JP2009219242A - インバータの電流制御装置、インバータ、およびインバータの出力電流制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】Ａ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形を検出する。
【解決手段】２個のＡ／Ｄコンバータ（１）、（２）と、遅延回路２１とを設ける。この遅延回路２１により、電流検出器３により検出された電流信号Ｉｏを遅延させ、遅延された電流信号Ｉｏ´を生成する。そして、Ａ／Ｄコンバータ（１）により、電流検出器３により検出された電流信号Ｉｏをサンプリングし、Ａ／Ｄコンバータ（２）より、遅延された電流信号Ｉｏ´をサンプリングする。また、各Ａ／Ｄコンバータ（１）、（２）には共通のサンプリング用のクロック信号ＣＬＫを入力する。これにより、個々のＡ／Ｄコンバータ（１）、（２）の最大クロック周波数以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、Ａ／Ｄコンバータ（Analog to Digital Converter）のサンプリング周波数以上の速さで変化するインバータ出力電流波形を検出することができるようにし、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、電流制御精度の向上を図ることができる、インバータの電流制御装置、該電流制御装置を有するインバータ、およびインバータの出力電流制御方法に関するものである。

図７は、交流電動機等の負荷（インダクタンス成分を含む負荷）に交流電流を流すインバータの電流制御装置の構成例を示す図であり、負荷４に流す交流電流Ｉをインバータ１Ａにより制御する例を示したものである。

図７において、インバータ制御部１００内の電流制御部１０１から出力される正弦波状の基準指令Ｉｓ（インバータ出力電圧指令）のレベルと、三角波の搬送波Ｖｃのレベルとをコンパレータ（ＣＭＰ）１０２により比較し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、このＰＷＭ信号により３相ブリッジ回路等で構成される出力回路２内のスイッチング素子をオン・オフ制御し、矩形波状のＰＷＭ電圧信号を生成して負荷４に印加し、負荷４に交流電流Ｉを流す。なお、制御対象となる負荷４は単相、または３相交流電動機等である。

この場合、負荷４に流れる電流Ｉが電流検出器３により電流信号Ｉｏとして検出される。この電流信号Ｉｏは、Ａ／Ｄコンバータ１１Ａによりクロック信号ＣＬＫの周期Ｔでサンプリングされ、電流信号Ｉｏをデジタル信号に変換した電流フィードバック信号Ｉｆが生成される。この電流フィードバック信号Ｉｆはインバータ制御部１００内の電流制御部１０１に取り込まれる。

電流制御部１０１は、電流指令Ｉｒｅｆと電流フィードバック信号Ｉｆとを比較し、電流指令Ｉｒｅｆと負荷４に流れる電流Ｉとが等しくなるように基準指令Ｉｓ（インバータの出力電圧指令信号）を生成する。

なお、クロック信号ＣＬＫはクロック信号生成回路５により生成される。このクロック信号ＣＬＫを、Ａ／Ｄコンバータ１１Ａに入力可能な最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）に近い周波数（温度等の周囲環境や余裕度を勘案した周波数）にすることにより、Ａ／Ｄコンバータ１１Ａにおけるサンプリング周波数を上げることができる。

図８は、電流信号Ｉｏの波形とサンプリング点の例を示す図である。図８（Ａ）は、Ａ／Ｄコンバータ１１Ａのサンプリング用のクロック信号ＣＬＫを示し、図８（Ｂ）は、負荷４に流れる電流Ｉを電流検出器３により検出した電流信号Ｉｏを示している。図８（Ｂ）に示すように、負荷４に流れる電流は、負荷４のインダクタンス成分により正弦波状の電流信号となる（正確には、負荷４に印加される電圧が矩形波状であるため、正弦波に鋸歯状のリップルが重畳された波形となる）。

この場合に、Ａ／Ｄコンバータ１１Ａにおける電流信号Ｉｏのサンプリングは、Ａ／Ｄコンバータ１１Ａに入力されるクロック信号ＣＬＫに同期して行われる。例えば、図８（Ａ）に示すクロック信号ＣＬＫの立上りエッジに同期してサンプリングが行われる。このため、サンプリング周波数とクロック信号の周波数とは等しくなり、●印で示す点がサンプリング点となる。

上述したように、従来のインバータの電流制御装置では、インバータ出力電流波形のサンプリングをＡ／Ｄコンバータのクロック信号に同期して行うために、Ａ／Ｄコンバータに入力可能な最大クロック周波数以上の速度で波形のサンプリングを行うことはできない。このためクロック周波数より速い出力電流波形の変化は検出することができず、電流制御精度の向上が図れないという問題点があった。

本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、サンプリング回路として使用されるＡ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出することができるようにし、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、電流制御精度の向上を図ることができる、インバータの電流制御装置、該電流制御装置を有するインバータ、およびインバータの出力電流制御方法を提供することにある。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のインバータの電流制御装置は、負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータの電流制御装置であって、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、前記電流検出器により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路と、前記電流検出器により検出された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを有するサンプリング回路と、前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御部と、を備えることを特徴とする。
上記構成からなる本発明のインバータの電流制御装置では、電流検出器により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路を設ける。また、前記電流検出器により検出された電流信号を、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、遅延回路により遅延された電流信号を追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを設ける。そして、各Ａ／Ｄコンバータにより読み込まれた第１のサンプリング点および追加されたサンプリング点の信号を基に、負荷に流す電流を制御する。
これにより、個々のＡ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出することができるようになる。また、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、電流制御精度の向上を図ることができる。

また、本発明のインバータの電流制御装置は、前記サンプリング回路は複数（ｎ個）のＡ／Ｄコンバータにより構成され、前記遅延回路は複数（ｎ−１個）の遅延回路により構成されると共に、前記クロック信号の周期Ｔ以下の時間を最大遅延時間として、それぞれの遅延時間が順次増加するように設定され、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記電流検出器により検出された電流信号がそのまま入力される１個のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延された電流信号が入力されるｎ−１個のＡ／Ｄコンバータとで構成されるとともに、前記各Ａ／Ｄコンバータには前記サンプリング信号生成回路から出力されるクロック信号が共通のサンプリング用のクロック信号として入力されることを特徴とする。
上記構成からなる本発明のインバータの電流制御装置では、複数（ｎ個）のＡ／Ｄコンバータと、それぞれの遅延時間が順次増加するように設定された複数（ｎ−１個）の遅延回路とを設ける。この遅延回路により、電流検出器により検出された電流信号を遅延させ、異なる遅延時間を持つ電流信号を生成する。そして、Ａ／Ｄコンバータを、電流検出器により検出された電流信号がそのまま入力される１個のＡ／Ｄコンバータと、遅延回路により遅延された電流信号が入力されるｎ−１個のＡ／Ｄコンバータとで構成するとともに、各Ａ／Ｄコンバータには共通のサンプリング用のクロック信号が入力されるように構成する。
これにより、個々のＡ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出することができるようになる。また、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、電流制御精度の向上を図ることができる。

また、本発明のインバータの電流制御装置は、負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータの電流制御装置であって、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、前記クロック信号を所定の時間だけ遅延させたクロック信号を生成する遅延回路と、前記クロック信号生成回路から出力されるクロック信号により前記電流信号をサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延させたクロック信号により前記電流信号をサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを有するサンプリング回路と、前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御部と、を備えることを特徴とする。
上記構成からなる本発明のインバータの電流制御装置では、電流検出器により検出された電流信号をクロック信号によりサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、前記クロック信号を所定の時間だけ遅延させたクロック信号により前記電流信号をサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを設ける。そして、Ａ／Ｄコンバータにより読み込まれた第１のサンプリング点および追加されたサンプリング点の信号を基に、負荷に流す電流を制御する。
これにより、個々のＡ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出することができるようになる。また、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、電流制御精度の向上を図ることができる。

また、本発明のインバータの電流制御装置は、前記サンプリング回路は複数（ｎ個）のＡ／Ｄコンバータにより構成され、前記遅延回路は複数（ｎ−１個）の遅延回路により構成されると共に、前記クロック信号の周期Ｔ以下の時間を最大遅延時間として、それぞれの遅延時間が順次増加するように設定され、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記クロック信号生成回路から出力されるクロック信号によりサンプリングを行う１個のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延されたクロック信号によりサンプリングを行うｎ−１個のＡ／Ｄコンバータとで構成されるとともに、前記各Ａ／Ｄコンバータには前記電流信号が共通のサンプリング対象信号として入力されることを特徴とする。
上記構成からなる本発明のインバータの電流制御装置では、複数（ｎ個）のＡ／Ｄコンバータと、それぞれの遅延時間が順次増加するように設定された、複数（ｎ−１個）の遅延回路とを設け、この遅延回路により異なる遅延時間を持つクロック信号を生成する。そして、Ａ／Ｄコンバータを、クロック信号生成回路から出力されるクロック信号がそのまま入力される１個のＡ／Ｄコンバータと、遅延回路により遅延されたクロック信号が入力されるｎ−１個のＡ／Ｄコンバータとで構成するとともに、各Ａ／Ｄコンバータに対し、電流検出器により検出された電流信号を共通のサンプリング対象信号として入力する。
これにより、個々のＡ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出することができるようになる。また、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、電流制御精度の向上を図ることができる。

また、本発明のインバータは、負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータであって、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、前記電流検出器により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路と、前記電流検出器により検出された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを有するサンプリング回路と、前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御部と、を備えることを特徴とする。
上記構成からなる本発明のインバータでは、電流検出器により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路を設ける。また、前記電流検出器により検出された電流信号を、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、遅延回路により遅延された電流信号を追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを設ける。そして、各Ａ／Ｄコンバータにより読み込まれた第１のサンプリング点および追加されたサンプリング点の信号を基に、負荷に流す電流を制御する。
これにより、個々のＡ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出することができるようになる。また、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、電流制御精度の向上を図ることができる。

また、本発明のインバータの出力電流制御方法は、負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータの電流制御方法であって、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手順と、前記電流検出手順により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成手順と、前記電流検出手順により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延手順と、前記電流検出手順により検出された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄ変換手順と、前記遅延手順により遅延された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄ変換手順と、前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御手順と、を含むことを特徴とする。
上記手順を含む本発明のインバータの出力電流制御方法では、電流検出手順によりインバータ出力電流を検出し、遅延手順により、前記電流検出手順により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる。電流信号をサンプリングして読み込む際に、第１のＡ／Ｄ変換手順（Ａ／Ｄコンバータを使用したサンプリング手順）は、前記電流検出手順により検出された電流信号を、第１のサンプリング点として読み込むと共に、第２のＡ／Ｄ変換手順は、前記遅延手順により遅延された電流信号を追加されたサンプリング点として読み込む。そして、第１のサンプリング点および追加されたサンプリング点の信号を基に、負荷に流す電流を制御する。
これにより、Ａ／Ｄ変換手順により電流信号をサンプリングして読み込む際に、Ａ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形の変化を検出することができるようになる。また、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量を増加し、出力電流制御精度の向上を図ることができる。

本発明においては、複数のＡ／Ｄコンバータと複数に遅延回路を使用し、インバータ出力電流波形をＡ／Ｄコンバータによりサンプリングすると同時に、遅延回路により遅延されたインバータ出力電流波形もＡ／Ｄコンバータによりサンプリングするか、または、インバータ出力電流波形をクロック信号を基にＡ／Ｄコンバータによりサンプリングすると同時に、遅延回路により遅延されたクロック信号を基にインバータ出力電流波形をＡ／Ｄコンバータによりサンプリングするようにしたので、これにより、Ａ／Ｄコンバータにおいて、逓倍したサンプリング周波数でサンプリングを行ったのと同等のサンプリング情報を得ることができる。このため、Ａ／Ｄコンバータの最大クロック周波数（最大サンプリング周波数）以上の速さのインバータ出力電流波形の変化も検出することができるようになり、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量が増加し、出力電流の制御精度を向上させることができる。

次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係わるインバータの電流制御装置について説明するための図である。
図１に示すインバータ１の電流制御装置において、図７に示す従来のインバータ１Ａの電流制御装置と比較して、構成上異なるのは、Ａ／Ｄコンバータ（１）１１と、Ａ／Ｄコンバータ（２）１２の２つのＡ／Ｄコンバータを使用する点と、電流検出器３により検出した電流信号Ｉｏを遅延させる遅延回路２１を追加した点である。インバータ制御部１００、電流制御部１０１、比較器１０２、電流検出器３、負荷４、クロック信号生成回路５は、図７の場合と同様であり、重複した説明は省略する。

なお、インバータ制御部１００は、ＣＰＵ（またはマイクロコントローラ）等で構成されており、インバータ制御部１００内での電流制御はデジタル信号を処理することにより行われる。

図１において、Ａ／Ｄコンバータ（１）１１は、電流検出器３により検出した電流信号Ｉｏを、クロック信号ＣＬＫに同期してサンプリングし、サンプリング点（第１のサンプリング点）の信号をデジタル信号により出力する。

Ａ／Ｄコンバータ（２）１２は、遅延回路２１により遅延したインバータ出力電流の電流信号Ｉｏ´を、クロック信号ＣＬＫの同期してサンプリングし、サンプリング点（追加されたサンプリング点）の信号をデジタル信号により出力する。

これにより、２つのＡ／Ｄコンバータ（１）、（２）により読み込まれたサンプリング点を合計すれば、Ａ／Ｄコンバータのクロック周波数（サンプリング周波数）が２倍であるのと同等の電流検出が実現できる。

図２は、図１に示すインバータの電流制御装置におけるサンプリング動作について説明するための図である。図２（Ａ）はＡ／Ｄコンバータのサンプリング用のクロック信号ＣＬＫを示している。また、図２（Ｂ）は、負荷４に流れる電流を電流検出器３により検出した電流信号Ｉｏの波形を示し、図２（Ｂ）中の●印は、Ａ／Ｄコンバータ（１）１１によるサンプリング点を示している。

図２（Ｃ）は、電流信号Ｉｏを遅延回路２１により所定時間遅延させた電流信号Ｉｏ´の波形を示す図であり、図中の×印は、Ａ／Ｄコンバータ（２）１２によるサンプリング点を示している。

図２（Ｄ）は、電流信号Ｉｏ上のサンプリング点を示す図であり、Ａ／Ｄコンバータ（１）１１によりサンプリングされるサンプリング点の位置、およびＡ／Ｄコンバータ（２）１２によりサンプリングされるサンプリング点の位置を示したものである。図２（Ｄ）に示すように、遅延回路２１を設けて電流信号Ｉｏを遅延させた電流信号Ｉｏ´を生成することにより、現在の電流信号Ｉｏのサンプリング点（●印のサンプリング点）に加えて、電流信号Ｉｏ´のサンプリング点（×印のサンプリング点）を追加されたサンプリング点として読み込むことができる。すなわち、電流信号Ｉｏにおいて、クロック信号の周期Ｔ内で得られるサンプリング点が１つ増えることになる。

したがって、図２（Ａ）に示すクロック信号ＣＬＫが、図２（Ｅ）に示すように、２倍の周波数となった仮想クロック信号になったものとして考えることができる。

このように、本発明の電流制御装置においては、２つのＡ／Ｄコンバータを使用し、現在のインバータ出力電流波形のサンプリングすると同時に、遅延回路により遅延されたインバータ出力電流波形もサンプリングするようにしたので、２倍のサンプリング周波数でサンプリングを行ったのと同等のサンプリング情報を得ることができる。これにより、Ａ／Ｄコンバータのクロック周波数（サンプリング周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形を検出することができるようになり、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量が増加し、電流の制御精度を向上させることができる。

［第２の実施の形態］
第１の実施の形態では、２つのＡ／Ｄコンバータと、１つの遅延回路２１を使用して、サンプリング点を２倍に増加させる構成例について説明したが、本発明の第２の実施の形態では、サンプリング点をｎ倍に増加させる構成例について説明する。

図３は、本発明の第２の実施の形態に係わるインバータの電流制御装置の構成を示す図である。図３に示すインバータの電流制御装置が、図１に示す第１実施形態に係るインバータの電流制御装置と構成上、異なるのは、図１に示した第１実施形態のインバータの電流制御装置の２つのＡ／Ｄコンバータ（１）、（２）を、複数（ｎ（ｎ≧３）個）のＡ／Ｄコンバータ（１）１１、Ａ／Ｄコンバータ（２）１２、・・・Ａ／Ｄコンバータ（ｎ）１ｎで構成し、また、複数（ｎ−１個）の遅延回路（２）２２、遅延回路（３）２３、・・・遅延回路（ｎ）２ｎを設けた点であり、他の構成は第１実施形態の電流制御装置と同様であるので、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図３に示す構成例では、複数（ｎ（ｎ≧３））個のＡ／Ｄコンバータ（１）〜（ｎ）と、複数（ｎ−１個）の遅延回路（２）〜（ｎ）を使用し、この遅延回路（２）〜（ｎ）のそれぞれの遅延時間が、クロック信号の周期Ｔ以下の時間を最大遅延時間として、それぞれの遅延時間が順次増加するように設定する。そして、各遅延回路（２）〜（ｎ）に対し、電流検出器３により検出した電流信号Ｉｏを入力し、各遅延回路（２）〜（ｎ）により、異なる遅延時間で遅延された電流信号Ｉｏ´（２）〜Ｉｏ´（ｎ）を生成する。各遅延回路（２）〜（ｎ）により遅延された電流信号Ｉｏ´（２）〜Ｉｏ´（ｎ）は、対応するＡ／Ｄコンバータ（２）〜（ｎ）にサンプリング対象波形として入力される。また、各Ａ／Ｄコンバータ（１）〜（ｎ）には、共通のサンプリング用のクロック信号ＣＬＫが入力される。

例えば、図４に示すように、クロック信号ＣＬＫの周期をＴとした場合に、図４（Ａ）に示すクロック信号ＣＬＫの周期Ｔをｎ等分し、遅延回路（２）〜（ｎ）により、図４（Ｂ）に示す電流信号Ｉｏを、Ｔ／ｎずつ遅延させる。

例えば、図４（Ｃ）に示すように、遅延回路（２）２２においては遅延時間をＴ／ｎとし、電流信号ＩｏをＴ／ｎだけ遅延させた電流信号Ｉｏ´（２）を生成し、図４（Ｄ）に示すように、遅延回路（３）２３においては遅延時間を２Ｔ／ｎとし、電流信号Ｉｏを２Ｔ／ｎだけ遅延させた電流信号Ｉｏ´（３）を生成する。また、図４（Ｅ）に示すように、遅延回路（ｎ）における遅延時間を（ｎ−１）Ｔ／ｎとし、電流信号Ｉｏを（ｎ−１）Ｔ／ｎだけ遅延させた電流信号Ｉｏ´（ｎ）を生成する。そして、各遅延回路（２）〜（ｎ）により遅延された電流信号を、対応する各Ａ／Ｄコンバータ（２）〜（ｎ）に入力し、共通のサンプリング信号ＣＬＫによりサンプリングする。

このように、複数のＡ／Ｄコンバータと複数の遅延回路を使用し、現在のインバータ出力電流波形と、複数の遅延回路により遅延されたインバータ出力電流波形を共通のクロック信号により同時にサンプリングをするようにしたので、Ａ／Ｄコンバータの数ｎに応じて、ｎ逓倍されたサンプリング周波数（サンプリング周波数＝クロック周波数×Ａ／Ｄコンバータ数ｎ）でサンプリングを行ったのと同等のサンプリング情報を得ることができる。これにより、Ａ／Ｄコンバータのクロック周波数（動作周波数）以上の速さで変化するインバータ出力電流波形も検出することができるようになり、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量が増加し、電流の制御精度を向上させることができる。

［第３の実施の形態］
第２の実施の形態では、複数（ｎ個）のＡ／Ｄコンバータと、複数（ｎ−１個）の遅延回路を使用し、電流検出器３により検出した電流信号Ｉｏの波形を遅延させることにより、電流信号Ｉｏのサンプリング点をｎ倍に増加させる構成例については説明したが、本発明の第３の実施の形態では、電流信号Ｉｏを遅延させる代わりに、Ａ／Ｄコンバータに入力するサンプリング用のクロック信号ＣＬＫを遅延させる例について説明する。

図５は、本発明の第３の実施の形態に係わるインバータの電流制御装置の構成を示す図である。図５に示す第３実施形態に係るインバータの電流制御装置が、図３に示す第２の実施の形態に係わるインバータの電流制御装置と構成上、異なるのは、図３に示した、複数（ｎ−１個）の遅延回路（２）２２、遅延回路（３）２３、・・・遅延回路（ｎ）２ｎにより、電流信号Ｉｏの波形を遅延させるのに代えて、クロック信号ＣＬＫを遅延させた点であり、他の構成は第２実施形態に係るインバータの電流制御装置と同様であるので、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図５に示す構成例では、複数（ｎ（ｎ≧３）個）のＡ／Ｄコンバータ（１）〜（ｎ）と、複数（ｎ−１個）の遅延回路（２）〜（ｎ）を使用し、この遅延回路（２）〜（ｎ）のそれぞれの遅延時間が異なるように設定する。そして、遅延回路（２）〜（ｎ）によりクロック信号ＣＬＫを遅延させる。

例えば、図６に示すように、クロック信号ＣＬＫの周期をＴとした場合に、図６（Ａ）に示すクロック信号ＣＬＫの周期Ｔをｎ等分し、遅延回路（２）〜（ｎ）により、クロック信号ＣＬＫを、Ｔ／ｎずつ遅延させる。

例えば、図６（Ｂ）に示すように、遅延回路（２）２２においては遅延時間をＴ／ｎとし、クロック信号ＣＬＫをＴ／ｎだけ遅延させたクロック信号ＣＬＫ（２）を生成し、図６（Ｃ）に示すように、遅延回路（３）２３においては遅延時間を２Ｔ／ｎとし、クロック信号ＣＬＫを２Ｔ／ｎだけ遅延させたクロック信号ＣＬＫ（３）を生成する。また、図６（Ｄ）に示すように、遅延回路（ｎ）２ｎにおける遅延時間を（ｎ−１）Ｔ／ｎとし、クロック信号ＣＬＫを（ｎ−１）Ｔ／ｎだけ遅延させたクロック信号ＣＬＫ（ｎ）を生成する。

そして、各遅延回路（２）〜（ｎ）により生成された遅延されたクロック信号ＣＬＫ（２）〜ＣＬＫ（ｎ）を対応するＡ／Ｄコンバータ（２）〜（ｎ）にサンプリング用のクロック信号として入力する。同時に、各Ａ／Ｄコンバータ（２）〜（ｎ）には共通の電流信号Ｉｏを入力する。この結果、図６（Ｅ）に示すように、電流信号Ｉｏに対して、ｎ個のサンプリング点を得ることができる。

このように、複数のＡ／Ｄコンバータと複数の遅延回路を使用し、複数の遅延回路により遅延された異なるタイミングのクロック信号により、各Ａ／Ｄコンバータに共通に入力される電流信号Ｉｏをサンプリングするようにしたので、Ａ／Ｄコンバータの数ｎに応じて、ｎ逓倍したサンプリング周波数（サンプリング周波数＝クロック周波数×Ａ／Ｄコンバータ数ｎ）でサンプリングを行ったのと同等のサンプリング情報を得ることができる。これにより、Ａ／Ｄコンバータのクロック周波数（動作周波数）以上の速さのインバータ出力電流の変化も検出することができるようになり、インバータ出力電流波形のサンプリング情報量が増加し、電流の制御精度を向上させることができる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のインバータの電流制御装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

本発明の第１の実施の形態に係わるインバータの電流制御装置の構成例を示す図である。 図１に示すインバータの電流制御装置におけるサンプリング動作について説明するための図である。 本発明の第２の実施の形態に係わるインバータの電流制御装置の構成例を示す図である。 図３に示すインバータの電流制御装置におけるサンプリング動作について説明するための図である。 本発明の第３の実施の形態に係わるインバータの電流制御装置の構成例を示す図である。 図５に示すインバータの電流制御装置におけるサンプリング動作について説明するための図である。 従来のインバータの電流制御装置の構成例を示す図である。 従来のインバータの電流制御装置におけるサンプリング点の例を示す図である。

符号の説明

１、１Ａ・・・インバータ、２・・・出力回路、３・・・電流検出器、４・・・負荷（交流電動機等）、５・・・クロック信号生成回路、１１、１１Ａ・・・Ａ／Ｄコンバータ、１２、１３、１ｎ・・・Ａ／Ｄコンバータ、２１、２２、２３、２ｎ・・・遅延回路。１００・・・インバータ制御部、１０１・・・電流制御部、１０２・・・比較器

Claims (6)

1. 負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータの電流制御装置であって、
   前記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、
   前記電流検出器により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路と、
   前記電流検出器により検出された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを有するサンプリング回路と、
   前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御部と、
   を備えることを特徴とするインバータの電流制御装置。
2. 前記サンプリング回路は複数（ｎ個）のＡ／Ｄコンバータにより構成され、
   前記遅延回路は複数（ｎ−１個）の遅延回路により構成されると共に、前記クロック信号の周期Ｔ以下の時間を最大遅延時間として、それぞれの遅延時間が順次増加するように設定され、
   前記Ａ／Ｄコンバータは、前記電流検出器により検出された電流信号がそのまま入力される１個のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延された電流信号が入力されるｎ−１個のＡ／Ｄコンバータとで構成されるとともに、前記各Ａ／Ｄコンバータには前記サンプリング信号生成回路から出力されるクロック信号が共通のサンプリング用のクロック信号として入力されること
   を特徴とする請求項１に記載のインバータの電流制御装置。
3. 負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータの電流制御装置であって、
   前記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、
   前記クロック信号を所定の時間だけ遅延させたクロック信号を生成する遅延回路と、
   前記クロック信号生成回路から出力されるクロック信号により前記電流信号をサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延させたクロック信号により前記電流信号をサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを有するサンプリング回路と、
   前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御部と、
   を備えることを特徴とするインバータの電流制御装置。
4. 前記サンプリング回路は複数（ｎ個）のＡ／Ｄコンバータにより構成され、
   前記遅延回路は複数（ｎ−１個）の遅延回路により構成されると共に、前記クロック信号の周期Ｔ以下の時間を最大遅延時間として、それぞれの遅延時間が順次増加するように設定され、
   前記Ａ／Ｄコンバータは、前記クロック信号生成回路から出力されるクロック信号によりサンプリングを行う１個のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延されたクロック信号によりサンプリングを行うｎ−１個のＡ／Ｄコンバータとで構成されるとともに、前記各Ａ／Ｄコンバータには前記電流信号が共通のサンプリング対象信号として入力されること
   を特徴とする請求項３に記載のインバータの電流制御装置。
5. 負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータであって、
   前記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、
   前記電流検出器により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路と、
   前記電流検出器により検出された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄコンバータと、前記遅延回路により遅延された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄコンバータとを有するサンプリング回路と、
   前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御部と、
   を備えることを特徴とするインバータ。
6. 負荷に流れる交流電流を制御するＰＷＭインバータの電流制御方法であって、
   前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手順と、
   前記電流検出手順により検出された電流信号をサンプリングするためのクロック信号を生成するクロック信号生成手順と、
   前記電流検出手順により検出された電流信号を所定の時間だけ遅延させる遅延手順と、
   前記電流検出手順により検出された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、第１のサンプリング点として読み込む第１のＡ／Ｄ変換手順と、
   前記遅延手順により遅延された電流信号を前記クロック信号によりサンプリングし、追加されたサンプリング点として読み込む第２のＡ／Ｄ変換手順と、
   前記第１のサンプリング点および前記追加されたサンプリング点の信号を基に、前記インバータの出力電圧を制御して前記負荷に流す電流を制御する電流制御手順と、
   を含むことを特徴とするインバータの出力電流制御方法。

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