JP2009003247A - 光導波路デバイス - Google Patents

Abstract

【課題】駆動電圧に対する変調効率を改善させる。
【解決手段】電気光学効果を有する基板２と、基板２に形成された１本の光導波路３と、光導波路３にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部５，６と、光導波路３の下流側に連結され光学長が互いに異なる２つの分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２を有するマッハツェンダ干渉計４と、をそなえる。
【選択図】図１

Description

本発明は、光通信において用いて好適の、光導波路デバイスに関する。

ニオブ酸リチウム（LiNbO₃、以下単にＬＮという）やLiTaO₂基板などの電気光学結晶を用いた光導波路デバイスは、結晶基板上の一部に金属膜を形成し熱拡散させる、あるいはパターニング後に安息香酸中でプロトン交換するなどして光導波路を形成した後、光導波路近傍に電極を設けることで形成される。そして、このような光導波路を形成した電気光学結晶に、光導波路中を伝搬する光に屈折率変化を与えるための電極を形成することで、光変調を行なう光デバイスとして構成することができる。

このようなＬＮなどの強誘電体材料を用いた電気光学変調器は、光通信システムをはじめとして既に実用化されており、光波を例えば４０ＧＨｚ程度の高周波電気信号で変調できる高速光変調器も市販化が進められている。
図１２は、上述の高速光変調器の一例として、ＣＳ−ＲＺ（Carrier Supressed Return to Zero）変調方式等において用いられるクロック変調器１００を示す模式的上視図であり、図１４は図１２に示すクロック変調器１００を適用したＣＳ−ＲＺ光変調器１１０を示す模式的上視図である。

図１２に示すクロック変調器１００は、例えば電気光学結晶であるニオブ酸リチウムからなるＺカットの基板（ＬＮ基板）１０１をそなえるとともに、ＬＮ基板１０１上にマッハツェンダ型光導波路１０２，信号電極１０３および接地電極１０４をそなえた光導波路デバイス１００Ａとともに、更に信号電極１０３の光伝搬方向上流側から供給すべき（高速の）クロック信号を発生させるクロック信号源１０５をそなえている。

マッハツェンダ型光導波路１０２は、例えば入力光導波路１０２ａ，２本の干渉光導波路１０２ｂおよび出力光導波路１０２ｃが一体として形成されたものであり、信号電極１０３および接地電極１０４によりコプレーナ電極として構成される。この図１２に示すクロック変調器１００のように、Ｚカットの基板１０１を用いる場合には、Ｚ方向の電界による屈折率変化を利用するため、一般的には干渉光導波路１０２ｂの真上に信号電極１０３および接地電極１０４を配置する。

また、干渉光導波路１０２ｂの上にそれぞれ信号電極１０３および接地電極１０４を上述のごとくパターニングするが、干渉光導波路１０２ｂ中を伝搬する光が信号電極１０３、接地電極１０４によって吸収されるのを防ぐために、基板１０１と信号電極１０３および接地電極１０４との間に図示しないバッファ層を介する。バッファ層としては、例えば厚さ0.2〜1μｍのSiO₂が用いられる。

このように構成されたクロック変調器１００を高速駆動する場合は、信号電極１０３と接地電極１０４の終端を抵抗で接続して進行波電極とし、光の入力側からマイクロ波信号を印加する。このとき、信号電極１０３および接地電極１０４を通じてクロック信号源１０５からのマイクロ波の電気信号が供給されることによる電界変化によって、２本の干渉光導波路１０２ｂの屈折率がそれぞれ＋Δｎａ、−Δｎｂのように変化する。

これにより、入力光導波路１０２ａに入力されたＣＷ（Continuous Wave）光が分かれて２本の干渉光導波路１０２ｂを伝搬する過程で、周期的な電界の変化により光の位相差が変化するため、出力光導波路１０２ｃからは強度変調された信号光が出力される。
図１３は、図１２に示すクロック変調器１００における駆動電圧に対する光変調特性を説明するための図である。この図１３に示すクロック変調器１００のごときマッハツェンダ型の光変調器においては、印加電圧に対して光強度は正弦波状に変動する特性を有している（図１３のＡ参照）。この正弦波をなす１周期の電圧振幅（２Ｖπ）を有する２０ＧＨｚの電気信号を印加することにより（図１３のＢ参照）、４０ＧＨｚの光出力パワーの変動周期を有するクロック光信号を出力することができるようになっている（図１３のＣ参照）。

また、図１４に示すＣＳ−ＲＺ光変調器１１０は、上述の図１２に示すクロック変調器１００と同等のクロック変調部１１１とデータ変調部１１２とを折り返し曲げ導波路１１３を介して同一基板１０１に一体に形成して構成されたものである。データ変調部１１２は、折り返し曲げ導波路１１３に接続されたマッハツェンダ型光導波路１１４とともに、４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺデータ電気信号を印加する信号電極１１５および信号電極１１５の周囲に接地電極１０４が形成されてなるものである。尚、１１３ａは、折り返し曲げ導波路１１３を伝搬する光の閉じ込め効果を促進するために折り返し曲げ導波路１１３の外周に沿って形成された溝である。

このように構成されたＣＳ−ＲＺ光変調器１１０では、クロック変調部１００において、２０ＧＨｚのクロック電気信号により、入力されるＣＷ光を４０ＧＨｚのクロック光信号に変調し、データ変調部１１２において、４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺデータ電気信号により、折り返し曲げ導波路１１３を介して入力される４０ＧＨｚのクロック光信号を４０Ｇｂ／ｓのＲＺ光信号として変調して出力することができる。

なお、電極１０３，１０４の断面形状を変化させることでマイクロ波の実効屈折率を制御し、光とマイクロ波の速度を整合させることによって広帯域の光応答特性を得ることができることも知られている。
また、本願発明に関連する技術として、下記の特許文献１〜３に記載された技術がある。

特許文献１には、クロック変調器をなすマッハツェンダ干渉計の結合部に損失低減のため２×２ＭＭＩ（Multimode Interference）カプラを適用する一方、互いに位相が反転するＭＭＩカプラの２出力を折り曲げ導波路の曲げ半径差により位相差を同相として、そのままデータ変調ための導波路に接続させる構成について記載されている。
また、特許文献２の図９には、ＬＮ等からなるプレーナ光波回路基板上に２本の導波路を構成し、これら２本の導波路の両端部近くで互いに近接させて光伝播方向の上流側および下流側にそれぞれカプラを構成し、電界による複屈折率変化によりカプラ間の導波路により構成される２組の方路間に遅延差を与える構成について記載されている。

さらに、特許文献３には、同調した変調信号を、異なる長さの信号伝送線路を通じて２つのマッハツェンダ型光変調器に供給することにより、各々の信号伝送線路の長さの差に応じて時間的なズレを持つ光信号を発生する技術について記載されている。
特開２００６−１９５２５６号公報 国際公開第２００５／００８９２３号パンフレット 特開２００３−２５５２８３号公報

マッハツェンダ型の光変調器においては、電極に印加する電気信号の振幅、即ち駆動電圧の低減が従来から重要な課題として位置づけられており、光を変調するための電界を効率的に供給することが求められている。
しかしながら、変調方式として例えば上述したようなＣＳ−ＲＺを採用する場合などにおいては、Ｖπの２倍の駆動電圧が必要となる。この場合においては、他の駆動方式によりＶπの駆動電圧を用いる場合に比べ大きな駆動電圧が必要となるため、印加する電気信号に対する光の変調効率を上げること、即ち電界を光導波路に効率的に供給することがより求められる。

なお、上述の特許文献１〜３に記載された技術は、いずれもその目的および適用対象を本願発明と異にするものであるから、これらの技術を単に寄せ集めてみたとしてもかかる課題について解決することは困難である。
そこで、本発明の目的の１つは、駆動電圧に対する変調効率を改善させることにある。
なお、上記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成により導かれる効果であって、従来の技術によっては得られない効果を奏することも本発明の他の目的の１つとして位置づけることができる。

このため、本発明は、以下の光導波路デバイスを特徴とするものである。
（１）すなわち、本発明の光導波路デバイスは、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された１本の光導波路と、該光導波路にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部と、該光導波路の下流側に連結され光学長が互いに異なる２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ干渉計と、をそなえたことを特徴としている。

（２）この場合において、好ましくは、該２つの分岐導波路は、前記クロック信号の半波長に相当する光学長の差を持つように構成することとしてもよい。
（３）さらに、上述の（２）の場合において、該マッハツェンダ干渉計の該２つの分岐導波路は、前記光学長の差が与えられる導波路長さの差を有することとすることができる。

（４）また、上述の（２）の場合において、該マッハツェンダ干渉計の該２つの分岐導波路は、前記光学長の差が与えられる屈折率差を有することとしてもよい。
（５）さらに、上述の（１）〜（４）の場合において、該マッハツェンダ干渉計は、該２つの分岐導波路とともに、該光導波路からの光伝搬を２分岐してそれぞれ該２つの分岐導波路に接続する分岐部と、該分岐導波路を結合する結合部と、該結合部に接続されたシングルモード導波路と、をそなえたこととしてもよい。

（６）さらに、本発明の光導波路デバイスは、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成されて、入力光に対してクロック変調を行なうクロック変調部と、該クロック変調部で変調された光に対してデータ変調を行なうデータ変調部と、をそなえ、かつ、該クロック変調部が、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光導波路と、該光導波路にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部と、該光導波路の下流側に連結され、前記クロック変調のためのクロック信号の半波長に相当する光学長差を持つ２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ干渉計と、をそなえたことを特徴としている。

（７）また、上述の（６）の場合においては、該マッハツェンダ干渉計をなす該２つの分岐導波路が、一の方向に曲がり折り返された導波路として構成され、かつ、該２つの分岐導波路のうちで、前記曲がり折り返された外側の分岐導波路を、前記曲がり折り返された内側の分岐導波路よりも光学長が長い側の分岐導波路として構成することとしてもよい。

（８）さらに、(７)の場合において、各分岐導波路の外周側に溝を形成したこととすることができる。
（９）また、（７）又は（８）の場合において、前記曲がり折り返された外側の分岐導波路は、上流側および下流側にＳ字状導波路をそなえるとともに、前記上流側および下流側のＳ字状導波路を連結し且つ前記曲がり折り返された内側の分岐導波路と曲がり半径が実質的に同等の曲がり導波路をそなえることとしてもよい。

（１０）さらに、（６）の場合において、該マッハツェンダ干渉計をなす該２つの分岐導波路に対して制御用電界を印加するための制御電極をそなえることとしてもよい。

このように、本発明によれば、光導波路，電極部ならびにマッハツェンダ干渉計により、駆動電圧に対する変調効率を従来技術よりも改善させながら、ＣＳ−ＲＺ光変調のためのクロック変調を実現することができる利点がある。

以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
なお、本発明は、以下の実施の形態に限定されるものではない。又、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及び作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなる。
〔Ａ〕第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態にかかる光導波路デバイス１を示す模式的上視図である。この図１に示す光導波路デバイス１は、ＺカットのＬＮ等の電気光学効果を有する基板２と、基板２に１本の光導波路３および光導波路３に接続されたマッハツェンダ干渉計４が形成されている。これらの光導波路３およびマッハツェンダ干渉計４は、図１２の場合と同様に、基板２の表面にＴｉ拡散またはプロトン交換により形成される。

さらに、光導波路３の上部にクロック信号供給用の位相変調電極５が形成される。尚、位相変調電極５の周囲は、所定間隔をあけて接地電極６が形成される。又、この位相変調電極５には、クロック信号源８から、例えば２０ＧＨｚの周波数を有する電気信号がクロック信号として供給される。これにより、上述の位相変調電極５と接地電極６とが協働して、供給される電気信号の振幅変動に応じた電界を光導波路３に与えて、屈折率変動を生じさせる。そして、光導波路３にＣＷ光が入力されると、図２の（ａ）に示すように、印加するクロック電気信号に同期して位相変調が施された光信号がマッハツェンダ干渉計４に出力されるようになっている。

従って、上述の位相変調電極５および接地電極６により、光導波路３にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部を構成する。そして、上述の光導波路３，位相変調電極５および接地電極６が協働して位相変調部７を構成する。尚、これらの位相変調電極５および接地電極６と基板２との間には、光導波路３および後段のマッハツェンダ干渉計４を伝搬する光の漏洩を防ぐために図示しないバッファ層が介される。

また、マッハツェンダ干渉計４は、互いに長さの異なる２つの分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２をそなえるとともに、光導波路３からの光伝搬を２分岐してそれぞれ上述の２つの分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２に接続する分岐部４ａと、分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２を結合する結合部４ｃと、結合部４ｃに接続されたシングルモード導波路４ｄと、をそなえている。

これにより、光導波路３からマッハツェンダ干渉計４を伝搬する際の光学長は、分岐導波路４ｂ−１を経由する場合と分岐導波路４ｂ−２を経由する場合とで異なるようになっている。第１実施形態においては、分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２間での光学長差を、上述の位相変調電極５に印加されるクロック信号の半波長に相当する光学長差を持つように構成されている。

第１実施形態においては、各分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２の導波路長さに長短の差を設定することにより上述の光学長差を与えている。尚、図１中においては、分岐導波路４ｂ−１の光学長が、分岐導波路４ｂ−２の光学長よりも、上述のクロック信号の半波長分だけ長く構成される。従って、マッハツェンダ干渉計４を伝搬する際の光学長は、分岐導波路４ｂ−１を経由する場合が、分岐導波路４ｂ−２を経由する場合よりも、上述のクロック信号の半波長よりも長くなる。

上述のごとく構成された第１実施形態における光導波路デバイス１においては、光導波路３に入力されるＣＷ光は、位相変調部をなす光導波路３において、図２の（ａ）に示すように、クロック信号に同期して位相変調される。そして、このように位相変調された光信号がマッハツェンダ干渉計４に入力されると、分岐部４ａにおいて、それぞれ分岐導波路４ｂ−１を伝搬する光信号Ａ′と、分岐導波路４ｂ−２を伝搬する光信号Ａと、に分岐される。

そして、分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２は上述のごとき導波路長差を有しているので、結合部４ｃで結合する時点での分岐導波路４ｂ−１，４ｂ−２を伝搬した光信号は、それぞれ、図２の（ｂ）に示すＢ′，Ｂのように、クロック周波数の半波長分だけずれる遅延差が与えられる。ここで、これらの結合部４ｃで結合する時点での２つの光信号Ｂ′，Ｂの光の変調位相の差は０〜πの範囲で変化する。そして、変調位相の差が「０」、「π」のときに、結合部４ｃで結合されシングルモード導波路４ｄを伝搬する出力光の振幅はそれぞれ「１」、「０」となる。

たとえば、図２中時点ｔ１においては、（ｂ）に示すように、２つの光信号Ｂ′，Ｂの変調位相の差は「π」となっており、（ｃ）に示すように、結合部４ｃで結合されシングルモード導波路４ｄを伝搬する光の強度は「０」となる。即ち、図３（ｂ）に示すように、互いに逆相の光信号Ｂ′，Ｂはシングルモード導波路４ｄには光学的結合がなされず放射されるため、光強度は「０」となる。

一方、例えば図２中時点ｔ２においては、（ｂ）に示すように、２つの光信号Ｂ′，Ｂの変調位相の差は「０」となっており、（ｃ）に示すように、結合部４ｃで結合されシングルモード導波路４ｄを伝搬する光の強度は「１」となる。即ち、図３（ａ）に示すように、互いに同相の光信号Ｂ′，Ｂはシングルモード導波路４ｄにて光学的に結合されるため、光強度は「１」となる。

このようにして、位相変調電極５に周波数２０ＧＨｚの電気信号を入力した場合には、マッハツェンダ干渉計４から出力される光としては、位相変調の１周期の２倍の周期で光強度がオンオフされた光、即ち周波数４０ＧＨｚの光信号（クロック変調光）が出力されるようになる。
このとき、位相変調部７としては、位相変調電極５に周波数２０ＧＨｚの電気信号を供給して、２０ＧＨｚの変調周期で光位相変調を行なうことができればよいので、電圧振幅範囲としては、前述の図１３に示すＶπ相当の範囲で足りることになり、２Ｖπの振幅の駆動電圧を必要としていた従来技術の場合よりも、駆動電圧を低減させることができる。従って、クロック光信号として得るべき周波数（４０ＧＨｚ）の半分の周波数であって、従来よりも低減された駆動電圧Ｖπを用いながら、ＣＳ−ＲＺ光変調のためのクロック変調を実現できる。

このように、本発明の第１実施形態によれば、光導波路３，電極部を構成する位相変調電極５および接地電極６ならびにマッハツェンダ干渉計４により、駆動電圧に対する変調効率を従来技術よりも改善させながら、ＣＳ−ＲＺ光変調のためのクロック変調を実現することができる利点がある。
〔Ａ１〕第１実施形態の変形例の説明
図４は本発明の第１実施形態の変形例にかかる光導波路デバイス１Ａを示す図である。この図４に示す光導波路デバイス１Ａは、前述の図１に示す光導波路デバイス１に比して、マッハツェンダ干渉計４Ａをなす２本の分岐導波路４ｅ−１，４ｅ−２での光学長差を設ける態様が異なっているが、それ以外の構成については基本的に同様である。尚、図４中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。

ここで、図４に示すマッハツェンダ干渉計４Ａにおいては、図１の場合と異なり、２本の分岐導波路４ｅ−１，４ｅ−２の物理的な導波路長ではなく、屈折率差によって光学長の差が与えられる。
すなわち、２つの分岐導波路４ｅ−１，４ｅ−２が、前述の図１の場合と同様の光学長の差が与えられる屈折率差を有するように構成される。具体的には、分岐導波路４ｅ−１の屈折率を分岐導波路４ｅ−２よりも高くして、分岐導波路４ｅ−１での光伝搬を、分岐導波路４ｅ−２での光伝搬よりもクロック電気信号の半波長に相当する光学長だけ長くなるように構成する。

換言すれば、この図４に示す分岐導波路４ｅ−１，４ｅ−２はともに物理的長さは同等として構成しているが、それぞれの屈折率に差を設けた構成とすることにより、分岐導波路４ｅ−１での光伝搬時間を、分岐導波路４ｅ−２の光伝搬時間よりも、クロック電気信号の半周期時間相当だけ遅延されるようになっているのである。
このように構成されたマッハツェンダ干渉計４Ａは、前述の第１実施形態におけるマッハツェンダ干渉計４と同等の機能を実現することができる。

なお、その他の態様により２つの分岐導波路間での屈折率差を設けることとしてもよい。例えば、分岐導波路４ｅ−１の屈折率を分岐導波路４ｅ−２よりも低くして、分岐導波路４ｅ−２での光伝搬が、分岐導波路４ｅ−１での光伝搬よりもクロック電気信号の半波長に相当する時間（半周期時間）だけ遅延されるようにすることもできる。
〔Ｂ〕第２実施形態の説明
図５は本発明の第２実施形態にかかる光導波路デバイス１０を示す模式的上視図である。この図５に示す光導波路デバイス１０は、前述の第１実施形態にかかる光導波路デバイス１をなす構成としてクロック変調部１１をそなえるとともに、データ変調部１２としての構成が同一基板２内において一体に形成されている。尚、図５中、図１と同一の符号は、ほぼ同様の部分を示すものである。

すなわち、クロック変調部１１として、位相変調部７をなす光導波路３，位相変調電極５および接地電極６を基板２にそなえるとともに、光導波路３の光伝搬方向下流側に、当該光導波路３に連結されたマッハツェンダ干渉計４が形成されている。
また、データ変調部１２は、クロック変調部１１で変調された光に対してデータ変調（ＮＲＺデータ変調）を行なうものであって、前述の図１４に示すもの（符号１１２参照）と同様の構成をそなえている。具体的には、マッハツェンダ干渉計４をなすシングルモード導波路４ｄに連結されたマッハツェンダ干渉計１３と、マッハツェンダ干渉計１３をなす２つの分岐導波路１３ｂ−１，１３ｂ−２のうちの一方（この場合には分岐導波路１３ｂ−２）の上部に形成された信号電極１４と、信号電極１４の周囲に所定間隔を空けて形成される接地電極１５と、をそなえている。

そして、信号電極１４には、ＮＲＺデータ電気信号源１６から、分岐導波路１３ｂ−２に、前述の図１４に示す４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺデータ電気信号が供給される。これにより、この電気信号が供給される信号電極１４と接地電極１５とが協働することにより、ＮＲＺデータ電気信号に基づく電界が分岐導波路１３ｂ−１，１３ｂ−２に印加するようになっており、これにより、マッハツェンダ干渉計１３に、クロック変調部１１からの４０ＧＨｚのＲＺクロック光信号を入力されると、データ変調部１２からは４０Ｇｂ／ｓでＲＺデータ変調された光信号を出力することができるようになっている。

なお、マッハツェンダ干渉計１３についても、シングルモード導波路４ｄに接続される分岐部１３ａ，２つの分岐導波路１３ｂ−１，１３ｂ−２，これらの分岐導波路１３ｂ−１，１３ｂ−２を結合させる結合部１３ｃおよび結合部１３ｃで結合された後の光を伝搬させるシングルモード導波路１３ｄをそなえているが、ここでの分岐導波路１３ｂ−１，１３ｂ−２を経由する光学経路の光学長については実質的に同等とすることができる。

このように構成された第２実施形態にかかる光導波路デバイス１０においても、第１実施形態における光導波路デバイス１をなす構成と同様のクロック変調部１１をそなえているので、前述の第１実施形態の場合と同様、駆動電圧に対する変調効率を従来技術よりも改善させながら、ＣＳ−ＲＺ光変調のためのクロック変調を実現することができる利点がある。

なお、上述の第２実施形態においては、基板２における一端からＣＷ光が入力されると、変調結果となるＲＺ光信号については基板２の反対側端部から導かれるようになっているが、これに限定されず、例えばシングルモード導波路４を、前述の図１４の場合と同様に折り返し曲げ導波路として構成して、同一端面から入出力光を取り出す構成としてもよい。このようにすれば、基板２の素材となるウェハの効率的利用を促進し、また、デバイスサイズの縮小化を図ることが可能となる。

〔Ｃ〕第３実施形態の説明
図６は本発明の第３実施形態にかかる光導波路デバイス２０を示す模式的上視図である。この図６に示す光導波路デバイス２０においても、折り返し曲げの導波路領域によりデバイスサイズの縮小化を図ることができるものであるが、特に折り返し曲げの導波路領域をマッハツェンダ干渉計４Ｂにそなえたものである。尚、図６中、図５と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

すなわち、この図６に示すように、マッハツェンダ干渉計４Ｂは、半円状に折り返し曲げられた互いに長さの異なる２つの分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２をそなえるとともに、位相変調器７をなす光導波路３からの光伝搬を２分岐してそれぞれ上述の２つの分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２に接続する分岐部４ａと、分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２を結合する結合部４ｃと、結合部４ｃに接続されたシングルモード導波路４ｄと、をそなえている。

上述の分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２は、ともに光伝搬方向について左側方向に折り返し曲げられており、分岐導波路４ｆ−１は曲げ方向の内側経路を構成し、分岐導波路４ｆ−２は曲げ方向の外側経路を構成している。即ち、分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２は、ともに分岐部４ａおよび結合部４ｃ間を接続するが、曲げ方向の内側経路を構成する分岐導波路４ｆ−１の方が曲げ方向の外側経路を構成する分岐導波路４ｆ−２よりも導波路長を短く形成することが容易となる。

このとき、分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２の導波路長さに長短の差を設定することで、前述の第１実施形態の場合（符号４ｂ−１，４ｂ−２参照）と同様に、分岐導波路４ｆ−２の光学長（即ち導波路長）が、分岐導波路４ｆ−１の光学長（導波路長）よりも、上述のクロック信号の半波長分だけ長く構成される。換言すれば、上述の２つの分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２は、一の方向に曲がり折り返された導波路として構成され、かつ、２つの分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２のうちで、曲がり折り返された外側の分岐導波路４ｆ−２を、曲がり折り返された内側の分岐導波路４ｆ−１よりも光学長が長い側の分岐導波路として構成するのである。

なお、４ｇ−１，４ｇ−２は、それぞれ分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２の外周側に形成された溝であり、この溝４ｇ−１，４ｇ−２により、各分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２を伝搬する光の閉じ込め効果を促進している。
上述のごとく構成された第３実施形態にかかる光導波路デバイス２０においても、第１，第２実施形態における光導波路デバイス１をなす構成と同様のクロック変調部１１をそなえているので、前述の第１実施形態の場合と同様、駆動電圧に対する変調効率を従来技術よりも改善させながら、ＣＳ−ＲＺ光変調のためのクロック変調を実現することができる利点がある。

さらに、折り返し曲げられた分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２をそなえたマッハツェンダ干渉計４Ｂにより、折り返し曲げの導波路領域によりデバイスサイズの縮小化を図ることができるほか、曲げ方向の内側経路を構成する分岐導波路４ｆ−１を曲げ方向の外側経路を構成する分岐導波路４ｆ−２よりも導波路長を容易に短く形成できるので、当該マッハツェンダ干渉計４Ｂとして必要な光学長差の設定のための導波路レイアウトの効率化を促進することができる。

〔Ｃ１〕第３実施形態の変形例の説明
図７は本発明の第３実施形態の第１変形例にかかる光導波路デバイス２０Ａを示す図である。この図７に示す光導波路デバイス２０Ａは、前述の図６に示す光導波路デバイス２０に比して、マッハツェンダ干渉計４Ｃをなす２本の分岐導波路４ｈ−１，４ｈ−２の形状が図６のマッハツェンダ干渉計４Ｂと異なっているが、それ以外の構成については基本的に同様である。尚、図７中、図６と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。

すなわち、図７に示す光導波路デバイス２０Ａにおける分岐導波路４ｈ−１，４ｈ−２においても、図６の場合と同様に曲げ折り返しの内側経路および外側経路により導波路長差が設定され、分岐導波路４ｈ−２の光学長（即ち導波路長）が、分岐導波路４ｈ−１の光学長（導波路長）よりも、上述のクロック信号の半波長分だけ長く構成される。
また、曲がり折り返された外側の分岐導波路４ｈ−２は、光伝搬方向の上流側および下流側にＳ字状導波路２１，２３をそなえるとともに、上流側および下流側のＳ字状導波路２１，２３を連結し且つ曲がり折り返された内側の分岐導波路４ｈ−１と曲がり半径Ｒが実質的に同等の曲がり導波路２２をそなえて構成されている。

なお、Ｓ字導波路２１，２３は曲がり導波路２２に比して低損失化を図ることができる形状である。そして、曲がり導波路２２は、分岐導波路４ｈ−１が有する曲率半径（曲がり半径）Ｒと実質的に同等の曲がり半径を有しているので、２本の分岐導波路４ｈ−１，４ｈ−２間での損失差の均等化を図っている。
これにより、図７に示す光導波路デバイス２０Ａによれば、前述の図６に示すものと同様の利点があるほか、分岐導波路４ｈ−１，４ｈ−２の曲率半径を均等化させることで損失差を均等化させて、消光比の劣化を抑制させることができる利点もある。

また、図８は本発明の第３実施形態の第２変形例にかかる光導波路デバイス２０Ｂを示す図である。この図８に示す光導波路デバイス２０Ｂは、前述の図６に示す光導波路デバイス２０と異なり、データ変調部１１をなす信号電極１４Ａとして、フィードが短くされた構成をそなえたものが形成されている。
デバイスのパッケージングの効率化の観点から、データ変調部１２とクロック変調部１１をなすの入力パッドは、基板２における同一側面側に配置することが必要である。このため、基板２における同一側面側に、ＮＲＺデータ電気信号源１６から電気配線を信号電極１４Ａに接続する入力パッド、およびクロック信号源８からの電気配線を位相変調電極５に接続する入力パッドがそなえられる。

図８に示す光導波路デバイス２０Ｂにおいては、図６に示すものと異なり、位相変調電極５の入力パッドから光導波路３に到達するまでの電極パターンの引き回し（フィード）よりも、信号電極１４Ａの入力パッドからマッハツェンダ干渉計１３をなす分岐導波路１３ｂ−２に到達するまでの電極パターンの引き回し（フィード）を短くしているので、データ変調部１２での帯域の劣化を抑制させることができるようになる。

すなわち、第２，第３実施形態のように、位相変調部７ではクロック信号源８からの２０ＧＨｚで位相変調するとともに、データ変調部１２ではＮＲＺデータ電気信号源１６からの４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺデータ電気信号で変調さえる場合には、位相変調部７での変調帯域よりもデータ変調部１２での変調帯域が、相対的に広帯域の変調帯域が必要とされる。このため、位相変調部７での帯域劣化よりもデータ変調部１２での帯域劣化の抑制を重視して、信号電極１４Ａでのフィードを短くすることで、変調性能の向上を図ることが可能になる。

〔Ｄ〕第４実施形態の説明
図９は本発明の第４実施形態にかかる光導波路デバイス３０を示す図である。この図８に示す光導波路デバイス３０は、前述の第２実施形態におけるもの（図６の符号２０参照）の構成に比して、分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２を結合する結合部４ｉとして２入力２出力（２×２）ＭＭＩカプラ４ｉがそなえられる。更には、マッハツェンダ干渉計４Ｂをなす２つの分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２に対して制御用電界を印加して、ＭＭＩカプラ４ｉで各分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２を伝搬してきた光が結合する時点での位相関係を整合させる構成をそなえている。

なお、図９中、図６と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。
ここで、分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２において、クロック信号の半周期分の相対的な光学長差が与えられる一方で、シングルモード導波路４ｄにおいてＲＺクロック光信号を伝搬させるためには、結合部４ｉにおいて結合する時点での、各分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２を伝搬する光そのものの位相関係が整合している必要もある。

このため、第４実施形態にかかる光導波路デバイス３０においては、結合部４ｉから出力される光をモニタして、そのモニタ結果に基づき、各分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２を伝搬する光が結合部４ｉで結合する時点での位相関係を整合させるべく、分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２に対してそれぞれバイアス用の電界を印加するようになっている。
ここで、３１は半円形状の部分を有する３つの歯電極部３１ａ〜３１ｃをそなえてなる櫛歯電極、３２についても同様の半円形状の部分を有する３つの歯電極部３２ａ〜３２ｃをそなえてなる櫛歯電極であり、互いの歯電極部３１ａ〜３１ｃ，３２ａ〜３２ｃは、交互にかみ合わされるように配置されている。これらの櫛歯電極３１，３２により、制御電極を構成するようになっている。

また、櫛歯電極３２をなす歯電極部３２ｃは分岐導波路４ｆ−１の上部を辿るように形成され、櫛歯電極３１をなす歯電極部３１ａ，３１ｂは上述の歯電極部３２ｃに挟まれるように形成される。同様に、櫛歯電極３１をなす歯電極部３１ｃは分岐導波路４ｆ−２の上部を辿るように形成され、櫛歯電極３２をなす歯電極部３２ａ，３２ｂは上述の歯電極部３１ｃに挟まれるように形成される。

さらに、制御部３５は、結合部４ｉから出力される光のモニタ結果に基づいて、これらの櫛歯電極３１，３２に対して上述のごときバイアス電界を印加するためのものである。ここで、櫛歯電極３１については制御部３５に接続される一方、櫛歯電極３２は接地されているので、櫛歯電極３１と近傍する櫛歯電極３２との間で電界が生じるようになっている。換言すれば、導波路上部には互いに異なる電位が与えられる歯電極部３２ｃ，３１ｃが形成されることとなる分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２には、互いに符号が異なるが実質的に同等の大きさの電界が印加されるようになっている。

したがって、櫛歯電極３１を構成する３つの歯電極部３１ａ〜３１ｃは３本の第１電圧印加電極を構成するとともに、櫛歯電極３２を構成する３つの歯電極部３２ａ〜３２ｃは、歯電極部３１ａ〜３１ｃと交互に配置して構成された３本の第２電圧印加電極を構成する。そして、これら歯電極部３１ａ〜３１ｃ，３２ａ〜３２ｃの配置により、２つの分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２には互いに反転した方向の電界が印加されるようになっている。

また、第４実施形態にかかる光導波路デバイス３０においては、結合部４ｉから出力される光の一部をモニタ光として低損失で取り込むため、当該結合部４ｉを２入力２出力のＭＭＩカプラ４ｉとして構成する。そして、ＭＭＩカプラ４ｉの２出力のうちの一方を、データ変調部１２をなすマッハツェンダ干渉計１３に接続するとともに、他方についてはモニタ用に使用する。

３３は、ＭＭＩカプラ４ｉの他方の出力方路上に形成される反射溝であり、この反射溝３３で反射された光は、基板２の側面側にそなえられるモニタ用のフォトダイオード（受光素子）３４に入射されるようになっている。これにより、ＭＭＩカプラ４ｉの他方の出力を、反射溝３３での反射を介してフォトダイオード３４（の受光面）に光学的に結合させている。即ち、フォトダイオード３４では、ＭＭＩカプラ４ｉの他方の出力方路からの光を反射溝３３を介して入射されて、その光量をモニタし、モニタ結果を制御部３５に出力するようになっている。

制御部３５においては、上述のフォトダイオード３４からの光量のモニタ結果に基づいて、各分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２を伝搬する光そのものの位相関係が整合するように、各櫛歯電極３１，３２に供給するバイアス電圧を制御する。換言すれば、フォトダイオード３４でのモニタ結果に基づいて、制御電極をなす櫛歯電極３１，３２を通じて分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２に印加すべき電界を制御する。図１０は制御部３５によるバイアス電圧の制御を説明するための図である。

クロック信号源８からのクロック電気信号「０」が供給され、位相変調部７において位相変調量が「０」となる光が結合部４ｉをなすＭＭＩカプラ４ｉから出力されるときには、ＭＭＩカプラ４ｉからマッハツェンダ干渉計１３に出力される光強度は「１」となるが（図２の（ｃ）における時点ｔ２参照）、ＭＭＩカプラ４ｉから反射溝３３を介してフォトダイオード３４に入射される光の光量については反対に「０」となる。

すなわち、図１０に示すように、分岐導波路４ｆ−１を伝搬する光の光位相変調周期の位相状態がπ／２（図２の（ｃ）における時点ｔ２参照）のときに、モニタ出力光が最小となるように伝搬光の光位相を制御する一方、分岐導波路４ｆ−２を伝搬する光の光位相変調周期の位相状態が−π／２（図２の（ｃ）における時点ｔ２参照）のときに、モニタ出力光が最小となるように伝搬光の光位相を制御する。

このように構成された光導波路デバイス３０においては、第３実施形態の場合と同様の作用効果を奏するほかに、制御電極としての櫛歯電極３１，３２を通じて印加する電界により、結合部４ｉで分岐導波路４ｆ−１，４ｆ−２からの伝搬光が結合する際の位相関係を整合させる制御を行なうことができるので、出力されるＲＺ光クロック信号の波形精度を高めることができる利点もある。

なお、上述の第４実施形態においては、ＭＭＩカプラ４ｉから出力された２つの出力のうちのモニタ用に用いられる他方の出力については、反射溝３３での反射を通じてフォトダイオード３４に入射させるように構成されているが、この他に、例えば図１１に示す光導波路デバイス３０Ａのように、ＭＭＩカプラ４ｉの出力がそのまま基板２の側面にそなえられたフォトダイオード３４（の受光面）に光学的結合されるようにモニタ光を伝搬させる、湾曲したシングルモード導波路３６をそなえて構成することとしてもよい。又、３７は、シングルモード導波路３６の湾曲外周部に形成された溝であり、この溝３７により、シングルモード導波路３６を伝搬するモニタ光の閉じ込め効果を促進している。尚、図１１中、図９と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

〔Ｅ〕その他
上述した実施形態にかかわらず、請求項記載の本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。
たとえば、上述の各実施形態における光導波路デバイスにおいては、クロック信号供給源８で供給するクロック電気信号の周波数を、出力されるクロック光信号の周波数（４０ＧＨｚ）の４分の１である１０ＧＨｚ相当の周波数の電気信号とし、その電圧値（振幅値）としては、２Ｖπの範囲（＋Vπ〜−Ｖπ）とすることとしてもよい。即ち、図１２に示す従来技術においては、クロック光信号の周波数の４分の１に相当する周波数の電気信号で駆動する場合には、図１３のＡに示す２Ｖπの範囲の２倍の範囲（振幅は４Ｖπ）の範囲で電圧値を変動させる必要がある。これに対して、上述の図１又は図４に示す構成によれば、同様のクロック光信号を得るために、従来技術の２分の１の駆動電圧振幅を有するクロック電気信号を供給すれば足り、駆動電圧に対する変調効率を従来技術よりも改善させることが可能となる。

また、上述の第３実施形態においては、マッハツェンダ干渉計をなす分岐導波路の外周に沿って溝を形成しているが、曲げ方向の内側経路をなす分岐導波路の外周に沿って形成される溝が、曲げ方向の外側経路をなす分岐導波路の領域にさしかからないようにするため、例えば溝の幅を２０μｍ以下とする等、溝の幅については適宜設定することができる。

また、上述の第３，第４実施形態にかかるＣＳ−ＲＺ光変調器として構成される光導波路デバイスにおいて、データ変調部１２には広帯域の動作が求められるのに対し、クロック変調部１１には入力信号の周波数において良好な応答特性が求められる。従って、両者の電極設計はそれぞれの目的に応じてなされるのが望ましい。本発明の場合、クロック変調部１１におけるクロック電気信号の周波数は、ＮＲＺデータ変調速度の半分や１／４になるので、クロック変調部１２の変調帯域については、データ変調部１２の変調帯域よりも狭くするように構成し、その代わりに駆動電圧の低減を優先した設計とすることが可能である。

その具体的な手法としては、クロック変調部１１とデータ変調部１２とで、電極５，６，１４，１５の厚さを異なるように構成したり、電極５，１４と接地電極６（１５）の間隔が異なるようにしたり、電極５，１４の長さを異なるようにする手法を採用することができる。その際には、本願発明者らが発明した、特開２００３−２６２８４１号公報に記載された技術を適用することもできる。

また、消光比の特性を改善させるため、図７に示すマッハツェンダ干渉計４Ｃを、第３，第４実施形態の構成に適用することも勿論可能である。
また、上述した実施形態の開示により、当業者であれば本発明の装置を製造することは可能である。
〔Ｆ〕付記
（付記１）
電気光学効果を有する基板と、
該基板に形成された１本の光導波路と、
該光導波路にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部と、
該光導波路の下流側に連結され光学長が互いに異なる２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ干渉計と、をそなえたことを特徴とする、光導波路デバイス。

（付記２）
該２つの分岐導波路は、前記クロック信号の半波長に相当する光学長の差を持つように構成されたことを特徴とする、付記１記載の光導波路デバイス。
（付記３）
該マッハツェンダ干渉計の該２つの分岐導波路は、前記光学長の差が与えられる導波路長さの差を有することを特徴とする、付記２記載の光導波路デバイス。

（付記４）
該マッハツェンダ干渉計の該２つの分岐導波路は、前記光学長の差が与えられる屈折率差を有することを特徴とする、付記２記載の光導波路デバイス。
（付記５）
該マッハツェンダ干渉計は、該２つの分岐導波路とともに、該光導波路からの光伝搬を２分岐してそれぞれ該２つの分岐導波路に接続する分岐部と、該分岐導波路を結合する結合部と、該結合部に接続されたシングルモード導波路と、をそなえたことを特徴とする、付記１〜４のいずれか１項記載の光導波路デバイス。

（付記６）
電気光学効果を有する基板と、
該基板に形成されて、入力光に対してクロック変調を行なうクロック変調部と、
該クロック変調部で変調された光に対してデータ変調を行なうデータ変調部と、をそなえ、
かつ、該クロック変調部が、
電気光学効果を有する基板と、
該基板に形成された光導波路と、
該光導波路にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部と、
該光導波路の下流側に連結され、前記クロック変調のためのクロック信号の半波長に相当する光学長差を持つ２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ干渉計と、をそなえたことを特徴とする、光導波路デバイス。

（付記７）
該マッハツェンダ干渉計をなす該２つの分岐導波路が、一の方向に曲がり折り返された導波路として構成され、かつ、該２つの分岐導波路のうちで、前記曲がり折り返された外側の分岐導波路を、前記曲がり折り返された内側の分岐導波路よりも光学長が長い側の分岐導波路として構成されたことを特徴とする、付記６記載の光導波路デバイス。

（付記８）
各分岐導波路の外周側に溝を形成したことを特徴とする、付記７記載の光導波路デバイス。
（付記９）
前記曲がり折り返された外側の分岐導波路は、上流側および下流側にＳ字状導波路をそなえるとともに、前記上流側および下流側のＳ字状導波路を連結し且つ前記曲がり折り返された内側の分岐導波路と曲がり半径が実質的に同等の曲がり導波路をそなえたことを特徴とする、付記７又は８記載の光導波路デバイス。

（付記１０）
該マッハツェンダ干渉計をなす該２つの分岐導波路に対して制御用電界を印加するための制御電極がそなえられたことを特徴とする、付記６記載の光導波路デバイス。
（付記１１）
該制御電極が、３本の第１電圧印加電極と３本の第２電圧印加電極を交互に配置して構成され、かつ該２つの分岐導波路には互いに反転した方向の電界が印加されるように該プラス電圧印加電極および該マイナス電圧印加電極が配置されたことを特徴とする、付記１０記載の光導波路デバイス。

（付記１２）
該マッハツェンダ干渉計からの出力光をモニタする受光素子をそなえるとともに、
該受光素子でのモニタ結果に基づいて、該制御電極を通じて印加すべき電界を制御する制御部をそなえたことを特徴とする、付記１０記載の光導波路デバイス。
（付記１３）
該マッハツェンダ干渉計は、該２つの分岐導波路とともに、該光導波路からの光伝搬を２分岐してそれぞれ該２つの分岐導波路に接続する分岐部と、該２つの分岐導波路を結合するとともに２つの出力方路から該分岐導波路からの光を導く結合部と、をそなえて構成され、
該結合部の２つの出力方路のうちの一方を該データ変調部に接続するとともに、該２つの出力方路のうちの他方は該受光素子に光学的結合されるように構成されたことを特徴とする、付記１２記載の光導波路デバイス。

（付記１４）
該結合部は２入力２出力の多モード干渉型カプラにより構成されたことを特徴とする、付記１３記載の光導波路デバイス。
（付記１５）
該電極部に供給する前記クロック信号を発生するクロック信号源をそなえ、かつ、前記クロック信号は、該データ変調部のビットレートの１／２又は１／４に相当する周波数を有することを特徴とする、付記６記載の光導波路デバイス。

（付記１６）
該クロック変調部の帯域は該データ変調部よりも狭くなるように構成されたことを特徴とする、付記６記載の光導波路デバイス。

本発明の第１実施形態にかかる光導波路デバイスを示す模式的上視図である。 第１実施形態にかかる光導波路デバイスの機能について説明するための図である。 （ａ），（ｂ）はともに第１実施形態にかかる光導波路デバイスの機能について説明するための図である。 本発明の第１実施形態の変形例にかかる光導波路デバイスを示す図である。 本発明の第２実施形態にかかる光導波路デバイスを示す模式的上視図である。 本発明の第３実施形態にかかる光導波路デバイスを示す模式的上視図である。 本発明の第３実施形態の第１変形例にかかる光導波路デバイスを示す図である。 本発明の第３実施形態の第２変形例にかかる光導波路デバイスを示す図である。 本発明の第４実施形態にかかる光導波路デバイスを示す図である。 第４実施形態における制御部によるバイアス電圧の制御を説明するための図である。 本発明の第４実施形態の変形例にかかる光導波路デバイスを示す図である。 従来技術を説明する図である。 従来技術を説明する図である。 従来技術を説明する図である。

符号の説明

１，１Ａ 光導波路デバイス
２ 基板
３ 光導波路
４，４Ａ〜４Ｃ マッハツェンダ干渉計
４ａ 分岐部
４ｂ−１，４ｂ−２ 分岐導波路
４ｃ 結合部
４ｄ シングルモード導波路
４ｅ−１，４ｅ−２ 分岐導波路
４ｆ−１，４ｆ−２ 分岐導波路
４ｇ−１，４ｇ−２ 溝
４ｈ−１，４ｈ−２ 分岐導波路
４ｉ ＭＭＩカプラ
５ 位相変調電極
６ 接地電極
７ 位相変調部
８ クロック信号源
１０，２０，２０Ａ，２０Ｂ，３０，３０Ａ 光導波路デバイス
１１ クロック変調部
１２ データ変調部
１３ マッハツェンダ干渉計
１３ａ 分岐部
１３ｂ−１，１３ｂ−２ 分岐導波路
１３ｃ 結合部
１３ｄ シングルモード導波路
１４，１４Ａ 信号電極
１５ 接地電極
１６ ＮＲＺデータ電気信号源
２１，２３ Ｓ字状導波路
２２ 折り返し曲げ導波路
３１，３２ 櫛歯電極（制御電極）
３１ａ〜３１ｃ，３２ａ〜３２ｃ 歯電極部
３３ 反射溝
３４ フォトダイオード（受光素子）
３５ 制御部
３６ シングルモード導波路
３７ 溝
１００ クロック変調器
１００Ａ 光導波路デバイス
１０１ 基板（ＬＮ基板）
１０２ マッハツェンダ型光導波路
１０２ａ 入力光導波路
１０２ｂ 干渉光導波路
１０２ｃ 出力光導波路
１０３ 信号電極
１０４ 接地電極
１０５ クロック信号源
１１１ クロック変調部
１１２ データ変調部
１１３ 折り返し曲げ導波路
１１４ マッハツェンダ型光導波路
１１５ 信号電極

Claims (10)

1. 電気光学効果を有する基板と、
   該基板に形成された１本の光導波路と、
   該光導波路にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部と、
   該光導波路の下流側に連結され光学長が互いに異なる２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ干渉計と、をそなえたことを特徴とする、光導波路デバイス。
2. 該２つの分岐導波路は、前記クロック信号の半波長に相当する光学長の差を持つように構成されたことを特徴とする、請求項１記載の光導波路デバイス。
3. 該マッハツェンダ干渉計の該２つの分岐導波路は、前記光学長の差が与えられる導波路長さの差を有することを特徴とする、請求項２記載の光導波路デバイス。
4. 該マッハツェンダ干渉計の該２つの分岐導波路は、前記光学長の差が与えられる屈折率差を有することを特徴とする、請求項２記載の光導波路デバイス。
5. 該マッハツェンダ干渉計は、該２つの分岐導波路とともに、該光導波路からの光伝搬を２分岐してそれぞれ該２つの分岐導波路に接続する分岐部と、該分岐導波路を結合する結合部と、該結合部に接続されたシングルモード導波路と、をそなえたことを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項記載の光導波路デバイス。
6. 電気光学効果を有する基板と、
   該基板に形成されて、入力光に対してクロック変調を行なうクロック変調部と、
   該クロック変調部で変調された光に対してデータ変調を行なうデータ変調部と、をそなえ、
   かつ、該クロック変調部が、
   電気光学効果を有する基板と、
   該基板に形成された光導波路と、
   該光導波路にクロック信号に同期した位相変調を行なうための電界を供給するための電極部と、
   該光導波路の下流側に連結され、前記クロック変調のためのクロック信号の半波長に相当する光学長差を持つ２つの分岐導波路を有するマッハツェンダ干渉計と、をそなえたことを特徴とする、光導波路デバイス。
7. 該マッハツェンダ干渉計をなす該２つの分岐導波路が、一の方向に曲がり折り返された導波路として構成され、かつ、該２つの分岐導波路のうちで、前記曲がり折り返された外側の分岐導波路を、前記曲がり折り返された内側の分岐導波路よりも光学長が長い側の分岐導波路として構成されたことを特徴とする、請求項６記載の光導波路デバイス。
8. 各分岐導波路の外周側に溝を形成したことを特徴とする、請求項７記載の光導波路デバイス。
9. 前記曲がり折り返された外側の分岐導波路は、上流側および下流側にＳ字状導波路をそなえるとともに、前記上流側および下流側のＳ字状導波路を連結し且つ前記曲がり折り返された内側の分岐導波路と曲がり半径が実質的に同等の曲がり導波路をそなえたことを特徴とする、請求項７又は８記載の光導波路デバイス。
10. 該マッハツェンダ干渉計をなす該２つの分岐導波路に対して制御用電界を印加するための制御電極がそなえられたことを特徴とする、請求項６記載の光導波路デバイス。

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