JP2009026497A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】損失を低減することが可能な放電灯点灯回路を提供する。
【解決手段】本発明の一実施形態に係る放電灯点灯回路１は、入力直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１０と、インバータ回路１０からの交流電力を昇圧し、放電灯５に供給するための昇圧交流電力を生成する昇圧回路３０であって、昇圧交流電力を出力するトランス３４と、トランス３４とインバータ回路１０との間に接続され、トランス３４の１次コイル３４ａを含む共振回路３１とを有する当該昇圧回路３０と、インバータ回路１０又は昇圧回路３０からの交流電力から放電灯５を起動するための起動パルス電圧を生成する起動回路４０と、インバータ回路１０に対してスイッチング制御を行う制御回路６０とを備え、制御回路６０は、スイッチング制御を行う動作期間とスイッチング制御を休止する休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、車両用の放電灯を点灯するための点灯回路に関するものである。

車両用照明等に用いられる放電灯を点灯するための点灯回路が知られている。特許文献１には、インバータ回路と、昇圧回路と、起動回路とから構成された放電灯点灯回路が記載されている。昇圧回路は、インバータ回路によって生成された交流電力を昇圧して放電灯に供給するために、共振回路とトランスとを有している。共振回路は、容量素子、インダクタ素子及びトランスの１次コイルとから構成され、インバータ回路とトランスとの間に接続されている。このようにして、トランスの２次コイルから放電灯に交流電力が供給される。

共振回路では、容量素子と、インダクタ素子と、トランスの１次コイルとが共振することによって、これらの合成インピーダンスが周波数依存性を有する。共振回路の合成インピーダンスは、共振周波数に近いほど小さい。その結果、共振回路は、インバータ回路から出力される交流電力の周波数が共振周波数に近いほど、大きな電力を出力する。

この特性を利用して、特許文献１に記載の放電灯点灯回路では、インバータ回路のスイッチング周波数を調整して、出力電力を制御している。詳説すれば、放電灯起動時には、放電灯の光量（全光束）の立ち上がりを早めるために、インバータ回路のスイッチング周波数を共振周波数に近づけて放電灯に大きな電力を供給し、次第に、放電灯に供給する電力を低下させるために、インバータ回路のスイッチング周波数を共振周波数から離す。
特開２００５−６３８２１号公報

しかしながら、スイッチング周波数が共振周波数からずれるほど損失が大きくなってしまう。これは、スイッチング損失が大きくなることに起因する。詳説すれば、スイッチング周波数が共振周波数からずれた場合、インバータ回路におけるスイッチング素子は、電流がゼロでないときにオン状態からオフ状態に切り替わることとなり（ターンオフ）、電流が次第にゼロになると共に両端電圧が次第に上昇する期間において、この電流と電圧との積がスイッチング素子における電力損失となる。

一方、スイッチング周波数が共振周波数と同一である場合、インバータ回路におけるスイッチング素子は、電流がゼロであるときにオン状態からオフ状態に切り替わる。したがって、スイッチング周波数を共振周波数と同一にすればスイッチング素子の電力損失を減らすことができる。しかしながら、スイッチング周波数を共振周波数と同一にすると、出力電力が大きくなり過ぎると共に、上記したように出力電力の調整ができなくなってしまう。

そこで、本発明は、損失を低減することが可能な放電灯点灯回路を提供することを目的としている。

本発明の放電灯点灯回路は、（ａ）入力直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、（ｂ）インバータ回路からの交流電力を昇圧し、放電灯に供給するための昇圧交流電力を生成する昇圧回路であって、昇圧交流電力を出力するトランスと、トランスとインバータ回路との間に接続され、トランスの１次コイルを含む共振回路とを有する当該昇圧回路と、（ｃ）インバータ回路又は昇圧回路からの交流電力から放電灯を起動するための起動パルス電圧を生成する起動回路と、（ｄ）インバータ回路に対してスイッチング制御を行う制御回路とを備え、（ｅ）制御回路は、スイッチング制御を行う動作期間とスイッチング制御を休止する休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御を行うことを特徴とする。

この放電灯点灯回路によれば、制御回路は、スイッチング制御を行う動作期間とスイッチング制御を休止する休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御を行うので、出力電力の上昇を抑制しつつ、スイッチング制御の周波数、すなわちインバータ回路のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数の近傍に設定することができる。したがって、この放電灯点灯回路によれば、インバータ回路におけるスイッチング素子のターンオフ時の損失を低減することができる。

上記した制御回路は、間欠スイッチング制御における動作期間のスイッチング制御の周波数を共振回路の共振周波数の近傍で略一定とし、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を調整することによって、昇圧交流電力の制御を行ってもよい。

これによれば、間欠スイッチング制御における動作期間のスイッチング制御の周波数を共振回路の共振周波数の近傍で略一定とするので、損失低減を維持することができる。

また、上記した制御回路は、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を略一定とし、動作期間におけるスイッチング制御の周波数を調整することによって、昇圧交流電力の制御を行ってもよい。

間欠スイッチング制御において、動作期間に対して休止期間が長くなると、放電灯の温度低下に起因して放電灯が消灯してしまうことがある（立消え）。しかしながら、これによれば、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率が略一定であるので、放電灯の立消えを低減することができる。

また、上記した制御回路は、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を入力直流電圧に応じて変更してもよい。

間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率が略一定である場合、入力電圧が低下すると、動作期間におけるスイッチング制御では所望の出力電力を得ることができないことがある。しかしながら、これによれば、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を入力電圧に応じて変更するので、入力電圧が低下しても、動作期間におけるスイッチング制御によって所望の出力電力を得ることができる。

また、上記した制御回路は、１つの動作期間と１つの休止期間とを１周期とする間欠スイッチング制御の周波数を変調してもよい。

動作期間と休止期間との比率を略一定とする間欠スイッチング制御が行われている場合や、動作期間と休止期間との比率を調整して出力電力を制御する間欠スイッチング制御において安定動作している場合、間欠スイッチング制御の周波数に起因して音響共鳴が発生することがある。しかしながら、これによれば、間欠スイッチング制御の周波数を変調させるので、間欠スイッチング制御の周波数に起因する音響共鳴を抑制することができる。

本発明によれば、放電灯点灯回路の損失を低減することができる。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。
［第１の実施形態］

図１は、本発明の第１の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。図１には、放電灯点灯回路１と共に、スイッチ２、入力用直流電源としてのバッテリ３、ソケット４および放電灯５が示されている。放電灯点灯回路１の一対の入力６ａ，６ｂの間には、スイッチ２とバッテリ３とが直列に接続され、放電灯点灯回路１の入力６ｂは電源線（例えば、接地ライン）９に接続される。放電灯点灯回路１の一対の出力７ａ，７ｂの間には、放電灯５を搭載するためのソケット４が接続される。このようにして、放電灯点灯回路１は、スイッチ２がオン状態であるときに、バッテリ３から供給される直流電力を用いて、車両用の放電灯５、主に前照灯などの灯具を点灯する。

図１に示す放電灯点灯回路１は、インバータ回路１０と、ドライバ回路２０と、昇圧回路３０と、起動回路４０と、電流検出用抵抗素子５０と、制御回路６０とを備えている。

インバータ回路１０は、２つのトランジスタ１１，１２を有している。本実施形態では、トランジスタ１１，１２は、Ｎチャネル型ＦＥＴである。トランジスタ１１，１２は、入力６ａ，６ｂ間に直列に接続されている。具体的には、トランジスタ１１のドレインは入力６ａに接続されており、ソースはトランジスタ１２のドレインに接続されている。トランジスタ１２のソースは入力６ｂに接続されている。トランジスタ１１，１２のゲートは、ドライバ回路２０に接続されている。

ドライバ回路２０は、制御回路６０から受ける制御信号Ｓｃに応じて、トランジスタ１１，１２の各々のゲートに駆動信号を供給する。駆動信号のデューティはほぼ５０％であり、駆動信号の位相は互いに１８０度ずれている。これによって、インバータ回路１０では、入力６ａ，６ｂに入力される直流電力が交流電力に変換され、この交流電力は昇圧回路３０に供給される。

昇圧回路３０は、インバータ回路１０からの交流電力を昇圧して昇圧交流電力を生成し、放電灯５へ供給する。昇圧回路３０は、共振回路３１とトランス３４とを有している。

共振回路３１は、直列に接続された容量素子３２、インダクタ３３及びトランス３４の１次コイル３４ａとを有している。容量素子３２の一端はインバータ回路１０におけるトランジスタ１１のソースおよびトランジスタ１２のドレインに接続されており、容量素子３２の他端はインダクタ３３の一端に接続されている。インダクタ３３の他端はトランス３４の１次コイル３４ａの一端に接続されており、１次コイル３４ａの他端は入力６ｂに接続されている。なお、インダクタ３３は、上記インダクタ素子の他、例えばトランス３４の１次側漏れインダクタンスや配線による浮遊インダクタンスなどで構成してもよい。

共振回路３１では、容量素子３２と、インダクタ３３と、１次コイル３４ａとが共振することによって、これらの合成インピーダンスが周波数依存性を有する。共振回路３１の合成インピーダンスは、共振周波数に近いほど小さい。その結果、共振回路３１は、インバータ回路１０から出力される交流電力の周波数が共振周波数に近いほど、大きな電力を出力する。

図２は、インバータ回路のスイッチング周波数に対する共振回路の出力電力を示す図である。図２によれば、上記したように、インバータ回路１０のスイッチング周波数が共振周波数ｆｒに近いほど、共振回路３１の出力電力Ｐｒが大きいことがわかる。

トランス３４は、共振回路３１からの出力電力Ｐｒを昇圧して放電灯５へ供給する。トランス３４における２次コイル３４ｂの一端は出力７ａに接続されており、２次コイル３４ｂの他端は電流検出用抵抗素子５０の一端に接続されている。電流検出用抵抗素子５０の他端は出力７ｂに接続されている。

起動回路４０の入力は共振回路３１における容量素子３２とインダクタ３３との間のノードに接続されており、起動回路４０の出力はトランス３４における１次コイル３４ａの中間端子に接続されている。起動回路４０は、ソケット４に搭載される放電灯５を起動させるために、狭パルス幅を有するトリガーパルス電圧を生成し、このトリガーパルス電圧をトランス３４の１次コイル３４ａに重畳させる。その結果、トリガーパルス電圧はトランス３４によって昇圧され、高電圧値および狭パルス幅を有する起動パルス電圧（例えば、約２０ｋＶ）が昇圧回路３０の出力電圧に重畳される。

制御回路６０は、インバータ回路１０に対して、スイッチング制御を行う動作期間とスイッチング制御を休止する休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御を行うための制御信号Ｓｃを生成する（図３参照）。

本実施形態では、制御回路６０は、スイッチング制御を行う動作期間において、インバータ回路１０のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数ｆｒに固定する。具体的には、制御回路６０は、共振回路３１における容量素子３２の両端の電圧Ｖａ，Ｖｂの位相を監視して、動作期間におけるインバータ回路１０のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数ｆｒと同一に調整する。

また、本実施形態では、制御回路６０は、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率（デューティ）を調整して、放電灯点灯回路１の出力電力Ｐｏを制御する。具体的には、制御回路６０は、出力電圧Ｖｖｏ、出力電流に応じた抵抗素子５０の電圧降下値Ｖｉｏを監視して、動作期間を調整する。

図４は、制御回路６０を示す回路図である。図４に示す制御回路６０は、周波数検出回路６１と、スイッチング制御回路６２と、電力演算回路６３と、カウンタ６４と、比較器６５と、間欠スイッチング制御回路６６とを有している。

周波数検出回路６１は、共振回路３１における容量素子３２の両端の電圧Ｖａ，Ｖｂの位相差から、スイッチング周波数と共振周波数ｆｒとの差分を検出する。周波数検出回路６１は、スイッチング周波数と共振周波数ｆｒとが一致するように、すなわち電圧Ｖａ，Ｖｂの位相差が９０°になるように、スイッチング制御回路６２へ指令する。

スイッチング制御回路６２は、周波数検出回路６１からの指令に応じて、共振周波数と同一な周波数を有するスイッチング信号Ｓｓｗを間欠スイッチング制御回路６６へ供給する。

電力演算回路６３は、出力電圧Ｖｖｏと出力電流を表す電圧Ｖｉｏとから出力電力Ｐｏを演算し、アナログ−ディジタル変換して、出力電力Ｐｏの大きさを示す１６ビットディジタル信号の４桁の値Ｄ１〜Ｄ４をそれぞれ比較器６５へ出力する。

カウンタ６４は、基準クロックＣｒｅｆをカウントし、カウント値に応じた１６ビットディジタル信号の４桁の値Ｄａ〜Ｄｄをそれぞれ比較器６５へ出力する。なお、カウンタ６４は、比較器６５の出力信号によってリセットされる。

比較器６５は、電力演算回路６３からのディジタル信号とカウンタ６４からのディジタル信号とを比較し、一致した場合に出力信号を生成する。図５は、比較器６５を示す回路図である。図５に示す比較器６５は、４つのＥＸＮＯＲ回路６５ａ〜６５ｄとＡＮＤ回路６５ｅとを有している。ＥＸＮＯＲ回路６５ａ〜６５ｄは、ディジタル信号の各桁の値Ｄ１〜Ｄ４とディジタル信号の各桁の値Ｄａ〜Ｄｄとをそれぞれ排他的論理演算し、ＡＮＤ回路６５ｅは、これらの排他的論理演算結果を乗算し、調整信号Ｓａを生成する。

これによって、電力演算回路６３、カウンタ６４及び比較器６５は、出力電力Ｐｏの大きさに応じた調整信号Ｓａを間欠スイッチング制御回路６６へ供給する。

再び図４に戻り、間欠スイッチング制御回路６６は、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間とを有する間欠スイッチング制御のための制御信号Ｓｃを生成する。図６は、間欠スイッチング制御回路６６を示す回路図である。図６に示す間欠スイッチング制御回路６６は、動作期間用カウンタ６６ａと、休止期間用カウンタ６６ｂと、Ｄ−ＦＦ６６ｃ，６６ｄと、ＡＮＤ回路６６ｅと、ＮＯＴ回路６６ｆ，６６ｇと、ＮＡＮＤ回路６６ｈと、ＮＯＲ回路６６ｉ，６６ｊ，６６ｋとを有している。

動作期間用カウンタ６６ａは、ＮＯＴ回路６６ｆを介して入力されるスイッチング信号Ｓｓｗのパルス数をカウントし、カウント値が所定値ｎに達したときに、例えばハイレベルの信号を出力する。また、動作期間用カウンタ６６ａは、ＮＯＲ回路６６ｉを介して入力される休止期間用カウンタ６６ｂからのハイレベルの信号に応じて、出力信号をローレベルに切り替えると共に、カウント値をリセットしてカウントを開始する。

Ｄ−ＦＦ６６ｃは、トグルスイッチとして機能し、ＮＯＴ回路６６ｇを介して入力される動作期間用カウンタ６６ａからのハイレベルの信号に応じて、例えばハイレベルの信号を出力する。また、Ｄ−ＦＦ６６ｃは、ＮＯＲ回路６６ｊを介して入力される休止期間用カウンタ６６ｂからのハイレベルの信号に応じて、出力信号をローレベルに切り替える。

休止期間用カウンタ６６ｂは、ＮＯＴ回路６６ｆを介して入力されるスイッチング信号Ｓｓｗのパルス数をカウントし、カウント値が所定値ｍに達したときに、例えばハイレベルの信号を出力する。また、休止期間用カウンタ６６ｂは、ＮＡＮＤ回路６６ｈ及びＮＯＲ回路６６ｋを介して入力される動作期間用カウンタ６６ａからのハイレベルの信号に応じて、出力信号をローレベルに切り替えると共に、カウント値をリセットしてカウントを開始する。

Ｄ−ＦＦ６６ｄは、トグルスイッチとして機能し、休止期間用カウンタ６６ｂからのハイレベルの信号に応じて、例えばハイレベルの信号を出力する。また、Ｄ−ＦＦ６６ｄは、ＮＡＮＤ回路６６ｈ及びＮＯＲ回路６６ｋを介して入力される動作期間用カウンタ６６ａからのハイレベルの信号に応じて、出力信号をローレベルに切り替える。

ＡＮＤ回路６６ｅは、休止期間用カウンタ６６ｂからの信号とスイッチング信号Ｓｓｗとを受け、休止期間用カウンタ６６ｂからの信号がハイレベルであるときにスイッチング信号Ｓｓｗを制御信号Ｓｃとして出力し、休止期間用カウンタ６６ｂからの信号がローレベルのときにはスイッチング信号Ｓｓｗを出力しない。

このようにして、図３に示すような間欠スイッチング制御を行うための制御信号Ｓｃが生成される。

また、動作期間用カウンタ６６ａは、比較器６５からの調整信号Ｓａに応じて、所定値ｎを変更する。これにより、動作期間用カウンタ６６ａは、出力電力Ｐｏに応じて、間欠スイッチング制御における動作期間を調整し、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を調整することとなる。その結果、出力電力制御が行われる。

なお、本実施形態では、ＮＯＲ回路６６ｉ，６６ｊ，６６ｋを有しているので、外部からのリセット信号Ｓｒによってリセット可能となっている。

次に、第１の実施形態の放電灯点灯回路１の動作を説明する。まず、車両運転者によってスイッチ２がオン状態とされ、一対の入力６ａ，６ｂの間にバッテリ３から直流電圧が入力されると、この直流電圧は、インバータ回路１０へ供給される。また、制御回路６０から制御信号Ｓｃが出力される。すると、ドライバ回路２０によってトランジスタ１１，１２が交互にオン状態となり、交流電圧が生成される。この交流電圧は共振回路３１を介してトランス３４に供給され、トランス３４によって昇圧された交流電圧が生成され、ソケット４に搭載された放電灯５に供給される。

また、起動回路４０によって、トランス３４における１次コイル３４ａの中間端子−他端間には瞬時電流が流れ、トリガーパルス電圧が発生する。このトリガーパルス電圧はトランス３４によって昇圧され、２次コイル３４ｂの端子間には高電圧（例えば、約２０ｋＶ）および狭パルス幅の起動パルス電圧が誘起される。その結果、放電灯点灯回路１の一対の出力７ａ、７ｂの間には、起動パルス電圧が重畳された出力電圧が発生し、ソケット４に搭載された放電灯５が絶縁破壊を起こすことによって点灯を開始する。

放電灯５が点灯を開始すると、制御回路６０における周波数検出回路６１及びスイッチング制御回路６２によって、共振回路３１の共振周波数ｆｒと同一な周波数を有するスイッチング信号Ｓｓｗが生成される。一方、電力演算回路６３、カウンタ６４及び比較器６５によって、出力電力Ｐｏに応じた調整信号Ｓａが生成される。すると、間欠スイッチング制御回路６６によって、図３に示すように、スイッチング信号Ｓｓｗをスルーする動作期間とスイッチング信号Ｓｓｗをマスクする休止期間とを交互に有する制御信号Ｓｃが生成される。この制御信号Ｓｃにおける動作期間と休止期間との比率は、調整信号Ｓａ、すなわち出力電力Ｐｏに応じて調整されることとなる。このように、放電灯点灯回路１では、スイッチング制御を行う動作期間とスイッチング制御を停止する休止期間とを交互に設ける間欠スイッチング制御が行われ、出力電力Ｐｏが調整される。

ここで、放電灯点灯回路において発生する損失の中で、インバータ回路のスイッチング素子による損失が占める割合が大きい。このスイッチング素子による損失は、主に以下の２つに分類できる。
（１）導通損失：スイッチング素子がオン状態であるときに発生する電力損失
（２）スイッチング損失：スイッチング過渡時に発生する電力損失
また、このスイッチング損失は、以下の２つに分類できる。
（２−１）ターンオン損失：オフ状態からオン状態への切替時に発生する電力損失
（２−２）ターンオフ損失：オン状態からオフ状態への切替時に発生する電力損失

（１）導通損失については、スイッチング素子自体のオン抵抗値に起因するものであり、回路的な手法で低減することは困難である。本実施形態では、（２）スイッチング損失において、特に（２−２）ターンオフ損失を低減することを目的としている。以下に、比較例の回路と比較しながら詳説する。

図７は、本実施形態の放電灯点灯回路のインバータ回路におけるハイサイド側のトランジスタの電圧波形及び電流波形を示す図であり、図８は、比較例の放電灯点灯回路のインバータ回路におけるハイサイド側のトランジスタの電圧波形及び電流波形を示す図である。なお、比較例の放電灯点灯回路は、本実施形態の放電灯点灯回路１と略同一であり、制御回路が間欠スイッチング制御を行わず、スイッチング制御によって電力制御を行う点で本実施形態と異なっている。

図７，８に示すように、スイッチング素子のターンオンは、スイッチング素子の転流ダイオード（例えば、図１に点線で示すボディダイオード）に順方向電流が流れている期間、すなわちスイッチング素子の電圧Ｖｄｓが転流ダイオードの順方向電圧でクランプされている期間に行われるので（時刻ｔ１）、所謂零電圧スイッチングとなり、（２−１）スイッチング損失におけるターンオン損失は小さい。

しかしながら、図８に示すように、比較例では、間欠スイッチング制御を行わず、スイッチング制御によって出力電力制御を行うので、スイッチング周波数が共振周波数ｆｒより大きい周波数で動作することとなる。その結果、スイッチング素子のターンオフは、スイッチング素子に電流Ｉｄが流れている期間に行われることとなる。これにより、電流Ｉｄが次第にゼロになると共に電圧Ｖｄｓが次第に上昇する期間ｔ２−ｔ３において、この電流Ｉｄの時間積分値と電圧Ｖｄｓの時間積分値との積が（２−２）スイッチング損失におけるターンオフ損失となる。このターンオフ損失は無視できないものであり、スイッチング周波数が共振周波数ｆｒからずれるほど大きくなる。

しかしながら、本実施形態では、図７に示すように、スイッチング周波数を共振周波数ｆｒと略同一にするので、スイッチング素子に流れる電流Ｉｄがゼロになったときにターンオフすることとなり（時刻ｔ２）、（２−２）スイッチング損失におけるターンオフ損失を低減することができる。

このように、第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、制御回路６０が、スイッチング制御を行う動作期間とスイッチング制御を休止する休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御を行うので、出力電力Ｐｏの上昇を抑制しつつ、スイッチング制御の周波数、すなわちインバータ回路１０のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数ｆｒと同一に設定することができる。したがって、第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、インバータ回路１０におけるスイッチング素子のターンオフ時の損失を低減することができる。
［第２の実施形態］

図９は、本発明の第２の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。図９に示す放電灯点灯回路１Ａは、放電灯点灯回路１において制御回路６０に代えて制御回路６０Ａを備えている構成で第１の実施形態と異なっている。放電灯点灯回路１Ａの他の構成は放電灯点灯回路１と同一である。

図１０は、第２の実施形態の制御回路を示す回路図である。図１０に示す制御回路６０Ａは、周波数検出回路６１、カウンタ６４及び比較器６５を備えず、スイッチング制御回路６２及び電力演算回路６３に代えてそれぞれスイッチング制御回路６２Ａ、電力演算回路６３Ａを備えている構成で制御回路６０と異なっている。

電力演算回路６３Ａは、電力演算回路６３と同様に、出力電圧Ｖｖｏと出力電流を表す電圧Ｖｉｏとから出力電力Ｐｏを演算する。そして、電力演算回路６３Ａは、演算結果をアナログ信号又はディジタル信号としてスイッチング制御回路６２Ａへ出力する。

スイッチング制御回路６２Ａは、電力演算回路６３Ａからの信号に応じた周波数を有するスイッチング信号Ｓｓｗを間欠スイッチング制御回路６６へ供給する。

間欠スイッチング制御回路６６は、上記したように、動作期間と休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御のための制御信号Ｓｃを生成する。なお、本実施形態では、調整信号Ｓａが入力されないので、間欠スイッチング制御回路６６における動作期間用カウンタ６６ａの所定値ｎは固定される。その結果、間欠スイッチング制御における動作期間が一定となる。

このようにして、放電灯点灯回路１Ａでは、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率が一定となり、動作期間におけるスイッチング制御（ＰＦＭ制御）によって出力電力制御が行われる。

この第２の実施形態の放電灯点灯回路１Ａでも、制御回路６０Ａが、スイッチング制御を行う動作期間とスイッチング制御を休止する休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御を行うので、出力電力Ｐｏの上昇を抑制しつつ、スイッチング制御の周波数、すなわちインバータ回路１０のスイッチング周波数を共振回路３１の共振周波数ｆｒの近傍で制御することができる。したがって、第２の実施形態の放電灯点灯回路１Ａでも、インバータ回路１０におけるスイッチング素子のターンオフ時の損失を低減することができる。

ところで、間欠スイッチング制御において、動作期間に対して休止期間が長くなると、放電灯の温度低下に起因して放電灯５が立消えしてしまうことがある。しかしながら、第２の実施形態の放電灯点灯回路１Ａによれば、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率が略一定であるので、放電灯５の立消えを低減することができる。
［第３の実施形態］

図１１は、本発明の第３の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。図１１に示す放電灯点灯回路１Ｂは、放電灯点灯回路１Ａにおいて制御回路６０Ａに代えて制御回路６０Ｂを備えている構成で第２の実施形態と異なっている。放電灯点灯回路１Ｂの他の構成は放電灯点灯回路１Ａと同一である。

制御回路６０Ｂは、入力電圧Ｖｉｎに応じて、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を変更する点で制御回路６０と異なっている。図１２は、第３の実施形態の制御回路を示す回路図である。図１２に示す制御回路６０Ｂは、制御回路６０Ａにおいて更に入力電圧検出回路６７と、カウンタ６４と、比較器６５とを備えている。制御回路６０Ｂの他の構成は制御回路６０Ａと同一である。

入力電圧検出回路６７は、入力電圧Ｖｉｎを検出し、入力電圧Ｖｉｎの大きさを示す１６ビットディジタル信号の４桁の値Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４をそれぞれ比較器６５へ出力する。

これによって、入力電圧検出回路６７、カウンタ６４及び比較器６５は、入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じた調整信号Ｓａを間欠スイッチング制御回路６６へ供給する。

間欠スイッチング制御回路６６では、上記と同様に、動作期間用カウンタ６６ａが調整信号Ｓａに応じて、所定値ｎを変更する。これにより、間欠スイッチング制御回路６６は、入力電圧Ｖｉｎに応じて、間欠スイッチング制御における動作期間を変更し、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を変更することとなる。

この第３の実施形態の放電灯点灯回路１Ｂでも、第２の実施形態の放電灯点灯回路１Ａと同様な利点を得ることができる。

ところで、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率が略一定である場合、入力電圧Ｖｉｎが減少すると、動作期間におけるスイッチング制御では所望の出力電力を得ることができないことがある。しかしながら、第３の実施形態の放電灯点灯回路１Ｂによれば、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を入力電圧Ｖｉｎに応じて変更するので、入力電圧Ｖｉｎが減少しても、動作期間におけるスイッチング制御によって所望の出力電力を得ることができる。
［第４の実施形態］

図１３は、本発明の第４の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。図１３に示す放電灯点灯回路１Ｃは、放電灯点灯回路１Ａにおいて制御回路６０Ａに代えて制御回路６０Ｃを備えている構成で第２の実施形態と異なっている。放電灯点灯回路１Ｃの他の構成は放電灯点灯回路１Ａと同一である。

図１４は、第４の実施形態の制御回路を示す回路図である。図１４に示す制御回路６０Ｃは、制御回路６０Ａにおいて更に乱数発生回路６８を備えている。制御回路６０Ｃの他の構成は制御回路６０Ａと同一である。

乱数発生回路６８は、乱数を発生し、この乱数に応じた調整信号Ｓａを間欠スイッチング制御回路６６へ供給する。

間欠スイッチング制御回路６６では、上記と同様に、動作期間用カウンタ６６ａが調整信号Ｓａに応じて、所定値ｎを変更する。これにより、間欠スイッチング制御回路６６は、乱数に応じて、間欠スイッチング制御における動作期間を変調し、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を変調することとなる。

この第４の実施形態の放電灯点灯回路１Ｃでも、第２の実施形態の放電灯点灯回路１Ａと同様な利点を得ることができる。

ところで、動作期間と休止期間との比率を略一定とする間欠スイッチング制御が行われている場合、間欠スイッチング制御の周波数に起因して音響共鳴が発生することがある。しかしながら、この第４の実施形態の放電灯点灯回路１Ｃによれば、間欠スイッチング制御の周波数を変調させるので、間欠スイッチング制御の周波数に起因する音響共鳴を抑制することができる。
［第５の実施形態］

図１５は、本発明の第５の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。図１５に示す放電灯点灯回路１Ｄは、放電灯点灯回路１Ａにおいて制御回路６０Ａに代えて制御回路６０Ｄを備えている構成で第２の実施形態と異なっている。放電灯点灯回路１Ｄの他の構成は放電灯点灯回路１Ａと同一である。

図１６は、第５の実施形態の制御回路を示す回路図である。図１６に示す制御回路６０Ｄは、制御回路６０Ａにおいて間欠スイッチング制御回路６６に代えて間欠スイッチング制御回路６６Ｄを備え、更に比較器６９を備えている。制御回路６０Ｄの他の構成は制御回路６０Ａと同一である。

比較器６９の第１の入力は電力演算回路６３Ａの出力に接続されており、比較器６９の第２の入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。比較器６９は、出力電力Ｐｏに応じた電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以下に低下した場合に、例えばローレベルからハイレベルに変更した調整信号Ｓａを間欠スイッチング制御回路６６Ｄへ供給する。

図１７は、間欠スイッチング制御回路６６Ｄを示す回路図である。図１７に示す間欠スイッチング制御回路６６Ｄは、動作期間用カウンタ６６ａに加えて休止期間用カウンタ６６ｂにも調整信号Ｓａが入力されている点で間欠スイッチング制御回路６６と異なっている。間欠スイッチング制御回路６６Ｄの他の構成は、間欠スイッチング制御回路６６と同一である。

間欠スイッチング制御回路６６Ｄでは、調整信号Ｓａがローレベルからハイレベルに変更したとき、動作期間用カウンタ６６ａは出力信号をローレベルに固定してカウントを停止し、休止期間用カウンタ６６ｂは出力信号をハイレベルに固定してカウントを停止する。これにより、間欠スイッチング制御回路６６Ｄは、スイッチング信号Ｓｓｗをスルーし続ける。すなわち、間欠スイッチング制御回路６６Ｄは、間欠スイッチング制御を停止し、スイッチング信号Ｓｓｗを制御信号Ｓｃとして出力することとなる。

このように、第５の実施形態に係る放電灯点灯回路１Ｄでは、出力電力Ｐｏが低下した場合には、休止期間を設けることなく、常にスイッチング制御を行うこととなる。

この第５の実施形態に係る放電灯点灯回路１Ｄでも、第２の実施形態に係る放電灯点灯回路１Ａと同様の利点を得ることができる。更に、第５の実施形態に係る放電灯点灯回路１Ｄによれば、所望の出力電力が出力できなくなった場合に、間欠スイッチング制御を止めて、常にスイッチング制御を行うことによって所望の出力電力を維持することができる。

なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。例えば、本実施形態では、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率と、動作期間におけるスイッチング周波数との何れか一方を固定したが、これらを共に変更してもよい。また、本実施形態では、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を変更するために、動作期間用カウンタ６６ａによって動作期間を変更したが、休止期間用カウンタ６６ｂによって休止期間を変更してもよいし、動作期間と休止期間とを共に変更してもよい。

また、第１の実施形態では、スイッチング周波数を共振周波数ｆｒと同一にしたが、スイッチング周波数は共振周波数ｆｒの近傍に設定されてもよい。例えば、入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、出力電力Ｐｏを調整するために、動作期間に対する休止期間を長くしなければならず、放電灯５の温度低下に起因して放電灯５が立消えしてしまう可能性がある。しかしながら、これによれば、共振回路３１を通過する電力を低下することができるので、入力電圧Ｖｉｎが上昇しても、動作期間に対する休止期間を極端に長くすることを抑制でき、放電灯５の立消えを低減することができる。

また、第４の実施形態では、第２の実施形態、すなわち間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を固定する形態において、この比率を変調する一例を示したが、第１の実施形態、すなわち間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を変更する形態において、この比率を変調してもよい。動作期間と休止期間との比率を調整して出力電力Ｐｏを制御する間欠スイッチング制御において安定動作している場合、間欠スイッチング制御の周波数に起因して音響共鳴が発生することがある。しかしながら、これによれば、間欠スイッチング制御の周波数を変調させるので、間欠スイッチング制御の周波数に起因する音響共鳴を抑制することができる。

また、第４の実施形態では、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を変調するために、動作期間用カウンタ６６ａによって動作期間を変調したが、休止期間用カウンタ６６ｂによって休止期間を変調してもよいし、動作期間と休止期間とを共に変調してもよい。

また、第４の実施形態では、乱数発生回路を用いて、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率をランダムに変調したが、線形的に変調してもよい。例えば、三角波状や正弦波状に変調してもよい。

また、第３〜第５の実施形態を組み合わせた形態であってもよい。すなわち、間欠スイッチング制御における動作期間と休止期間との比率を入力電圧Ｖｉｎに応じて変更しつつ変調し、所望の出力電力を得ることができない場合には間欠スイッチング制御信号を止めて常にスイッチング制御を行ってもよい。

また、本実施形態では、起動回路４０は、昇圧回路３０からの交流電力を用いて起動パルス電圧を生成したが、インバータ回路１０からの交流電力を用いて起動パルス電圧を生成してもよい。

本発明の第１の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。 インバータ回路のスイッチング周波数に対する共振回路の出力電力を示す図である。 制御回路によって生成される制御信号波形を示す図である。 第１の実施形態の制御回路を示す回路図である。 図４における比較器を示す回路図である。 図４における間欠スイッチング制御回路を示す回路図である。 第１の実施形態の放電灯点灯回路のインバータ回路におけるハイサイド側のトランジスタの電圧波形及び電流波形を示す図である。 比較例の放電灯点灯回路のインバータ回路におけるハイサイド側のトランジスタの電圧波形及び電流波形を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。 第２の実施形態の制御回路を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。 第３の実施形態の制御回路を示す回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。 第４の実施形態の制御回路を示す回路図である。 本発明の第５の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。 第５の実施形態の制御回路を示す回路図である。 図１６における間欠スイッチング制御回路を示す回路図である。

符号の説明

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ…放電灯点灯回路、２…スイッチ、３…バッテリ、４…ソケット、５…放電灯、１０…インバータ回路、１１，１２…トランジスタ、２０…ドライバ回路、３０…昇圧回路、３１…共振回路、３２…容量素子、３３…インダクタ、３４…トランス、３４ａ…１次コイル、３４ｂ…２次コイル、４０…起動回路、５０…電流検出用抵抗素子、６０，６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃ，６０Ｄ…制御回路、６１…周波数検出回路、６２，６２Ａ…スイッチング制御回路、６３，６３Ａ…電力演算回路、６４…カウンタ、６５…比較器、６６，６６Ｄ…間欠スイッチング制御回路、６７…入力電圧検出回路、６８…乱数発生回路、６９…比較器。

Claims (5)

1. 入力直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路からの交流電力を昇圧し、放電灯に供給するための昇圧交流電力を生成する昇圧回路であって、前記昇圧交流電力を出力するトランスと、前記トランスと前記インバータ回路との間に接続され、前記トランスの１次コイルを含む共振回路とを有する当該昇圧回路と、
   前記インバータ回路又は前記昇圧回路からの交流電力から前記放電灯を起動するための起動パルス電圧を生成する起動回路と、
   前記インバータ回路に対してスイッチング制御を行う制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記スイッチング制御を行う動作期間と前記スイッチング制御を休止する休止期間とを交互に設けた間欠スイッチング制御を行うことを特徴とする、
   放電灯点灯回路。
2. 前記制御回路は、
   前記間欠スイッチング制御における前記動作期間の前記スイッチング制御の周波数を前記共振回路の共振周波数の近傍で略一定とし、
   前記間欠スイッチング制御における前記動作期間と前記休止期間との比率を調整することによって、前記昇圧交流電力の制御を行う、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記制御回路は、
   前記間欠スイッチング制御における前記動作期間と前記休止期間との比率を略一定とし、
   前記動作期間における前記スイッチング制御の周波数を調整することによって、前記昇圧交流電力の制御を行う、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
4. 前記制御回路は、前記間欠スイッチング制御における前記動作期間と前記休止期間との比率を入力直流電圧に応じて変更することを特徴とする、請求項３に記載の放電灯点灯回路。
5. 前記制御回路は、１つの前記動作期間と１つの前記休止期間とを１周期とする前記間欠スイッチング制御の周波数を変調することを特徴とする、請求項１〜３の何れか１項に記載の放電灯点灯回路。
   

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