結合ブロックとを有し、
   前記信号増幅ブロックの増幅度の設定により、通過帯域幅を調整する
   ことを特徴とする磁気記憶装置。

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