JP2009264753A - 高調波成分測定装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＦＦＴ演算したとき入力波形に本来含まれない成分を低減し、本来含まれる成分の振幅をより精度よく求めることできる高調波成分測定装置を実現すること。
【解決手段】第１のサンプリングクロック発生器の出力クロックに基づきアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、前記アナログ入力信号のゼロクロスを検出するゼロクロス検出器と、このゼロクロス検出器の検出信号に基づき出力周波数が入力信号基本周波数の整数倍の第２のサンプリングクロックを発生する第２のサンプリングクロック発生器と、この第２のサンプリングクロックのタイミングで前記Ａ／Ｄ変換器の出力データを直線補間する演算器と、この直線補間データに基づきＦＦＴ演算により入力信号の基本波成分と高調波成分を演算する演算器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力データに基づき電圧実効値、電流実効値、有効電力を演算する演算器と、これら演算器の演算結果を表示する表示器、とで構成されたことを特徴とするもの。
【選択図】 図１
【解決手段】第１のサンプリングクロック発生器の出力クロックに基づきアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、前記アナログ入力信号のゼロクロスを検出するゼロクロス検出器と、このゼロクロス検出器の検出信号に基づき出力周波数が入力信号基本周波数の整数倍の第２のサンプリングクロックを発生する第２のサンプリングクロック発生器と、この第２のサンプリングクロックのタイミングで前記Ａ／Ｄ変換器の出力データを直線補間する演算器と、この直線補間データに基づきＦＦＴ演算により入力信号の基本波成分と高調波成分を演算する演算器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力データに基づき電圧実効値、電流実効値、有効電力を演算する演算器と、これら演算器の演算結果を表示する表示器、とで構成されたことを特徴とするもの。
【選択図】 図１
Description
本発明は、高調波成分測定装置に関するものであり、詳しくは、デジタル演算により電圧実効値、電流実効値、有効電力などを測定するとともに、電圧、電流の高調波成分の測定も行う装置の改善に関するものである。
特許文献１は、高調波測定解析システムに関するものであり、電力需要家の複数箇所における高調波を時系列的に測定解析することにより、高調波の発生箇所と大きさと発生時刻とを簡単に認識できるようにすることが開示されている。
具体的には、多数の電圧電流測定点から電流検出信号および電圧検出信号を取り込んで高調波を解析し電流波形あるいは電力波形を表示するための波形表示データを生成するアナライザと、アナライザで生成された波形表示データに基づいて電流波形あるいは電力波形を時系列的に表示するパーソナルコンピュータとを備えた構成になっている。
特許文献２は、ＰＬＬ回路を用いて電圧・電流の高調波成分を測定する装置の改良に関するものであり、高い周波数成分まで含んだ電圧実効値、電流実効値、有効電力およびそれぞれの高調波成分について、同時に高精度の測定が行える高調波成分測定装置を実現したものである。
近年、動作制御をきめ細かく行うとともに電力の利用効率を改善するために、インバータに代表される電力変換器が、各種の家庭用電気機器や産業用電気機器に広く使用されている。これに伴って、これら電力変換器のスイッチング動作時に発生する高調波成分が他の機器に影響を与え、不要な動作を引き起こしたり、損傷させることがある。
そこで、これらの不具合発生を防止するために、交流電力測定にあたっては、電圧実効値、電流実効値、有効電力の他に、電圧高調波成分、電流高調波成分、有効電力高調波成分なども測定解析できることが求められている。
図５は、従来の高調波成分測定装置の一例を示すブロック図である。図５において、電圧入力回路１は、入力された電圧を、演算増幅器により、後段回路の処理に適したレベルに正規化する。Ａ／Ｄ変換器２は、電圧入力回路１により正規化された電圧をデジタル信号に変換する。ゼロクロス検出器３は、電圧入力回路１で正規化された電圧がゼロレベルを横切ることを検出するものであり、入力電圧がLOWからHIGHまたはHIGHからLOWへ変化することを検出することにより、検出出力が反転する。このゼロクロス検出器３の検出出力周波数は入力電圧信号の基本周波数となる。
電流入力回路４は、入力された電流を、演算増幅器により、後段回路の処理に適したレベルに正規化する。Ａ／Ｄ変換器５は、電流入力回路４により正規化された電流をデジタル信号に変換する。ゼロクロス検出器６は、電流入力回路４で正規化された電流がゼロレベルを横切ることを検出するものであり、入力電流がLOWからHIGHまたはHIGHからLOWへ変化することを検出することにより、検出出力が反転する。このゼロクロス検出器６の検出出力周波数は入力電流信号の基本周波数となる。
Ａ／Ｄ変換器２から出力される電圧瞬時値の変換データはＤＳＰ７に入力されるとともにデータ間引き回路８に入力され、Ａ／Ｄ変換器５から出力される電流瞬時値の変換データはＤＳＰ７に入力されるとともにデータ間引き回路９に入力されている。ゼロクロス検出器３，６の出力信号は、切替器１０に入力されている。データ間引き回路８，９の出力データは、ＤＳＰ１１に入力されている。
Ａ／Ｄ変換器２，５には第１のサンプリングクロック発生器として動作する固定サンプリングクロック発生器１２から出力されるサンプリングクロックが入力され、データ間引き回路８，９には第２のサンプリングクロック発生器として動作するＰＬＬサンプリングクロック発生器１３の出力クロックが入力されている。
図６は、データ間引き回路８，９でデータを間引くタイミングを説明するタイミングチャートである。(Ａ)はＡ／Ｄ変換器２，５の出力タイミングを示し、(Ｂ)はＰＬＬサンプリングクロック発生器１３の出力タイミングを示し、(Ｃ)はデータ間引き回路８，９の出力タイミングを示している。図６から明らかなように、ＰＬＬサンプリングクロック発生回路１３の出力が出た後の最初のＡ／Ｄ変換器２，５の出力がデータ間引き回路８，９から出力されてＤＳＰ１１に入力される。
ＤＳＰ（Digital Signal Processor）７は、Ａ／Ｄ変換器２によりデジタル値に変換された電圧瞬時値v(n)と、Ａ／Ｄ変換器５によりデジタル値に変換された電流瞬時値a(n)に基づき、次式より電圧実効値、電流実効値、有効電力を演算する。
ＤＳＰ１１は、データ間引き回路８でＰＬＬサンプリング発生器１３の出力クロックのタイミングで間引きされた電圧瞬時値と、データ間引き回路９でＰＬＬサンプリング発生器１３の出力クロックのタイミングで間引きされた電圧瞬時値に基づき、ＦＦＴ演算により電圧の基本波成分と高調波成分、電流の基本波成分と高調波成分、有効電力の基本波成分と高調波成分をそれぞれ計算する。
これらＤＳＰ７で計算された電圧実効値Ｖ、電流実効値Ａ、有効電力Ｐと、ＤＳＰ１１で計算された電圧の基本波成分と高調波成分、電流の基本波成分と高調波成分、有効電力の基本波成分と高調波成分は、ＣＰＵ１４を介して表示器１５に同時に表示される。
なお、ＣＰＵ１４は、ＤＳＰ７，１１で計算された各測定値を表示器１５に表示するとともに、操作部１６からの操作入力により切替器１０を切替制御する。
切替器１０は、ゼロクロス検出器３と６の出力のどちらか一方をＣＰＵ１４の設定により選択してＰＬＬサンプリングクロック発生器１３に入力する。
ＰＬＬサンプリングクロック発生器１３は、切替器１０を介して選択的に入力されるゼロクロス検出器３またはゼロクロス検出器６の出力信号の整数倍のサンプリングクロックを発生し、前述のようにデータ間引き回路８，９に出力する。これにより、Ａ／Ｄ変換器２およびＡ／Ｄ変換器５のサンプリングクロックの周波数はこれらゼロクロス検出器３または６の出力の整数倍となる。
このように整数倍のポイント数のＦＦＴ演算を行うと、ＦＦＴ演算結果の各周波数成分は電圧/電流の基本波成分、各高調波成分の周波数と一致することになり、入力信号を取りこぼすことなくリアルタイムにＦＦＴ演算を行うことができ、電圧の基本波成分と高調波成分、電流の基本波成分と高調波成分、有効電力の基本波成分と高調波成分を高精度に演算できる。
すなわち、図５のように構成することにより、高い周波数成分まで含む電圧実効値、電流実効値、有効電力およびそれぞれの高調波成分について、高精度で同時に測定することができ、それらを共通の表示器に同時に表示することができる。
ところで、図５の構成において、電圧入力が５０Ｈｚ正弦波で、電流入力が図７に示すような振幅１０Ａの５０Ｈｚ正弦波と振幅１Ａの５ｋＨｚ正弦波の合成波とし、切換器１０は電圧側のゼロクロス検出器３の出力信号を選択的にＰＬＬサンプリングクロック発生器１３に入力しているとする。このとき、固定サンプリングクロックは１００ｋＨｚ、ＰＬＬサンプリングクロックの入力に対するサンプリングクロックの倍率を１０２４倍とすると、ＰＬＬサンプリングクロックは、５０Ｈｚ×１０２４＝５１．２ｋＨｚとなる。
このときの電流入力のＦＦＴ結果は、ＦＦＴポイント数を１０２４とすると、図８のようになる。図８において、横軸は高調波次数、縦軸は各次数成分の振幅を２０ｌｏｇ１０(Ｉ)としてｄＢ表示したものであり、１Ａ＝０ｄＢとなっている。
電流波形は、１次の１０Ａ成分と、１００次の１Ａ成分のみの合成波形なので、理想的には図９のようなＦＦＴ結果になるはずであるが、図８ではその他の次数にも成分が存在し、大きな成分は−３０ｄＢを超えている。また、１００次の成分に注目すると、図９の理想的なＦＦＴ結果では１．００００Ａとなるが、図８の従来技術でのＦＦＴ結果では０．９９１８Ａとなり、０．８２％小さな値になる。
図１０は、図７に示した電流入力波形における２．２ｍｓ〜２．６ｍｓ部分の拡大図である。図１１は、図１０の拡大波形をＡ／Ｄ変換したときのサンプリング点を示す説明図であり、●は固定サンプリングクロック(ここでは１００ｋＨｚ)のタイミングでＡ／Ｄ変換したときのＡ／Ｄ値を示し、□はＰＬＬサンプリングクロック(ここでは５１．２ｋＨｚ)のタイミングでＡ／Ｄ変換したと仮定したときのＡ／Ｄ値を示している。図１２は、図５の動作通りに、ＰＬＬサンプリングクロックがあった次の固定サンプリングクロックでのＡ／Ｄ値のみに間引いたサンプリング点を示す説明図である。
図１２の間引き後の固定サンプリングＡ／Ｄ値１０２４点を使ってＦＦＴ演算するが、ＦＦＴ演算ではサンプリング点は一定の時間間隔で並んでいるという前提のもとに演算を行う。ＦＦＴ演算器にとっての入力波形は、図１２の間引き後の固定サンプリングＡ／Ｄ値を等間隔に並べ直したものとなり、その間隔はちょうどＰＬＬサンプリングクロックの間隔と一致する。
このように時間軸に対して等間隔(この場合１／５１．２ｋＨｚ＝０．０１９５３１２５ｍｓ間隔）に並べなおしたものが図１３に●で示す固定サンプリングＡ／Ｄ値である。この等間隔に並べ直した固定サンプリングＡ／Ｄ値は、□で示す理想的なＰＬＬサンプリングＡ／Ｄ値からずれていて、歪んだ波形になっている。そのため、この歪んだ波形に対してＦＦＴ演算をすると、本来の入力波形には含まれていない高調波成分が現われてくることになる。入力波形に含まれる高調波の周波数が高いほどこの本来含まれない成分は大きく、また、その入力波形に含まれる高調波成分の振幅が大きいほど、本来含まれない成分も大きくなる傾向にある。
本発明は、このような従来の問題点を解決するものであって、その目的は、ＦＦＴ演算したとき入力波形に本来含まれない成分を低減し、本来含まれる成分の振幅をより精度よく求めることができる高調波成分測定装置を実現することにある。
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
第１のサンプリングクロック発生器の出力クロックに基づきアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記アナログ入力信号のゼロクロスを検出するゼロクロス検出器と、
このゼロクロス検出器の検出信号に基づき出力周波数が入力信号基本周波数の整数倍の第２のサンプリングクロックを発生する第２のサンプリングクロック発生器と、
この第２のサンプリングクロックのタイミングで前記Ａ／Ｄ変換器の出力データを直線補間する演算器と、
この直線補間データに基づきＦＦＴ演算により入力信号の基本波成分と高調波成分を演算する演算器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力データに基づき電圧実効値、電流実効値、有効電力を演算する演算器と、
これら演算器の演算結果を表示する表示器、
とで構成されたことを特徴とする高調波成分測定装置である。
第１のサンプリングクロック発生器の出力クロックに基づきアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記アナログ入力信号のゼロクロスを検出するゼロクロス検出器と、
このゼロクロス検出器の検出信号に基づき出力周波数が入力信号基本周波数の整数倍の第２のサンプリングクロックを発生する第２のサンプリングクロック発生器と、
この第２のサンプリングクロックのタイミングで前記Ａ／Ｄ変換器の出力データを直線補間する演算器と、
この直線補間データに基づきＦＦＴ演算により入力信号の基本波成分と高調波成分を演算する演算器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力データに基づき電圧実効値、電流実効値、有効電力を演算する演算器と、
これら演算器の演算結果を表示する表示器、
とで構成されたことを特徴とする高調波成分測定装置である。
本発明のうち請求項２記載の発明は、請求項１記載の高調波成分測定装置において、
アナログ入力信号の電圧系統と電流系統のそれぞれに前記ゼロクロス検出器とＡ／Ｄ変換器を設けたことを特徴とする。
アナログ入力信号の電圧系統と電流系統のそれぞれに前記ゼロクロス検出器とＡ／Ｄ変換器を設けたことを特徴とする。
請求項３記載の発明は、請求項２記載の高調波成分測定装置において、
前記第２のサンプリングクロック発生器に入力されるゼロクロス検出器の検出信号を切り替える切替手段を設けたことを特徴とする。
前記第２のサンプリングクロック発生器に入力されるゼロクロス検出器の検出信号を切り替える切替手段を設けたことを特徴とする。
本発明によれば、ＦＦＴ演算したとき入力波形に本来含まれない成分を低減でき、本来含まれる成分の振幅をより精度よく求めることできる高調波成分測定装置を実現できる。
以下、本発明について図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に基づく高調波成分測定装置の一例を示すブロック図であって、図５と共通する部分には同一の符号を付けている。
図１において、カウンタ用クロック発生器１７は、カウンタＡ１８とカウンタＢ１９のカウント値を１カウントずつアップするためのクロック信号を発生する。このクロックの周波数は、固定サンプリングクロック発生器１２のクロック周波数より十分高いものとする。
カウンタＡ１８は、固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスと次のクロックパルスの間の期間だけカウンタ用クロック発生器１７からのクロック毎にカウントアップするものであり、さらに、固定サンプリングクロック発生器１２からのクロックパルスのタイミングでカウント値を０に初期化する。
カウンタＡ１８のカウント値は、固定サンプリングクロック発生器１２からのクロックパルスのタイミングでラッチＡ２０に読み込み保持される。
カウンタＢ１９は、固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスからＰＬＬサンプリング発生器１３が発生するクロックパルスまでの期間、カウンタ用クロック発生器１７からのクロック毎にカウントアップし、ＰＬＬサンプリング発生器１３が発生するクロックパルスがあった時点でカウント値を保持するもので、次の固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスがあったタイミングでカウント値を０に初期化する。ただし、固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスから次の固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスまでの期間にＰＬＬサンプリング発生器１３が発生するクロックパルスがなかった場合は、その２回目の固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスがあったタイミングでカウント値を０に初期化する。
カウンタＢ１９のカウント値は、固定サンプリングクロック発生器１２からのクロックパルスのタイミングでラッチＢ２１に読み込み保持される。
フラグ回路２２は、固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスと次のクロックパルスの間にＰＬＬサンプリング発生器１３が発生するクロックパルスがあった場合、固定サンプリングクロック発生器１２が発生する２回目のクロックパルスのタイミングで出力を１に保持する。また、固定サンプリングクロック発生器１２が発生するクロックパルスと次のクロックパルスの間にＰＬＬサンプリング発生器１３が発生するクロックパルスがなかった場合は、固定サンプリングクロック発生器１２が発生するその２回目のクロックパルスのタイミングで出力を０に保持する。
ＤＳＰ１１は、固定サンプリングクロック発生器１２のクロックパルスのタイミングでＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換器２およびＡ／Ｄ変換器５の出力値を読み込む。このとき、１回のＡ／Ｄ値を読み込むとともに、その１回前のＡ／Ｄ値もＤＳＰ１１内部に保存しておく。また、固定サンプリングクロック発生器１２のクロックパルスのタイミングで、ラッチＡ２０、ラッチＢ２１およびフラグ回路２２の出力を読み込む。
また、ＤＳＰ１１は、フラグ回路２２の出力が１の場合に次のような補間演算を行う。
図２を用い、フラグが１になっているｎ番目の固定サンプリングクロック発生器１２のクロックパルスを例に説明する。図２は、図１１に示すサンプリング点の波形の２．３６５ｍｓ〜２．４０５ｍｓを拡大したものである。
図２を用い、フラグが１になっているｎ番目の固定サンプリングクロック発生器１２のクロックパルスを例に説明する。図２は、図１１に示すサンプリング点の波形の２．３６５ｍｓ〜２．４０５ｍｓを拡大したものである。
固定サンプリングクロック発生器１２のｎ番目のクロックパルスのタイミングで読み込んだＡ／Ｄ値をＸ(ｎ）、ラッチＡ２０の値をＣｆｉｘ(ｎ）、ラッチＢ２１の値をＣｐｌｌ(ｎ）とする。また、固定サンプリングクロック発生器１２の(ｎ−１)番目のクロックパルスのタイミングで読み込んだＡ／Ｄ値をＸ(ｎ−１)とする。そして次の演算を行い、直線補間されたＡ／Ｄ値Ｘ＿ＨＲＭ(ｍ)を求める。
これにより、固定サンプリングクロック(ｎ−１)の時刻におけるＡ／Ｄ値Ｘ(ｎ−１)と固定サンプリングクロックｎの時刻におけるＡ／Ｄ値Ｘ(ｎ）に基づき、ＰＬＬサンプリングクロックｍの時刻におけるＡ／Ｄ値を直線補間により求めることができる。
図３は、このような直線補間により求めたＡ／Ｄ値を△で示して図１３に重ねてプロットした波形図である。□で示した理想的なＰＬＬサンプリングＡ／Ｄ値と良く一致していることがわかる。
これら直線補間により求めたＡ／Ｄ値Ｘ＿ＨＲＭ(ｍ)を、ＤＳＰ１１で行うＦＦＴ演算の対象データとする。１０２４点のＦＦＴ演算を行う場合は、ｍ＝１〜１０２４間でのＸ＿ＨＲＭ(ｍ)を求め、このＸ＿ＨＲＭ(ｍ)に対してＦＦＴ演算を行う。
ＤＳＰ１１は、このようなＦＦＴ演算を電圧瞬時値に対して行うことにより電圧の基本波成分と高調波成分を計算し、電流瞬時値に対して行うことにより電流の基本波成分と高調波成分を計算し、これら電圧のＦＦＴ結果と電流のＦＦＴ結果に基づき有効電力の基本波成分と高調波成分をそれぞれ計算する。
ＤＳＰ１１によって計算された電圧の基本波成分と高調波成分、電流の基本波成分と高調波成分および有効電力の基本波成分と高調波成分は、ＤＳＰ７で計算された電圧実効値Ｖ、電流実効値Ａおよび有効電力Ｐとともに、ＣＰＵ１４を介して表示器１５に同時に表示される。
図４は、補間後のＡ／Ｄ値を使ってＦＦＴ演算した結果の説明図であり、入力波形に含まれない成分が従来技術に比べ小さくなっている。従来技術では−３０ｄＢ以上あった成分が−５０ｄＢ以下となり、２０ｄＢ以上改善していることがわかる。また、１００次の成分は０．９９５９Ａとなり、理想値に比べ０．４１％小さな値になっているが、従来技術での０．８２％に比べて０．４１％改善している。
なお、図１の構成において、あらかじめ(カウンタ用クロック周波数／固定サンプリングクロック周波数)の値を計算してＤＳＰ１１に保持し、この値をＣｆｉｘ(ｎ）として補間演算を行うことにより、カウンタＡ１８とラッチＡ２０は不要になる。
また、図１の構成において、ＤＳＰ１１には固定サンプリングクロック発生器１２のクロックパルス毎のＡ／Ｄ変換器２およびＡ／Ｄ変換器５から変換出力されるＡ／Ｄ値はすべて読み込めるので、このＤＳＰ１１に電圧実効値計算、電流実効値計算、有効電力計算をＦＦＴ演算と同時に処理できる能力があれば、ＤＳＰ７は不要になる。
また、図１の構成において、ＤＳＰ１１で行う補間演算をここでは直線補間としたが、これをサイン補間など他の補間式を使うことにより、さらに理想的なＦＦＴ結果に近づく可能性がある。
さらに、図１の構成において、第１のサンプリングクロック発生器をＰＬＬサンプリングクロック発生器１３としているが、この第１のサンプリングクロック発生器は、ゼロクロス信号の整数倍の周波数が発生できるものであればゼロクロス信号の立ち上がりとサンプリングクロックの立ち上がりの位相が一致しない(PHASE LOCKしていない）サンプリングクロック発生器でもよい。
なお、実施例では電圧、電流、電力を測定する例を説明したが、電圧だけや電流だけを測定する装置であってもよい。
以上説明したように、本発明によれば、ＦＦＴ演算したとき入力波形に本来含まれない成分を低減し、本来含まれる成分の振幅をより精度よく求めることできる高調波成分測定装置が実現できる。
１ 電圧入力回路
２，５ Ａ／Ｄ変換器
３，６ ゼロクロス検出器
４ 電流入力回路
７，１１ ＤＳＰ
１０ 切替器
１２ 固定サンプリングクロック発生器
１３ ＰＬＬサンプリングクロック発生器
１４ ＣＰＵ
１５ 表示器
１６ 操作部
１７ カウンタ用クロック発生器
１８ カウンタＡ
１９ カウンタＢ
２０ ラッチＡ
２１ ラッチＢ
２２ フラグ回路
２，５ Ａ／Ｄ変換器
３，６ ゼロクロス検出器
４ 電流入力回路
７，１１ ＤＳＰ
１０ 切替器
１２ 固定サンプリングクロック発生器
１３ ＰＬＬサンプリングクロック発生器
１４ ＣＰＵ
１５ 表示器
１６ 操作部
１７ カウンタ用クロック発生器
１８ カウンタＡ
１９ カウンタＢ
２０ ラッチＡ
２１ ラッチＢ
２２ フラグ回路
Claims (3)
- 第１のサンプリングクロック発生器の出力クロックに基づきアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記アナログ入力信号のゼロクロスを検出するゼロクロス検出器と、
このゼロクロス検出器の検出信号に基づき出力周波数が入力信号基本周波数の整数倍の第２のサンプリングクロックを発生する第２のサンプリングクロック発生器と、
この第２のサンプリングクロックのタイミングで前記Ａ／Ｄ変換器の出力データを直線補間する演算器と、
この直線補間データに基づきＦＦＴ演算により入力信号の基本波成分と高調波成分を演算する演算器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力データに基づき電圧実効値、電流実効値、有効電力を演算する演算器と、
これら演算器の演算結果を表示する表示器、
とで構成されたことを特徴とする高調波成分測定装置。 - アナログ入力信号の電圧系統と電流系統のそれぞれに前記ゼロクロス検出器とＡ／Ｄ変換器を設けたことを特徴とする請求項１記載の高調波成分測定装置。
- 前記第２のサンプリングクロック発生器に入力されるゼロクロス検出器の検出信号を切り替える切替手段を設けたことを特徴とする請求項２記載の高調波成分測定装置。
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