JP2008510655A - ２つのバス構造を用いた自動車の電気システム構成 - Google Patents

Abstract

１２ボルト車両の電力分配システムに対する大きな断続的負荷の影響を緩和することを意図した種々の異なる電気システムトポロジーを開示する。いくつかの実施形態では、断続的負荷はシステムの残りの部分から接続を解除され、該負荷に供給される電圧は変動することができる。別の実施形態では、重要な負荷に対する電圧は、システムの残りの部分に供給される電圧と無関係に調整される。説明する種々のトポロジーは、３つの範疇に分類でき、各々は異なる解決法に対応している。１つの方法は、重要な負荷に対する電圧を調整することである。第２の方法は、システム電圧の降下を引き起こす断続的負荷を分離することである。第３の方法は、従来のＬｕｎｄｅｌｌ巻線界磁マシンよりも速い応答を有する異なるタイプのオルタネータを使用することである。

Description

本発明は、一般に自動車の電気システムに関し、より詳細には大電力負荷に適合する自動車の電力システムの構成に関する。

今日の自動車で使用されている１２ボルトシステムは、システムの負荷が増加するにつれて、より一層の多くの電流供給が必要とされる。この電流供給の増加は、従来の油圧または機械動力システムに代わる電動補助システムの増大のみならず、通信、娯楽、およびテレマティックスシステム等のますます増えてゆく電子機器の組合せによるものである。これらの高負荷に供給するのに必要な電流量を減少させるために、４２ボルト電気システムを自動車が採用すべきことが提案されている。しかし、自動車業界は、コストが増加するので、４２ボルト電気システムへの移行には消極的であった。したがって、１２ボルトシステムの性能を改善して、それにより高電気負荷を従来の車両の電気システムで有効に作動させることを可能にしたいという強い要求がある。

具体例として、電動パワーステアリング（ＥＰＳ）等の大電流負荷は、実際上、従来の車両の電気システムを備えた軽トラック等の大きい車両では使用することができない。ＥＰＳは、特に、最もステアリングアシストを必要とする場合、低車速において大電流を消費するので、電気システムに大電力の供給を要求する。しかし、例えば駐車場における低車速では、エンジンは、通常アイドリングかまたはそれに近い状態にあるので、オルタネータ電流の出力能力が厳しく制限されている。この結果、車両の電気システムは、ＥＰＳが必要とする電力を供給するときは常に、１２ボルトバスの一時的な電圧低下を引き起こすことになる。このような電圧低下が引き起こされた場合、例えば車両ライトが暗くなるといった種々の好ましくない動作が種々の電気システムで発生する。さらに、必要なＥＰＳ電流を供給することができなくなる可能性もあり、所望のステアリング応答が発生しない。

車両の電気システムにおいて大電流負荷を供給する問題への種々の解決法が提案されている。特許文献１は、負荷の両端に接続される回路およびスーパーキャパシタの構成を記載している。負荷は、先ずスーパーキャパシタからエネルギーを与えられる。スーパーキャパシタから引き出されるエネルギー量は、スーパーキャパシタが負荷の両端に直接接続され、それによりスーパーキャパシタの両端の電圧降下が制限されているので、最適化されてはいない。簡単なダイオード以外には、バッテリから負荷／スーパーキャパシタ回路を分離するものがないので、負荷に供給される一時的電力もバッテリから完全には分離されていない。

特許文献２は、戦闘機用のＤＣ電力分配システムを記載している。説明されているシステムでは、バッテリは負荷から遠く離して設置されている。スーパーキャパシタは、負荷の近くのスーパーキャパシタブーストコンバータの組合せを通してＤＣバスに接続されている。スーパーキャパシタは通常バスから接続を解除されているが、負荷過渡状態が生じた場合、バッテリは負荷から接続を解除され、負荷はスーパーキャパシタから供給される。システムは、負荷に供給されるエネルギーが単にスーパーキャパシタのエネルギーまでに制限されるという点で不都合である。

本発明は、前述の欠点を最小にしようとするものであり、従来技術の問題を解決または少なくとも最小限にするシステムを提案している。
欧州特許出願番号第ＥＰ０５３３０３７Ａ１号 米国特許番号第５９１４５４２号

本発明は、種々の変更および代替形態の余地があるが、特定の実施形態を図面において例により示し、本明細書で詳細に説明する。しかし、本発明が開示されている特定の形態に限定されるように意図されているものではないことを理解されるべきである。むしろ、本発明は、添付の特許請求の範囲によって定義される本発明の精神および範囲内に入るすべての変更形態、等価形態、および代替形態を含むものとする。

１２ボルトの車両の電力分配システムに対する大きな断続的負荷の影響の緩和を目的とする電気システムトポロジーについて説明する。ある実施形態において、断続的負荷はシステムの残りの部分から接続を解除され、該負荷に供給される電圧は変動してもよい。別の実施形態において、重要な負荷（例えばヘッドライト）に対する電圧は、システムの残りの部分に供給される電圧と無関係に調整される。説明する種々のトポロジーは、複数の範疇に分類でき、各々は異なる解決法に対応している。

１つの方法は、重要な負荷に対する電圧を調整することである。この形態の解決法は、図１に示すように、重要な負荷用に個別のブーストコンバータを設けることである。第２の方法は、システム電圧の降下を引き起こす断続的負荷（例えばＥＰＳ）を分離することである。これらの解決法は、通常、多方向ＤＣ−ＤＣコンバータを含んでおり、図３から図７に示されている。第３の方法は、従来のＬｕｎｄｅｌｌ巻線界磁マシンよりも速い応答を有する異なるタイプのオルタネータを使用することである。該方法を図８に示している。

次に、図面に転じて、図１は本発明のある教示による自動車の電力システムを示している。図１において、重要な負荷、例えばヘッドライト１０８に対する電圧は、個別のコンバータ（すなわちブーストコンバータ１１１）を使用して調整されるが、一方、１２ボルトシステムの残りの部分は、オルタネータが十分な速度で応答しないので、電圧低下を受ける。

車両のメインパワーバス１０１には９から１６ボルトの範囲のＤＣ電圧が供給される。該エネルギーは、本実施形態では当業者に知られている通常の巻線界磁オルタネータである、オルタネータ１０２から供給される。電流は、オルタネータ１０２から整流器バンク１０３を通ってバス１０１に流れる。整流器バンク１０３は、通常１つまたは２以上のダイオードを含むことができ、またはトランジスタ（例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ））またはシリコン制御整流器（ＳＣＲ）のような制御スイッチ型整流器を含んでいてもよい。さらに、オルタネータ１０２および整流器バンク１０３は共に単相または多相形態とすることができる。

ストレージバッテリ１０４もバス１０１に接続されている。多くの自動車用途において、バッテリ１０４は従来の鉛蓄電池であるが、種々の他のバッテリタイプも使用することができる。通常の車両の動作中、バッテリ１０４は、定常状態エネルギーをバス１０１およびそれに接続されている負荷に供給しない。通常の車両の動作に必要な電気エネルギーは、オルタネータ１０２の容量が必要な電力を十分に供給できることを前提として、オルタネータ１０２により供給される。電力がオルタネータによって供給できない場合、電力はバッテリから引き出される。さらに、バッテリ１０４は、車両が動作中でない場合に種々の電気負荷に電力を供給するのに利用できる。

通常の車両の動作中、バッテリ１０４はバス１０１から充電される。バッテリ充電電流は、通常制御されないままでもよいし、または電圧レギュレータ１０５をバッテリに供給される充電電流および電圧を調整するように構成することもできる。ただし、電圧レギュレータ１０５は、通常動作において、バス１０１の電圧をほぼ一定値に保持するように動作する。この動作は、オルタネータ１０２の出力電圧がエンジン速度およびバス１０１に接続された電気負荷で変化するので必要である。種々の電圧調整回路の構築は、当業者によく知られているのでここで詳細に取り扱わない。

バス１０１により、種々の電気的負荷に電力が供給される。そのような負荷には、ラジオ、屋内照明、ＨＶＡＣブロワ等の自動車の通常の電力が供給される装置である種々の負荷１０６が含まれる。図示の具体例における追加の負荷は、前述のような大電力／大電流負荷である電動パワーステアリング（ＥＰＳ）システム１０７である。さらなる電気負荷、この場合、ヘッドライト１０８および他の重要な負荷１０９等の重要な負荷も、スマート接続ボックス１１０およびブーストコンバータ１１１により間接的ではあるが、バス１０１に接続されている。

スマート接続ボックス１１０は、高電圧側スイッチを使用してライトのオンとオフを制御するマイクロコントローラを有する。この点が、電力を受け取る負荷を制御する能力がない従来の接続ボックスと異なる。負荷制御ができるスマート接続ボックスを備えることにより、最初にオンにしたときのライトへの電流流入を制御でき、それによってライトの寿命を延ばすことができるので好都合である。付属の負荷（スターターやＥＰＳ等の大電流負荷を除く）の制御の大部分は、２つまたは３つの異なる負荷制御ボックスに分割されずに、スマート接続ボックス１１０に統合される。

図１の実施形態において、重要な負荷は、負荷に対する電圧を調整するブーストコンバータ１１１を通して電圧を提供される。バス１０１に直接接続された負荷の１つが大量の電流を引き出してバス１０１に電圧低下を引き起こす場合、ブーストコンバータ１１１は、重要な負荷１０８に供給される電圧を増大させ、ヘッドライト等の重要な負荷に１３．５から１６ボルトの範囲の比較的一定な電圧を保持する。これにより、ヘッドライトが暗くなること等の大電流負荷による望ましくない副作用が防止される。さらに、このトポロジーは、既存の車両の電気システムに対して比較的少ない変更しか必要としない点で好都合である。スマート接続ボックス１１０およびブーストコンバータ１１１を追加すること以外、電気システムの残りの部分は変わらずにそのままである。さらに、いくつかの現在の量産の車両は、既にスマート接続ボックスを含んでいるのでブーストコンバータ１１１のみを追加すればすむ。

一実施形態において、ブーストコンバータ１１１は、Ｒｉｄｌｅｙ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｉｎｃ （ｗｗｗ．ｒｉｄｌｅｙｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ．ｃｏｍ）からの「Ａｎ Ａｃｃｕｒａｔｅ ａｎｄ Ｐｒａｃｔｉｃａｌ Ｓｍａｌｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ」で説明されているように、電流モード制御ループで作動することができる。ブーストコンバータ１１１のスイッチ１３２は、ブースト制御アルゴリズム１３０を用いて制御することができる。感知抵抗は、スイッチ１３２を通る電流（Ｉ_sense）を読み取り、スイッチをオフにする時間を決定するのに使用できる。さらに、電流を感知する他の方法として、インダクタ電流の直接読取りが挙げられる。なお、スイッチがオンになると、スイッチ電流とインダクタ電流は等しくなることに留意されたい。

図２に、２つの場合に対するインダクタ電流対時間のプロットを示している。１つは、両方のランプ（ヘッドライトの）が適切に作動している場合であり、他の１つは、ランプの１つが開状態で電流がランプに流れていない場合である。したがって、図２に示すように、インダクタを通る平均電流は、２つのランプの場合の約５０％に低下する。動作不良の状態は、両方のランプが作動している場合の回路の動作と、１つのランプだけが作動している場合の動作とを比較することにより判断される。ピークインダクタ電流は、平均インダクタ電流と直接関連しており、この場合ランプが開状態かどうかを判断するのに使用される。スイッチがオフにされると、ピーク電流がサンプリングされ、２つのランプの場合（両方のランプがオン）の期待電流と比較される。電流が期待値の約５０％の場合、ランプが開状態であることを示している。電流がほぼゼロの場合、両方のランプが開状態であり、故障状態をも示していることは明らかである。

ある場合には、各ランプは、１つの組合せブースト回路の代わりに個別の複数のブースト回路により電力供給されていてもよい。この場合、開状態のランプは、各ブースト回路のピーク電流を比較することによって決定される。各ブースト回路の電流がほぼ同じであり、０アンペアに近くない場合、両方のランプは開回路であると推測される。

ブースト回路１１１は、たとえブースト出力電圧（Ｖｏｕｔ）が所望値未満であっても、ブースト動作が望ましくないある場合には無効にすることができる。これらの望ましくない場合の１つは、昼間走行灯が通電されている場合である。昼間走行モードでは、ヘッドライトに対する電圧を低減して、電球寿命を延ばすことが望ましい。この場合、ブーストコンバータ１１１の回路は無効にされ、ヘッドライト１０８に対する電圧は、スマート接続ボックス１１０動作の結果、バッテリ電圧未満になる。ブーストが無効にされる他の場合は、ライトが最初にオンになり、ランプへの流入電流がスマート接続ボックス１１０によって制御される場合である。電流流入が発生する理由は、ランプ抵抗が最初のオン時には低く、ヘッドライト１０８のランプが温まった後に、１００ｍｓが通常の時間であるが、ようやく最終抵抗値まで増加するからである。この場合、ブーストコンバータ１１１の回路は、流入電流が最終値に達するまで、スマート接続ボックス１１０によって一時的に無効にされる。このとき、ブーストコンバータ１１１は有効にされ、必要に応じて、出力電圧は増大される。

別の実施形態を図３に開示している。このトポロジーでは、ＥＰＳ１０７およびバッテリ１０４が、ＥＰＳ１０７の大電流過渡によって引き起こされる電圧低下がシステムの残りの部分に影響するのを防止するために、システムの残りの部分から分離されている。図１の実施形態でのように、電気エネルギーは、通常の巻線界磁マシンであるエンジン駆動オルタネータ１０２によって供給される。オルタネータによって生成されたＡＣ電圧は、整流器バンク１０３によって整流され、したがって約１３．５ボルトのＤＣ電圧がメインバス１０１に供給される。電圧レギュレータ１０５は、メインバス１０１の電圧を比較的一定の値に保持するように動作する。多種多様な負荷１０６が、メインバス１０１に直接接続されるが、ヘッドライト１０８および他の重要な負荷１０９等の重要な負荷も、スマート接続ボックス１１０によりメインバス１０１に接続されている。

図３の実施形態において、大電流負荷、例えばＥＰＳ１０７は、副次バス１０１ａによりバッテリ１０４に直接接続されている。副次バス１０１ａおよびそれに接続されるデバイスは、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａによってシステムの残りの部分から分離されている。図１のブーストコンバータ１１１同様、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａおよび１１３ｂは、当業者に知られている種々の形態をとることができる。通常、これらのコンバータは、二方向バックブーストコンバータの部類のものであり、図示した例は最も単純な通常の形態のものである。二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａの機能は、バス１０１と副次バス１０１ａとの間の電流の流れを制御することである。これは、バッテリ充電アルゴリズム１２０を使用することによって行うことができ、以下でさらに説明する。コンバータ１１３ａは、必要であれば、バス１０１および１０１ａの電圧レベルに応じて、ブーストコンバータまたはバックコンバータとして機能することになる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａは、通常動作中、バッテリ１０４およびＥＰＳ１０７を電気システムの残りの部分に接続する。これにより、バッテリ１０４は充電され、通常の動作電流がＥＰＳ１０７に供給される。大きなＥＰＳ過渡状態が生じた場合、システムの残りの部分用の電流は、オルタネータ１０２およびスーパーキャパシタ１１２によって供給され、スーパーキャパシタ１１２は、電気エネルギーを二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ｂを通してメインバス１０１に分配する。スーパーキャパシタ１１２は、本質的に、キャパシタおよびバッテリ技術スーパーキャパシタのハイブリッドに基づいた比較的大容量のキャパシタである。ウルトラキャパシタとしても知られているスーパーキャパシタは、一般に当業者に知られているので、これらのデバイスの詳細はここで繰り返さない。

一実施形態において、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａ用の制御装置は、Ｉｓｉｄｏｒ Ｂｕｃｈｍａｎ（ｗｗｗ．ｂａｔｔｅｒｙｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ．ｃｏｍ）による「Ｃｈａｒｇｉｎｇ ｔｈｅ Ｌｅａｄ Ａｃｉｄ Ｂａｔｔｅｒｙ」で説明されているように、バッテリ充電アルゴリズム１２０を実行する。このアルゴリズムは、深く放電された場合にはバッテリ１０４を一定電流で充電し、その他の場合には一定電圧で充電する。大部分の自動車用途では、一定充電電圧、例えば１４．５Ｖがバッテリ１０４に印加されるが、それは周囲温度に依存する。

第２の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ｂは、以下でさらに説明するように、電圧レギュレータ１０５と共に作動して、メインバス１０１の電圧を１３．５ボルトに安定化する。さらに、第１の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａは、大電流負荷ＥＰＳ１０７と電気システムの残りの部分との間をある程度分離しており、このことは、さらにメインバス１０１の電圧安定性に寄与している。この結果、図１の実施形態において電力を重要な負荷に供給したブーストコンバータ１１１は不要になる。図３の構成は、大電流が断続的負荷によって必要とされ、ライト以外の負荷、例えば負荷１０９および１０６が調整電圧電源を必要とする場合に好都合である。第２の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ｂおよびオルタネータ１０２は電流の増加要求に応答するため、第１の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａは有効エネルギーを副次バス１０１ａに向けることができ、それによって、バッテリ電圧への影響が低減される。いったん、オルタネータ１０２がバス１０１および副次バス１０１ａで必要とされる電力をすべて供給できると、第１の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａは通過部として動作し、バックまたはブースト動作は利用されない。負荷１０６および１１０はオルタネータ１０２に接続するように示されているが、それらはスーパーキャパシタ１１２に接続することもできる。異なる負荷１０６および１１０がコンバータ１１３ｂの同じ側に接続しないようにそれらを分離することも好都合であろう。

一実施形態において、第２の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ｂ用の制御装置は、オルタネータおよびスーパーキャパシタのアルゴリズム１２２を実行し、主要な制約条件としてバス１０１を一定電圧、例えば１３．５Ｖに保持する。これは、オルタネータ出力電流（Ｉ_ａｌｔ）と、スーパーキャパシタ１１２（Ｉ_ｕｃ）から引き出されるかまたはそれに供給する電流との組合せによって達成される。さらなる制約条件として、スーパーキャパシタ電圧（Ｖ_ｕｃ）は、バス１０１の電圧が設定値を超えた場合、スーパーキャパシタ１１２に供給される電流を制御することにより固定電圧、例えば２０Ｖに保持される。一実施形態において、オルタネータ電流（Ｉ_ａｌｔ）、オルタネータ電圧（Ｖ_ａｌｔ）、スーパーキャパシタ電流（Ｉ_ｕｃ）、およびスーパーキャパシタ電圧（Ｖ_ｕｃ）を使用して、以下の擬似コードを利用してこれらの制約条件を共に達成することができる。

If (Valt >= 13.5V)
If (Iuc >= 0)
force Iuc less positive
else
If ((Vuc < 20V) AND (Iuc < Iuc_max))
force Iuc more negative
else
force Iuc less negative
force Ialt less positive using PI controller (note 1)
endif /* Vuc, Iuc */
endif /* Iuc */
elseif (Valt < 13.5V)
If (Iuc >= 0)
force Iuc more positive positive
force Ialt more positive positive using PI controller and Iuc component (note 2)
else
force Iuc less negative
force Ialt more positive positive using PI controller
endif /* Iuc */
endif /* 13.5V */

注記１：比例−積分（ＰＩ）制御装置を使用して、オルタネータの電圧（Ｖ_alt）を強制的に所望値（この例では１３．５Ｖ）にする手段として界磁電圧（Ｖ_f）を調整する。これは、オルタネータ電圧（Ｖ_alt）を１３．５Ｖと比較し、界磁電圧（Ｖ_f）の値を設定することによって行うことができる。一実施形態において、数式（１）を使用することができる。

ここで、Ｖ_fは界磁電圧であり、Ｋ_PおよびＫ_Iはよく知られたＰＩ（比例−積分）制御装置の比例−積分利得であり、Ｖ_altはオルタネータ電圧である。

注記２：この場合、ＰＩ制御装置は、数式（２）を使用してスーパーキャパシタ（Ｉ_uc）の電流に依存する成分によって拡張される。

ここで、Ｖ_fは界磁電圧であり、Ｋ_p、Ｋ_I、およびＫ_ucはよく知られたＰＩ（比例−積分）制御装置の比例−積分利得であり、Ｉ_ucはスーパーキャパシタ１１２の電流である。

スーパーキャパシタの電流（Ｉ_uc）を強制的に所望値にする通常の方法は、数式（３）を使用することである。

この場合、Ｖ_controlを使用して第２の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ｂのスイッチのデューティサイクルが設定される。

図４は図３の実施形態の変形例を示している。図３の実施形態でのように、ＥＰＳ１０７およびバッテリ１０４は、システムの残りの部分から分離されている。図３の２つの二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａおよび１１３ｂが、１つの三方向コンバータ１１４で置き替えられている。三方向コンバータ１１４は、基本的にコンバータ１１３ａおよび１１３ｂの組合せである。３つの端子の各々への電力流入およびそれからの電力流出は、各端子の電圧および各バスの優先順位に応じて制御される。最優先順位を有する端子は、他の端子電圧を無視して常に調整点に保持された電圧を有することになる。動作中、三方向コンバータ１１４は、メインバス１０１、副次バス１０１ａ、およびスーパーキャパシタ１１２の任意の組合せにまたは任意の組合せからエネルギーを移動させることができる。

図４の実施形態と図３の実施形態との間の１つの相違は、電圧レギュレータ１０５が三方向コンバータ１１４に接続され、レギュレータの電圧設定値が１３．２ボルト出力に固定されていないことである。図４の実施形態において、レギュレータは、電気システムの統合部分であり、三方向コンバータ１１４の制御下で作動する。適切に構築されていれば、図４に示したトポロジーは、システムオペレーションが集中制御されるので、図３のトポロジーと比較してシステム応答が改善されることになる。システム応答の拡張は、三方向コンバータ１１４の制御回路をオルタネータ１０２の出力電流に応答可能にする電流センサ１１４ａを組み込むことによっても得ることができる。さらに、二方向コンバータ１１３ａおよび１１３ｂを図４の三方向コンバータ１１４で置き替えて、図３の基本的トポロジーを実施することもできる。

図５は、二方向コンバータ１１３ａおよび１１３ｂが同じパッケージに統合される別の実施形態を示している。ここで、トポロジーは、ＥＰＳ１０７およびバッテリ１０４がシステムの残りの部分から分離されるように配置された統合型二方向コンバータ１２４を含んでいる。統合二方向コンバータ１２４の制御装置は、アルゴリズム１２６を実行する。この場合、統合二方向コンバータ１２４の各部分は、図３に関連して先に説明した同じアルゴリズム１２０および１２２によって制御される。したがって、アルゴリズム１２６は、バッテリ充電アルゴリズム１２０の構成要素と、先に詳述したオルタネータおよびスーパーキャパシタのアルゴリズム１２２の構成要素とを含んでいる。統合二方向コンバータ１２４の動作により、エネルギーを、メインバス１０１およびスーパーキャパシタ１１２に／から移動させることができる。

図６は図３に示したトポロジーの別の変形例を示している。図６のトポロジーは、大過渡電流負荷すなわちＥＰＳ１０７と、回路の残りの部分とが交換された点で図３と異なる。したがって、種々の負荷１０６、ヘッドライト１０８、および他の重要な負荷１０９は、バッテリ１０４と共に、副次バス１０１ａに接続されている。他の場合でのように、ヘッドライト１０８および他の重要な負荷１０９は、スマート接続ボックス１１０によって副次バス１０１ａに接続されている。オルタネータ１０２は、ＥＰＳ１０７が接続されているメインバス１０１に電力を供給する。

二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａおよび１１３ｂは、各々バッテリ充電アルゴリズム１２０とオルタネータおよびスーパーキャパシタのアルゴリズム１２２とによって、図３において先に説明した同じ方法で制御される。ＥＰＳは、大電流過渡になると、バッテリから二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａによって接続を解除される。スーパーキャパシタ１１２は、この大電流過渡の間、過電流を二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ｂを通してＥＰＳ１０７に供給する。通常動作中、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ｂはメインバス１０１からスーパーキャパシタ１１２を充電するように動作し、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３ａは、バッテリ１０４を充電してヘッドライト１０８、重要な負荷１０９、および種々の負荷１０６に電力を供給する副次バス１０１ａにエネルギーを与えるように動作する。

大電流負荷が存在する状態で重要な負荷に安定したバス電圧を供給するさらに別の自動車の電気システムトポロジーを図７に示している。この構成において、ＥＰＳ１１７とオルタネータ１０２は、システムの残りの部分から分離されている。図７に示した回路は、本質的に図１の回路と図３から図６の回路の融合である。ヘッドライト１０８は、図１の回路同様、ブーストコンバータ１１１によって電力を供給されるが、システムの残りの部分のパラメータ（時定数等）によっては、ブーストコンバータ１１１が必要でない可能性もある。メインバス１０１の電圧は、図３から図６で開示した実施形態と同様の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３によって制御される。

大電流負荷であるＥＰＳ１０７は、オルタネータの両端に、より詳細には整流器バンク１０３の両端に接続されている。二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３は、ＥＰＳ１０７をシステムの残りの部分から分離する。したがって、オルタネータの両端の電圧は大きなＥＰＳ電流が過渡状態中に低下し、この結果ＥＰＳ１０７は回路の残りの部分から接続を解除される。したがって、バッテリの両端の電圧降下は、システム電圧の調整に与えられた優先順位により制御される。

図７に示したトポロジーの１つの利点は、すべての動作点に対してＥＰＳ１０７を１３．２ボルトシステムバス用に構築する必要がないことである。高負荷（すなわち高ＥＰＳモータ速度）状態下でＥＰＳに対する電圧を高めることは好都合である。この実施形態を最適化するために、ＥＰＳ１０７は、ＥＰＳ負荷の増加によるオルタネータ電圧の変動の大きさを最小限にするように、負荷の増減時にオルタネータ１０２に連絡する必要がある。これは、図７の接続１１７によって概略的に示した通常のフィードフォワード制御回路の形態をとる。この構成は電圧調整に大きな改善をもたらす。この構成は、スーパーキャパシタまたは他のエネルギー蓄積装置を不要にするという利点もある。

前述のように、図７において、バッテリ電圧を所望の範囲内に保持しつつＥＰＳ１０７電流をオルタネータ／バッテリの組合せによって供給することができない場合、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３は、ＥＰＳ１０７をシステムの残りの部分から接続を解除されたアイソレータとして作動する。このようにして、ＥＰＳ１０７が、副次バス１０１ａ電圧を所望の範囲、例えば１２．８Ｖから１４．１Ｖから外れてしまわないようにできる。副次バス１０１ａ電圧のこの変化は、ヘッドライト１０８の光の明るさの変化がドライバーに知覚されないように十分緩やかに起こる必要がある。この回路は、スーパーキャパシタが除かれ、それによって大きな電圧変化を強制的にバス１０１に発生させる点で、図６の回路と異なる。

ＥＰＳ電圧は、図７にバス１０１として示しているように、短期間蓄積を可能にするエネルギー源／シンクがないのでバッテリ１０４から接続を解除された場合、大きな変化をこうむることになる。１０から２０Ｖの範囲が図７に示されているが、これは単に代表的な範囲であり、実際の回路値は、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３、オルタネータ１０２、およびＥＰＳ１０７の設計制約に依存することになる。大半の回路トポロジーでは、エネルギー蓄積は、バッテリまたはスーパーキャパシタによって行われる。これは、オルタネータ出力電圧をバッテリ電圧より十分に大きくでき、それによってオルタネータ電流およびＥＰＳ電流が減少するので、ＥＰＳ１０７が大きな電力を必要とする場合に好都合である。電流は、この時間中二方向コンバータによってバッテリおよび負荷回路に供給されるのでバッテリは放電されない。

オルタネータ１０２の出力の電圧変動を低減するのに、フィードフォワード信号１１７がＥＰＳ１０７と電圧レギュレータ１０５との間で使用される。界磁電圧は数式（４）によって調整することができる。

ここで、Ｖ_fは界磁電圧であり、Ｋ_pおよびＫ_Iはよく知られたＰＩ（比例―積分）制御装置の比例−積分利得であり、Ｖ_altはオルタネータ電圧であり、Ｋ_FFはフィードフォワード利得であり、Ｉ_epsはＥＰＳ電流である。バッテリ電流用に適切なフィードフォワード利得を選択すると、出力電圧が変化する前に界磁電圧が増加または減少することになる。これらの制御装置の設計技法は、当業者には一般に知られており、Ａｓｔｒｏｍ／Ｗｉｔｔｅｎｍａｒｋによる「Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ： Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ」、１９９０年、１５０〜１５１頁（参照により組み込まれる）にも見いだすことができる。フィードフォワード利得Ｋ_FFは、オルタネータ回転子が飽和状態にある場合、界磁電流に応じて変化することができる。回転子が飽和状態にある場合、界磁電流が増加すると、逆起電力がわずかに増加して、バッテリ充電電流がそれに対応してわずかに増加する、すなわちリターンが減少する。この飽和現象は、Ｆｉｔｚｇｅｒａｌｄらによる「Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｍａｃｈｉｎｅｒｙ」１９８３年、１７６〜１７８頁に説明されており、この文献は参照により組み込まれる。マシンが飽和すると、界磁電流対開回路電圧のプロットは直線から外れる。界磁電流が増加して飽和が始まると、一定の勾配は、界磁電流の増加よりも出力電圧の増加が少なくなるように小さくなる。理想的には、Ｋ_FFは、Ｋ_FFと開回路曲線の勾配の逆数との積が一定になるように変えられる。実際、Ｋ_FFは飽和の始まりで増加し、飽和の量の増加と共に増加し続ける。

最後の実施形態を図８に示している。この実施形態は、ＥＰＳ１０７をシステムの残りの部分から分離する必要をなくす、高速応答時間をもつジェネレータを特徴としている。この回路は、従来のオルタネータ１０２および整流器ブリッジ１０３が、切替えリラクタンスジェネレータ１１５および切替えリラクタンス制御装置１１６と置き替えられたこと以外は、図１の回路とトポロジー的に同等である。切替えリラクタンスジェネレータおよびその制御装置は当業者に知られているので、その構造と構成の詳細はここで繰り返さない。切替えリラクタンスジェネレータは、切替えリラクタンスマシンの過渡応答が向上しているので、従来の巻線界磁オルタネータより好ましい。通常のＬｕｎｄｅｌｌ巻線界磁オルタネータの応答は、約０．２秒の時定数によって特徴づけられるが、それは界磁巻線の比較的大きなインダクタンスの結果である。対照的に、切替えリラクタンスジェネレータは２５ミリ秒程度の時定数を有する。

図８にはヘッドライト１０８用のブーストコンバータ１１１も含まれているが、優れた設計のシステムでは、従来の巻線界磁オルタネータと比べて切替えリラクタンスジェネレータの過渡応答が向上しているので、ブーストコンバータ１１１は必要ないであろう。なお、図８に開示した回路には、ＥＰＳ１０７から切替えリラクタンスジェネレータ制御装置１１６へのフィードフォワード制御が含まれ、ＥＰＳ大電流過渡へのシステムの応答時間を向上させるのに役立つことにも留意されたい。さらに、切替えリラクタンスマシンを、本明細書に開示される自動車の電気システムトポロジーのいずれにも好都合に使用することもできる。

図８のさらなる拡張には、重要な負荷の両端に接続され、切替えリラクタンスジェネレータ制御装置用の電圧フィードバック信号として使用される電圧感知巻線が含まれる。感知される電圧は、フィードバックループ１１８ａに示すような供給電圧、またはプラス感知電圧１１８ａおよびフィードバックループ１１８ｂに示すようなリターン電圧の両方とすることができる。巻線界磁マシンの応答と比較して切替えリラクタンスジェネレータの応答時間が減少しているので、これは実用的な制御方法である。この付加により、バス相互接続抵抗およびインダクタンスによる電圧降下が回避されるので、重要な負荷の両端の電圧制御が改善される。対照的に、現在の巻線界磁マシンは、整流器１０３出力をフィードバック基準点として使用している。最適フィードバック状況は、負荷の両端のプラス電圧および接地リターン電圧の両方、すなわちフィードバックループ１１８ａおよび１１８ｂの両方をフィードバックして、プラスおよびマイナスのバスリード線の効果を緩和することである。

図８において、切替えリラクタンスジェネレータ１１５の時定数が速いことにより、短期電流供給を行うスーパーキャパシタを必要としない。しかし、ＥＰＳ１０７からのフィードフォワード信号１１７をここで依然として使用して、大きなＥＰＳ電流が引き出される場合の過渡電圧変化を低減することができる。切替えリラクタンス制御アルゴリズムは、数式（５）によって記述できる。

切替えリラクタンスジェネレータの動作は、Ｃｌａｒｅｎｄｏｎ Ｐｒｅｓｓ、Ｏｘｆｏｒｄによって発行された、Ｔ．Ｊ．Ｅ． Ｍｉｌｌｅｒによる「Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＰＭ ａｎｄ Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ」１９８９年に説明されている。このテキストに説明されているように、理想的な電流波形は矩形波であり、Ｖ_controlの役割は、その電流のレベルを調整してコンバータの出力部で利用できる電流の量を変えることである。

なお、本明細書に開示した本発明の概念は、多くの修正、組合せ、およびサブコンビネーションが可能であることが理解されるべきである。例えば、図１を参照して説明したブーストコンバータは、他の実施形態と好都合に組み合わせることができる。同様に、図８のフィードフォワード制御回路も他の実施形態と好都合に組み合わせることができる。さらなる組合せも可能である。かかる変形が添付の特許請求の範囲およびその等価形態の範囲内で、それらはこの特許に含まれるものとする。

重要な負荷がブーストコンバータによって電力を供給されて、他の負荷からの大電流過渡によって引き起こされるメインバスの電圧低下の影響を最小限にする自動車の電気システム。 ヘッドライトのインダクタ電流のプロット。 大電流負荷が、二方向ＤＣ−ＤＣコンバータによってメイン電気バスから分離され、スーパーキャパシタが、第２の二方向ＤＣ−ＤＣコンバータを通して大過渡電流を供給するように備えられている自動車の電気システム。 ２つのＤＣ−ＤＣコンバータが１つの三方向ＤＣ−ＤＣコンバータで置き替えられている図３の回路の変形例。 ２つの二方向ＤＣ−ＤＣコンバータが単一のパッケージに統合されている別の実施形態。 大電流過渡負荷と他の電気負荷の位置が交換された図３の回路の別の変形例。 大電流過渡負荷が残りの電気負荷から分離されている自動車の電気システム。 従来の巻線界磁オルタネータが切替えリラクタンスジェネレータと置き替えられているさらに別の自動車の電気システム。

Claims (10)

1. メインバスと、
   副次バスと、
   前記メインバスと前記副次バスとを接続する多方向電子電力コンバータと、
   前記副次バスに接続されたエネルギー蓄積装置と、
   前記メインバスに接続された電気エネルギー生成装置と、
   前記メインバスおよび前記副次バスの一方に接続された少なくとも１つの重要な負荷と、
   前記メインバスおよび前記副次バスの一方に接続され、該バスには接続されるが前記負荷には接続されない少なくとも１つの大電流負荷と、を備え、
   前記多方向電子電力コンバータが、大電流過渡による前記大電流負荷に接続されたバスの電圧低下に応じて前記重要な負荷に接続されたバスの実質的に一定の電圧を保持するように構成されている自動車の電気システム。
2. 前記メインバスと前記重要な負荷との間に接続されたスマート接続ボックスであって、自身に接続された１つまたは２以上の負荷を制御するマイクロコントローラを有す る前記スマート接続ボックスと、
   前記大電流過渡により引き起こされた電圧低下に応じて前記メインバスにエネルギーを送るように構成された第２の多方向電子電力コンバータにより前記メインバスに接続されたスーパーキャパシタと、
   のうちの少なくとも一方をさらに備える、請求項１に記載の自動車の電気システム。
3. 前記多方向電子電力コンバータは前記メインバスに接続される第１入力と、前記副次バスに接続される第２入力と、スーパーキャパシタに接続される第３入力とを備えた三方向ＤＣ−ＤＣコンバータである請求項１に記載の自動車の電気システム。
4. 前記エネルギー生成装置の出力電流を測定し、該電流を三方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路に入力するように構成された電流センサをさらに備える、請求項３に記載の自動車の電気システム。
5. 前記副次バスと前記重要な負荷との間に接続されたスマート接続ボックスであって、自身に接続された１つまたは２以上の負荷を制御するマイクロコントローラを有す る前記スマート接続ボックスと、
   前記大電流過渡により引き起こされた電圧低下に応じて前記メインバスにエネルギーを送るように構成された第２の多方向電子電力コンバータにより前記メインバスに接続されたスーパーキャパシタと、
   のうちの少なくとも一方をさらに備える、請求項１に記載の自動車の電気システム。
6. 前記メインバスと前記重要な負荷との間に接続され、前記大電流過渡により引き起こされた電圧低下に応じて前記重要な負荷に対する十分な入力電圧を保持するように構成されたブーストコンバータと、
   前記メインバスと前記重要な負荷との間に接続されたスマート接続ボックスであって、自身に接続された１つまたは２以上の負荷を制御するマイクロコントローラを有す る前記スマート接続ボックスと、
   のうちの少なくとも一方をさらに備える、請求項１に記載の自動車の電気システム。
7. 自動車の電気システムに電力を供給する方法であって、
   電気エネルギーを生成すること、
   前記生成された電気エネルギーを第１バスに送ること、
   多方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて第２バスを前記第１バスに接続すること、
   前記第２バスに接続されたバッテリに電気エネルギーを蓄積すること、
   前記第１バスおよび第２バスの一方に少なくとも１つの重要な負荷を接続すること、および
   前記第１バスおよび第２バスの一方に少なくとも１つの大電流負荷を接続することであって、該大電流負荷は該バスには接続されるが前記重要な負荷には接続されないこと、を含み、
   前記多方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、大電流過渡によって前記大電流負荷に接続された前記バスの電圧低下に応じて前記重要な負荷に接続された前記バスの実質的に一定の電圧を保持するように構成されている、方法。
8. 電子ブーストコンバータを用いて少なくとも１つの重要な負荷を前記メインバスに接続することをさらに含み、前記電子ブーストコンバータは、前記大電流負荷の大電流過渡によって引き起こされたメインバスの電圧低下に応じて前記重要な負荷に供給される電圧を増加させるように構成されている、請求項７に記載の方法。
9. メインバスと、
   前記メインバスに接続された電気エネルギー蓄積装置と、
   前記メインバスに接続される第１入力と電気エネルギー生成装置に接続される第２入力とを備えた二方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記メインバスに接続された少なくとも１つの重要な負荷と、
   前記二方向ＤＣ−ＤＣコンバータの第２入力に接続された少なくとも１つの大電流負荷と、を備え、
   前記二方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、前記大電流負荷により引き起こされた大電流過渡に応じてメインバスの実質的に一定の電圧を保持するように構成され、前記大電流負荷は電気エネルギー生成装置の出力電圧を制御するよう構成された電圧レギュレータと相互接続されている自動車の電気システム。
10. 前記メインバスと前記重要な負荷との間に接続され、前記大電流過渡により引き起こされたメインバスの電圧低下に応じて前記重要な負荷に対する十分な入力電圧を保持するように構成されたブーストコンバータをさらに備える、請求項９に記載の自動車の電気システム。

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