JP2008512036A - 移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率演算方法及び装置 - Google Patents

移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率演算方法及び装置 Download PDF

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Abstract

移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算方法及び装置が提供される。このような方法及び装置は、伝送シンボルの信号点を示す星座図の４分面を区分する選択ビットを決定し、伝送シンボルの変調次数によって４分面の各領域で信号点を区分する領域ビットを決定し、決定された領域ビットの数に応じて受信信号を実数成分と虚数成分に区分し、実数成分と虚数成分の絶対値を計算した後、原点移動させる動作を反復し、選択ビットに対するログ近似率を演算する。また原点移動した受信信号が受信される毎に、該当領域ビットに対するログ近似率を縮めることができる。

Description

本発明は、通信システムにおける受信器のデコーディング(Decoding)方法及び装置に関し、特に直交位相遷移キーイング(Quadrature Phase Shift Keying:ＱＰＳＫ)又は直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation:ＱＡＭ)を使用する移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率(Log Likelyhood Ratio:ＬＬＲ)演算方法及び装置に関する。
一般に、変調(Modulation)とは、信号を所望の目的地で誤りなし伝送するために搬送波を用いて伝送チャンネルに適した信号の形態に変換する過程をいう。そして、変調方式のうち、伝送しようとするデジタル信号に応じて搬送波の位相を変化させて伝送する方式を位相遷移キーイング(Phase Shift Keying:ＰＳＫ)という。多くの通信システムでは前記ＰＳＫ方式又は搬送波間に１８０度の位相差を与えるＰＳＫ方式であるＢＰＳＫ(Binary PSK)方式の拡張された概念としてＱＰＳＫ方式が使用される。
上記ＢＰＳＫ方式が１と０の２種類の信号のみを区分する反面、ＱＰＳＫ方式は００，０１，１０，１１の４種類の信号を区分する。上記ＱＰＳＫ方式は４種類の２ビットデジタル信号を伝送することができるために、理論的に同じ時間内にＢＰＳＫ方式より２倍のデータを伝送することができる。結果的に、上記ＢＰＳＫ方式が搬送波の位相を１８０度ずつ変化させて伝送したとすれば、ＱＰＳＫ方式は９０度ずつ位相を変化させて４個の信号を伝送するので、より多くのデータを伝送することができる。
また、大容量データを伝送する変調方式の一つであるＱＡＭ方式は、信号の振幅と位相を変化させながらデジタル信号を変調する変調方式である。上記ＱＡＭ方式は、上記したＰＳＫ、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ方式とは異なり、信号の位相だけでなく信号の振幅も変数として使用するため、大容量のデジタルデータを同時に伝送することができ、２の乗数だけの信号座標を使用することができる。上記ＱＡＭ方式は、信号座標の個数によって１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどに区分される。
例えば、１６ＱＡＭ方式の場合、１６個のレベルに量子化されたデジタル信号はＩ／Ｑプロットの１６個の信号座標に分散され変調される。すなわち、位相と振幅がそれぞれ異なる１６個の信号空間を通じて一座標当たり４ビットの２進(Binary)デジタル信号を伝送することができる。そして、上記ＱＡＭ方式を使用する通信システムの受信器では、信号座標を区分する境界線を基準に受信信号がどの領域に位置するかを観測して元の信号に復調するようになる。
上記のように、データ通信量の増加により、限定された帯域幅を有する通信システムでより多くのデータを伝送しようとする方案が研究されている。すなわち、既存の通信システムは、ＱＰＳＫ方式を用いて一シンボル当たり２ビットを伝送していたが、１６ＱＡＭを利用すれば、一シンボル当たり４ビットを伝送することができ、６４ＱＡＭを利用すれば、一シンボル当たり６ビットを伝送することができる。したがって、上記ＱＡＭ方式の変調次数(modulation order)を増加させると、伝送シンボル当たりビット数をより一層増加させることができる。
しかしながら、上記ＱＰＳＫ方式、又はＱＡＭ方式を用いて伝送された信号は、無線チャンネルを通じて歪曲され受信誤りが発生される確率が高い。この誤り確率を低くするための方案の一つとして、送信器ではターボ符号化(Turbo Coding)を多く利用している。そして上記ターボ符号化を用いる通信システムの受信器は、デコーディング過程で上記ＱＰＳＫ又はＱＡＭ方式に変調された受信信号からログ近似率(ＬＬＲ)を演算し、反復的なデコーディング(iterative decoding)を遂行してデコーディングの信頼度を向上させる。
上記ログ近似率(ＬＬＲ)は、反復的なデコーディング過程で次のデコーディングのための事前情報(priori information)として提供される確率値であり、上記ログ近似率(ＬＬＲ)は伝送されるシンボルの変調次数が増加するほど、その演算量が増加され受信器の負荷を加重させる問題点がある。
以下では、ＱＡＭデコーダを例に挙げて従来のログ近似率(ＬＬＲ)の演算方法を説明する。
まず、ＱＡＭデコーダで使用するログ近似率(ＬＬＲ)は、下記の式１を用いて演算される。
Figure 2008512036
上記式１で、p(s0 i｜r)とp(s1 i｜r)は、受信信号ｒを受信した場合、星座図の信号座標で、それぞれビット０、ビット１に該当する信号点ｓｉが転送された事後確率(Aposteriory Probability)である。そして、上記の式１で、p(s0 i)とp(s1 i)はそれぞれビット０、ビット１に該当する信号点ｓｉが発生する確率であり、ここでは、その確率が同一であると仮定する。
簡単なＱＰＳＫ方式の場合、送信器では伝送される２ビットごとに星座図上の４個の信号点の中の一つを伝送し、受信器では受信信号と星座図上の信号点が転送されたと仮定した場合の上記事後(Aposteriory)確率を用いてログ近似率(ＬＬＲ)を計算する。この場合、上記２ビットのうち、一つのビットは星座図で実数(real)軸の二つの信号点中の一つを決定し、残りの一つのビットは虚数(imag)軸の二つの信号点の一つを決定する。したがって、受信器では、各ビット別に事後(Aposteriory)確率を計算するとき、該当ビットと関連された一個の信号点のみを用いてログ近似率(ＬＬＲ)を計算すればよい。
図１は、一般的な移動通信システムでグレイ(Gray)デコーディングされたＱＰＳＫ星座図も示す図であり、図１のようなＱＰＳＫ星座図を使用する場合、チャンネル雑音が白色ガウス雑音(white Gaussian noise；ＡＷＧＮ)であると仮定した２ビットｂ０、ｂ１のログ近似率(ＬＬＲ)は、下記の式２のように表現される。
Figure 2008512036
一方、１６ＱＡＭである場合、送信器では４ビットで星座図上の１６個の信号点が選択され、受信器では各ビットと関連された信号点が２つであるから、事後(Aposteriory)確率を計算するとき、２個の信号点すべてを用いて計算するので、その演算量が増加する。
図２は、一般的な移動通信システムでグレイ(Gray)デコーディングされた１６ＱＡＭ星座図を示す図である。図２のような従来の１６ＱＡＭ星座図を使用する場合、星座図上の信号点を示すｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ４のログ近似率(ＬＬＲ)は、下記の式３を用いて演算される。
Figure 2008512036
上記の式３から分かるように、既存ログ近似率(ＬＬＲ)は、分子、分母それぞれに２個の指数演算が必要であり、この項は高い次数(order)のＱＡＭを使用するほど、増加する問題点がある。
したがって、移動通信システムにおけるデコーディングのための演算量を縮めることができる装置及び方法が要求されている。
したがって、本発明の目的は、移動通信システムにおけるデコーディングのための演算量を縮めることができるログ近似率(ＬＬＲ)演算方法及び装置を提供することである。
本発明の他の目的は、高次のＱＡＭ変調方式を用いる移動通信システムにおけるデコーディングのための演算量を縮めることができるログ近似率(ＬＬＲ)演算方法及び装置を提供することである。
上記のような目的を達成するために、本発明の第１の見地によると、移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算方法であって、伝送シンボルの信号点を示す星座図の４分面を区分する選択ビットを決定するステップと、伝送シンボルの変調次数によって４分面の各領域で前記信号点を区分する領域ビットを決定するステップと、決定された領域ビットの数に応じて受信信号を実数成分と虚数成分に区分し、実数成分虚数成分の絶対値を計算した後、星座図で絶対値として表示される受信信号に対する座標値を原点移動させる動作を反復するステップと、選択ビットに対するログ近似率を演算し、原点移動した受信信号が受信されるごとに、該当領域ビットに対するログ近似率を演算するステップと、を含むことを特徴とする。
本発明の他の見地によると、移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算装置であって、伝送シンボルの信号点を示す星座図の４分面を区分する選択ビットに対して受信信号を受信してログ近似率を演算する第１のログ近似率演算部と、受信信号を実数成分と虚数成分に区分し、実数成分と虚数成分の絶対値を計算した後、星座図で絶対値として表示される受信信号に対する座標値を原点移動させ、４分面の各領域で前記信号点を区分し、伝送シンボルの変調次数に応じて決定される領域ビットに対して、原点移動した受信信号を受信することにより該当領域ビットに対するログ近似率を演算する少なくとも一つの第２のログ近似率演算部と、を含むことを特徴とする。
本発明によれば、グレイ符号化(Gray encoding)されたＱＡＭ変調方式を適用するシステムの受信段の復号化過程で、ＬＬＲを使用するすべてのデコーディングアルゴリズムに適用可能な改善されたＬＬＲ演算方法を提供することによって、ＱＰＳＫよりも高い次数のＱＡＭ方式を用いる場合にも、ＱＰＳＫと同一の形態のＬＬＲ計算を遂行してＱＡＭ変調でＬＬＲを計算するとき、演算量を縮めることができる利点を有する。
以下、添付図面を参照しつつ本発明の好ましい一実施例を詳細に説明する。本発明の説明において、関連した公知機能あるいは構成に対する具体的な説明は本発明の要旨を曖昧にしないために省略する。
まず、本発明は、グレイエンコーディングされたＱＡＭ変調方式を使用する移動通信システムのデコーディング過程で、高次のＱＡＭ変調に対してもＱＰＳＫ方式と同じ形態でログ近似率(ＬＬＲ)を計算することによって演算量を減らす方案を提案したものである。そして本発明はログ近似率(ＬＬＲ)を用いる各種デコーディング方式に適用可能であることに留意すべきである。
図３は、本発明の望ましい実施形態による移動通信システムで選択ビットにより区分されるグレイデコーディングされた１６ＱＡＭ星座図の一例を示す図である。
図３を参照すると、星座図で伝送シンボルの信号点を指示するビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３をそれぞれ第１乃至第４のビットと定義すると、第１乃至第４のビットのうち、第３のビットｂ２と第１のビットｂ０が星座図の４分面のうち一つを選択するビット(以下、“選択ビット”と称する)である。すなわち、第１のビットｂ０が‘１’である場合は、伝送シンボルの信号点は星座図で実数(real)軸の正数領域にマッピングされ、第１のビットｂ０が‘０’である場合は、伝送シンボルの信号点は星座図で実数(real)軸の負数領域にマッピングされる。そして第３のビットｂ２が‘１’である場合は、伝送シンボルの信号点は星座図で虚数(imag)軸の正数領域にマッピングされ、第３のビットｂ２が‘０’である場合は、伝送シンボルの信号点は虚数(imag)軸の負数領域にマッピングされる。したがって、１６ＱＡＭでのＬＬＲは、上記２ビットの選択ビットを用いて４分面に大別されるＱＰＳＫでのＬＬＲに置き換えることができる。
以下、図４及び図５を参照して上記選択ビットにより区分される星座図の４分面にそれぞれ属する４個領域の信号点を区分する本発明のデコーディング方法を説明する。
図４は、本発明の望ましい実施形態による移動通信システムで領域ビットにより区分されるグレイデコーディングされた１６ＱＡＭ星座図の一例を示す図である。
図４を参照すると、星座図で伝送シンボルの信号点を指示する第１乃至第４のビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３のうち、第４のビットｂ３と第２のビットｂ１は、星座図の４分面のそれぞれで４個領域の信号点のうち一つを選択するビット(以下、“領域ビット”と称する)であることがわかる。そして、上記領域ビットにより区分される信号点はすべて原点(０、０)を基準として対称にマッピングされる。すなわち、図４の４分面それぞれで同一の斜め線を引いた領域は、原点を基準に相互対称される。したがって、第４のビットｂ３と第２のビットｂ１のログ近似率(ＬＬＲ)は、受信信号を実数(real)成分と虚数(imag)成分に区分し、各成分の絶対値を計算した後、原点移動を通じて得られた信号に変換する。このような方法で、高次のＱＡＭでもＱＰＳＫと同一の形態を有するログ近似率(ＬＬＲ)を適用することができる。
図５は、本発明の望ましい実施形態による移動通信システムで領域ビットにより区分された信号点を原点移動するグレイデコーディングされた１６ＱＡＭ星座図の一例を示す図である。
図５を参照すると、上記領域ビットにより区分された受信信号の実数(real)と虚数(imag)成分の絶対値を計算した後、原点移動をして第４のビットｂ３と第２のビットｂ１による領域を示すと、図５のように１６ＱＡＭでＱＰＳＫと同一の形態を有するログ近似率(ＬＬＲ)を適用できることがわかる。
そして、デコーディング過程で、図３乃至図５で説明した選択ビットと領域ビットを適用した場合、第１乃至第４のビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３に該当するログ近似率(ＬＬＲ)は、下記の式４を用いて演算される。
Figure 2008512036
上記の式４で、“ＲＥ［ｒ］”は受信信号ｒから実数成分を抽出する演算子であり、“ＩＭ［ｒ］”は受信信号ｒから虚数成分を抽出する演算子であり、“abs()”は括弧中の値に対する絶対値を求める演算子である。また、s0 0,2とs1 0,2は４分面を区分する選択ビットとして利用される第１及び第３のビットｂ０、ｂ２のログ近似率(ＬＬＲ)を計算するとき、それぞれ０と１に該当する伝送信号の代表値を示す。
そして、s0 1,3とs1 1,3は、４分面それぞれで４個領域を区分する領域ビットとして利用される第２及び第４のビットｂ１、ｂ３のログ近似率(ＬＬＲ)を計算するとき、０と１に該当する伝送信号の代表値を示し、σは受信信号ｒのノイズ分散値を意味する。既存のＱＰＳＫ方式の伝送では、各４分面当たり１個の信号点があったが、１６ＱＡＭの伝送では、４分面のそれぞれには、４個領域の信号点が存在するので、ログ近似率(ＬＬＲ)を求めるとき、これらを代表する一つの値として使用すべきである。上記の式４で、領域ビットである第２及び第４のビットｂ１、ｂ３のログ近似率(ＬＬＲ)で分母に表示された“−２”は信号点の原点移動を示したものである。
上記のように、ＱＡＭ方式の信号を受信する場合、星座図の信号点を指示するビット等のログ近似率(ＬＬＲ)は、分母、分子に複数の指数項が含まれた従来の式３と比較した場合、上記の式４のように、指数項を除去できるので、受信器のデコーディング過程で演算負荷を低減することができる。
図６は、本発明の実施形態による移動通信システムでデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算装置の構成を示すブロック構成図である。上記装置は、高次のＱＡＭ方式により伝送された信号を受信した場合、デコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)をＱＰＳＫ形態で演算する装置を提案したものである。図６の装置は、受信器のデコーダと一体で構成するか、デコーダの前段に接続して構成する等、多様な形態で構成することが可能である。
図６を参照すると、ログ近似率(ＬＬＲ)演算装置は、ＱＡＭの次数に対応する複数のログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１、１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎを備えて構成される。１６ＱＡＭ以上で、受信信号ｒが複数のログ近似率(ＬＬＲ)演算部１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎに手順に入力される過程で、それぞれのログ近似率(ＬＬＲ)演算部１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、星座図で４分面の各領域を区分する領域ビットを決定し、受信信号ｒを実数成分と虚数成分に区分して絶対値を計算した後、原点移動させてＱＰＳＫ方式のログ近似率(ＬＬＲ)を適用できるようにし、該当領域ビットに対して一般的なＱＰＳＫ方式のログ近似率(ＬＬＲ)を演算して図示しないデコーダに出力する。そして原点移動した受信信号ｒは、次段のログ近似率(ＬＬＲ)演算部に入力される。一方、本実施形態で、上記選択ビットと領域ビットは複数のログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１、１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎにより決定されることと説明したが、ＱＡＭの次数が決定された場合、上記選択ビットと領域ビットは、図３及び図４のような方式で予め決定されることができる。
図６で、最初の段のログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１は、一般的なＱＰＳＫ方式のログ近似率(ＬＬＲ)演算器を利用し、これは図３のように星座図の４分面を区分するように２ビットの選択ビットを決定し、上記選択ビットに対してＱＰＳＫ方式のログ近似率(ＬＬＲ)を出力する。図６で、２番目の段以後のログ近似率(ＬＬＲ)演算部１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、上記４分面それぞれの領域区分のための２ビットの領域ビットを決定する。
そしてログ近似率(ＬＬＲ)演算部１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、受信信号ｒの実数成分と虚数成分を抽出する実数成分抽出器１１１ａ及び虚数成分抽出器１１１ｂと、抽出された実数成分と虚数成分の絶対値を計算する絶対値計算器１１３ａ及び１１３ｂと、上記実数成分と虚数成分の絶対値を星座図の座標値に示す結合器１１５と、上記座標値を原点移動させる原点移動器１１７と、上記領域ビットに対してＱＰＳＫ方式のログ近似率(ＬＬＲ)を計算して出力するログ近似率(ＬＬＲ)計算器１１９とを備えて構成される。
上記した構成で、ログ近似率(ＬＬＲ)演算部１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、絶対値演算と原点移動を反復適用してＱＰＳＫ方式のログ近似率(ＬＬＲ)を計算する。本実施形態で、ＱＰＳＫ復調の場合、一つのログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１が駆動され、１６ＱＡＭの場合、二つのログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１、１１０ａが駆動され、６４ＱＡＭの場合は、三つのログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１、１１０ａ、１１０ｂが駆動され、受信信号ｒの該当ビットに対応するログ近似率(ＬＬＲ)を生成する。６４ＱＡＭ以上の場合、上記のような方式で定めたログ近似率(ＬＬＲ)演算部が駆動される。
図７は本発明の実施形態による移動通信システムでデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算方法を示すフローチャートである。
ステップ７０１で、最初の段のログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１は、受信信号ｒを受信し、星座図の４分面を区分するために、例えば、図３のようにＬＬＲ演算のための選択ビットを決定したり、ＱＡＭの次数が決定された場合、予め定められた選択ビットを設定する。そして、ステップ７０３で、２番目の段以後のログ近似率(ＬＬＲ)演算部１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、星座図の４分面の各領域で例えば、図４のように、信号点区分のための領域ビットを決定したり、ＱＡＭの次数が決定された場合、予め定められた領域ビットを設定する。そしてステップ７０５で、ログ近似率(ＬＬＲ)演算部１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、以前段から入力された受信信号を実数成分と虚数成分に区分し、絶対値を計算した後、例えば、図５のように原点移動させる。そしてログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１、１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、原点移動した受信信号を用いて選択ビット及び領域ビットに対するログ近似率(ＬＬＲ)を演算する。以後、ステップ７０７で、ログ近似率(ＬＬＲ)演算部１０１、１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎは、それぞれ演算されたログ近似率(ＬＬＲ)を該当ビットの定められたビットを用いてデコーダに入力する。
本発明はＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調(modulation)技法を適用する移動通信システムで、ターボ符号化のみに限定出来なくて受信デコーディング技法中、ログ近似率(ＬＬＲ)を用いる多様な種類のデコーディング技法に適用されることができる。
一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施例に関して説明したが、本発明の範囲から外れない限度内でいろいろ変形が可能であることはもちろんである。したがって、本発明の範囲は、前述の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものに基づいて定められるべきである。
一般的な移動通信システムでグレイデコーディングされたＱＰＳＫ星座図を示す図である。 一般的な移動通信システムでグレイデコーディングされた１６ＱＡＭ星座図を示す図である。 本発明の望ましい実施形態による移動通信システムで選択ビットにより区分されるグレイデコーディングされた１６ＱＡＭ星座図の一例を示す図である。 本発明の望ましい実施形態による移動通信システムで領域ビットにより区分されるグレイデコーディングされた１６ＱＡＭ星座図の一例を示す図。 本発明の望ましい実施形態による移動通信システムで領域ビットにより区分された信号点を原点移動するグレイデコーディングされた１６ＱＡＭ星座図の一例を示す図である。 本発明の実施形態による移動通信システムでデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算装置の構成を示すブロック構成図である。 本発明の実施形態による移動通信システムでデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算方法を示すフローチャートである。
符号の説明
１１０ａ、１１０ｂ、・・・、１１０ｎ ログ近似率(ＬＬＲ)演算部

Claims (20)

  1. 移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算方法であって、
    伝送シンボルの信号点を示す星座図の４分面を区分する選択ビットを決定するステップと、
    前記伝送シンボルの変調次数によって前記４分面の各領域で前記信号点を区分する領域ビットを決定するステップと、
    前記決定された領域ビットの数に応じて受信信号を実数成分と虚数成分に区分し、前記実数成分と前記虚数成分の絶対値を計算した後、前記星座図で絶対値として表示される受信信号に対する座標値を原点移動させる動作を反復するステップと、
    前記選択ビットに対するログ近似率を演算し、前記原点移動した受信信号が受信されるごとに、該当領域ビットに対するログ近似率を演算するステップと、を含むことを特徴とする方法。
  2. 前記ログ近似率は、直交位相遷移キーイング（ＱＰＳＫ）変調方式に適用される所定の演算式を用いて求められることを特徴とする請求項１記載の方法。
  3. 前記演算式は、下記の式１のように定義され、
    Figure 2008512036
     ここで、ｒは受信信号であり、ＲＥ［ｒ］は受信信号ｒから実数成分を抽出する演算子であり、ＩＭ［ｒ］は受信信号ｒから虚数成分を抽出する演算子であり、σはノイズ分散値を意味することを特徴とする請求項２記載の方法。
  4. 前記デコーディングは、直交振幅変調(ＱＡＭ)変調された信号に対するデコーディングであることを特徴とする請求項１記載の方法。
  5. 前記選択ビットの数と前記領域ビットの数はそれぞれ２ビットであることを特徴とする請求項１記載の方法。
  6. 前記ＱＡＭの次数を４ＮＱＡＭとする場合、前記原点移動させる段階はＮ−１回(Ｎ≧１)だけ反復し、前記領域ビットに対するログ近似率は前記Ｎ−１回だけ演算することを特徴とする請求項４記載の方法。
  7. 前記星座図で前記伝送シンボルの信号点を指示するビットをｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３とする場合、前記選択ビットはｂ０、ｂ２であり、前記領域ビットはｂ１、ｂ３であることを特徴とする請求項４記載の方法。
  8. 前記ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３に該当するログ近似率(ＬＬＲ)は下記の式２を用いて計算され、
    Figure 2008512036
     ここで、ｒは受信信号であり、ＲＥ［ｒ］は受信信号ｒから実数成分を抽出する演算子であり、ＩＭ［ｒ］は受信信号ｒから虚数成分を抽出する演算子であり、abs()は括弧中の値に対する絶対値を求める演算子であり、s0 0,2とs1 0,2はｂ０、ｂ２のログ近似率(ＬＬＲ)を計算するとき、それぞれ０と１に該当する伝送信号の代表値であり、s0 1,3とs1 1,3はｂ１、ｂ３のログ近似率(ＬＬＲ)を計算するとき、０と１に該当する伝送信号の代表値であり、σは受信信号ｒのノイズ分散値を意味することを特徴とする請求項７記載の方法。
  9. 前記星座図はグレイ(Gray)デコーディングされた４ＮＱＡＭの星座図であることを特徴とする請求項１記載の方法。
  10. 前記演算されたログ近似率は前記デコーディングのための事前情報として提供されることを特徴とする請求項１記載の方法。
  11. 移動通信システムの受信器におけるデコーディングのためのログ近似率(ＬＬＲ)演算装置であって、
    伝送シンボルの信号点を示す星座図の４分面を区分する選択ビットに対して受信信号を受信して前記ログ近似率を演算する第１のログ近似率演算部と、
    前記受信信号を実数成分と虚数成分に区分し、前記実数成分と前記虚数成分の絶対値を計算した後、前記星座図で絶対値として表示される受信信号に対する座標値を原点移動させ、前記４分面の各領域で前記信号点を区分し、前記伝送シンボルの変調次数に応じて決定される領域ビットに対して、前記原点移動した受信信号を受信することにより該当領域ビットに対するログ近似率を演算する少なくとも一つの第２のログ近似率演算部と、を含むことを特徴とする装置。
  12. 前記第２のログ近似率演算部は、以前段の第２のログ近似率演算部から原点移動した受信信号を受信し、さらに実数成分と虚数成分に区分して絶対値を計算した後、原点移動させる動作を繰り返すように構成されることを特徴とする請求項１１記載の装置。
  13. 前記第２のログ近似率演算部は、
    受信信号から実数成分と虚数成分をそれぞれ抽出する実数成分抽出器及び虚数成分抽出器と、
    前記実数成分と虚数成分の絶対値を前記星座図の座標値で示す結合器と、
    前記座標値を原点移動させる原点移動器と、
    該当領域ビットに対して前記ログ近似率を計算するログ近似率計算器と、を含むことを特徴とする請求項１１記載の装置。
  14. 第１及び第２のログ近似率演算部は、直交位相遷移キーイング(ＱＰＳＫ)変調方式に適用される所定演算式を用いて前記ログ近似率を計算することを特徴とする請求項１１記載の装置。
  15. 前記演算式は下記の式３のように定義され、
    Figure 2008512036
     ここで、ｒは受信信号であり、ＲＥ［ｒ］は受信信号ｒから実数成分を抽出する演算子であり、ＩＭ［ｒ］は受信信号ｒから虚数成分を抽出する演算子であり、σはノイズ分散値を意味することを特徴とする請求項１４記載の装置。
  16. 前記デコーディングは直交振幅変調(ＱＡＭ)変調された信号に対するデコーディングであることを特徴とする請求項１１記載の装置。
  17. 前記選択ビットの数と前記領域ビットの数はそれぞれ２ビットであることを特徴とする請求項１１記載の装置。
  18. 前記ＱＡＭの次数を４ＮＱＡＭとする場合、前記原点移動させる段階はＮ−１回(Ｎ≧１)だけ反復し、前記領域ビットに対するログ近似率は前記Ｎ−１回だけ演算することを特徴とする請求項１６記載の装置。
  19. 前記星座図で前記伝送シンボルの信号点を指示するビットをｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３とする場合、前記選択ビットはｂ０、ｂ２であり、前記領域ビットはｂ１、ｂ３であることを特徴とする請求項１６記載の方法。
  20. 前記ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３に該当するログ近似率(ＬＬＲ)は下記の式４を用いて計算され、
    Figure 2008512036
     ここで、ｒは受信信号であり、ＲＥ［ｒ］は受信信号ｒから実数成分を抽出する演算子であり、ＩＭ［ｒ］は受信信号ｒから虚数成分を抽出する演算子であり、abs()は括弧中の値に対する絶対値を求める演算子であり、s0 0,2とs1 0,2はｂ０、ｂ２のログ近似率(ＬＬＲ)を計算するとき、それぞれ０と１に該当する伝送信号の代表値であり、s0 1,3とs1 1,3はｂ１、ｂ３のログ近似率(ＬＬＲ)を計算するとき、０と１に該当する伝送信号の代表値であり、σは受信信号ｒのノイズ分散値を意味することを特徴とする前記装置。
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