JP2012100436A - 車両用電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】この発明は、第１蓄電装置の寿命の低下を抑えて発電機の発電電力を大きく変化できるようにして第１蓄電装置の充電量の増加を図り、車両の制動エネルギーの回生と車両の燃費向上とを実現できるとともに、低コスト化を実現できる車両用電源システムを得ることを目的とする。
【解決手段】整流器７の出力端子に発電機側配線１８ａを介して接続される第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、整流器７の出力端子に発電機側配線１８ａを介して接続される第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２に負荷側配線１８ｂを介して接続された第１蓄電装置１４と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３に接続される第２蓄電装置１６と、発電機２の界磁巻線４に界磁電流を供給するレギュレータ回路９と、を備え、第１および上記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１２，１３の駆動制御と発電機２の発電動作の制御とが独立して行われるように構成されている。
【選択図】図１

Description

この発明は、車両用電源システムに関し、特に車両の制動エネルギーの回生と車両の燃費向上とを実現できる車両用電源システムに関するものである。

従来の車両用電源システムは、車両の減速時に、エンジンにより駆動されてバッテリに給電する発電機の発電電圧を、車両の非減速時よりも高くするように構成し、車両の減速時には制動エネルギーの回生を積極的に行い、車両の非減速時にはエンジンへの負荷を低減させて燃費の向上を図るようになっている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−６７５０４号公報

従来の車両用電源システムでは、発電機の発電電力をバッテリに直接供給してバッテリを充電するように構成されているので、発電機の発電電力を大きく変化させると、バッテリの寿命を縮めることにつながる。その結果、発電機の発電電力を高くする幅を大きくすることができず、バッテリの充電量を大きく増加できないという問題があった。

この発明は、このような課題を解決するためになされたものであって、第１蓄電装置の寿命の低下を抑えて発電機の発電電力を大きく変化できるようにして第１蓄電装置の充電量の増加を図り、車両の制動エネルギーの回生と車両の燃費向上とを実現できるとともに、低コスト化を実現できる車両用電源システムを得ることを目的とする。

この発明による車両用電源システムは、エンジンにより駆動されて交流電力を発電する発電機と、上記発電機で発電された交流電力を直流電力に整流して出力する整流器と、上記整流器の出力端子に発電機側配線を介して接続され、該整流器の出力電圧の電圧値を異なる直流電圧に変換して出力する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータに負荷側配線を介して接続され、車載負荷に電力を供給する第１蓄電装置と、上記整流器の出力端子に発電機側配線を介して接続され、該整流器の出力電圧の電圧値を異なる直流電圧に変換して出力する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、上記第１蓄電装置より小さい蓄電容量を有し、上記第２ＤＣ／ＤＣコンバータに接続される第２蓄電装置と、上記発電機側配線または上記負荷側配線に接続され、上記発電機の界磁巻線に界磁電流を供給するレギュレータ回路と、上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第２ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動制御するコンバータ制御回路と、上記界磁電流を調整して上記発電機の発電動作を制御する界磁制御回路と、を備えている。そして、上記コンバータ制御回路による上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第２ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動制御と、上記界磁制御回路による上記発電機の発電動作の制御とが、独立して行われるように構成されている。

この発明によれば、第１蓄電装置が第１ＤＣ／ＤＣコンバータを介して整流器の出力端子に接続されているので、発電機の発電電力が第１蓄電装置に直接供給されない。そこで、発電機の発電電力を大きく変化させても、負荷側配線の電圧変動が少なくなり、第１蓄電装置の寿命を縮めることにつながらない。その結果、発電機の発電電力を高くする幅を大きくすることができ、第１蓄電装置および第２蓄電装置の充電量を大きく増加できる。これにより、車両の制動エネルギーを効率的に回収でき、非減速時のエンジンの負荷を軽減して燃費の向上が図られる。
また、コンバータ制御回路による第１ＤＣ／ＤＣコンバータおよび第２ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動制御と、界磁制御回路による発電機の発電動作の制御とが、独立して行われるので、発電機で用いられていた制御回路を界磁制御回路として用いることができる。そこで、界磁制御回路を新たに設計する必要がなく、低コスト化が図られる。

この発明の実施の形態１に係る車両用電源システムの回路構成図である。 この発明の実施の形態１に係る車両用電源システムにおける発電機の発電動作の制御方法を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る車両用電源システムにおけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作の制御方法を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る車両用電源システムにおける発電機の発電動作の制御方法を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る車両用電源システムにおけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作の制御方法を示す図である。 この発明の実施の形態３に係る車両用電源システムの回路構成図である。 この発明の実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧型）の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられる電流制御機能付きＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられる発電機の出力特性を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る車両用電源システムにおけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作の制御方法を示す図である。 この発明の実施の形態５に係る車両用電源システムに用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧型）の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５に係る車両用電源システムに用いられる発電機の出力特性を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る車両用電源システムにおけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作の制御方法を示す図である。

以下、本発明による車両用電源システムの好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る車両用電源システムの回路構成図である。

図１において、車両用電源システムは、エンジン１により駆動されて交流電力を発生する発電機２と、発電機２で発生された交流電力を直流電力に整流して出力する整流器７と、整流器７の出力電圧を異なる電圧値の直流電圧に変換して出力する第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、整流器７の出力電圧を異なる電圧値の直流電圧に変換して出力する第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２により変換された直流電力により充電され、車載負荷１５に電力を供給する第１蓄電装置１４と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３により変換された直流電力を蓄える第２蓄電装置１６と、発電機２の界磁巻線４への通電量を制御するレギュレータ回路９と、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂに基づいてレギュレータ回路９の動作を制御する界磁制御回路２０と、エンジン１の回転数ｆ、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃ、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂなどに基づいて第１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１２，１３の動作を制御するコンバータ制御回路２１と、を備えている。

発電機２は、界磁巻線４を有するクローポール型回転子３と、３相交流巻線６を有する固定子５と、整流器７と、レギュレータ回路９と、界磁制御回路２０と、を備えたランデル型交流発電機である。なお、ここでは、整流器７、レギュレータ回路９および界磁制御回路２０が発電機２に内蔵されているものとしているが、発電機２と別体に構成されてもよい。
整流器７は、２つのダイオード８を直列に接続してなるダイオード対を並列に３つ接続したダイオードブリッジ回路からなる三相全波整流回路に構成され、３相交流巻線６に誘起される交流電力を直流電力に整流する。

レギュレータ回路９は、ＭＯＳＦＥＴ１０と、ダイオード１１と、から構成されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ１０のドレイン端子がダイオード１１のアノード端子に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が界磁制御回路２０に接続されている。また、ダイオード１１のカソード端子が整流器７の出力端子７ａに接続されている。さらに、界磁巻線４の両端が、ダイオード１１のカソード端子と、ダイオード１１のアノード端子とＭＯＳＦＥＴ１０のドレイン端子との接続点と、にそれぞれ接続されている。

第１蓄電装置１４は、鉛蓄電池、ニッケル・カドミウム蓄電池などの二次電池であり、例えば１４Ｖ（定格電圧）の低電圧系の車載電源を構成する。そして、第１蓄電装置１４は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧端子と車載負荷１５とを接続する負荷側配線１８ｂに接続されている。車載負荷１５は、車両に搭載される空調装置やオーディオ装置等の電気機器であり、第１蓄電装置１４により駆動される。
第２蓄電装置１６は、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を介して整流器７の出力端子７ａと第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の入力電圧端子とを接続する発電機側配線１８ａに接続されている。第２蓄電装置１６は、第１蓄電装置１４に対して、蓄電容量が小さく、かつ短時間で充放電が行える蓄電装置であり、例えば電気二重層コンデンサ、リチウムイオンキャパシタ、リチウムイオン電池、リチウムイオン電池・電気二重層コンデンサの複合電源などを用いることができる。

つぎに、このように構成された発電機２の動作について説明する。
電流が回転子３の界磁巻線４に供給され、磁束が発生される。これにより、Ｎ極とＳ極とが、回転子３の外周部に、周方向に交互に形成される。そして、エンジン１の回転トルクが回転子３のシャフトに伝達され、回転子３が回転駆動される。そこで、回転磁界が固定子５の３相交流巻線６に与えられ、起電力が３相交流巻線６に発生する。この交流の起電力が、整流器７により直流電力に整流され、出力される。

ここで、界磁巻線４に供給される電流が一定であると、発電機２の出力電圧は回転子３の回転速度の上昇とともに上昇する。この出力電圧の上昇により、３相交流巻線６に流れる電流が増大し、３相交流巻線６での発熱が増大する。安全性および信頼性の観点から、３相交流巻線６での発熱量をある値以下に維持することが好ましい。このことから、界磁巻線４に供給される界磁電流をレギュレータ回路９により調整し、出力電圧（出力電流）を調整する。そして、３相交流巻線６での発熱量は３相交流巻線６に流れる電流値に依存することから、大きな電力を得るには、出力電流をそのままとし、出力電圧を大きくすることが望ましい。または、出力電圧を大きくして電流を小さくすることで、３相交流巻線６での銅損、整流器７での整流子損を小さくすることができ、全体の損失を小さくし発電効率を向上させて、大きな電力を得ることも出来る。

この実施の形態１による車両用電源システムでは、１４Ｖ系の車載電源を構成する第１蓄電装置１４が負荷側配線１８ｂ、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２および発電機側配線１８ａを介して整流器７の出力端子７ａに接続され、第２蓄電装置１６が、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を介して整流器７の出力端子７ａと第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の入力電圧端子とを接続する発電機側配線１８ａに接続されている。
そして、界磁制御回路２０は、車両状態に応じて、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが目標電圧となるように発電機２の発電を制御する。また、コンバータ制御回路２１は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２をＯＮ状態に維持し、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが目標電圧となるように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作を制御する。

つぎに、界磁制御回路２０による発電機２の発電制御について図２を参照しつつ説明する。なお、図２では、便宜的に、ステップ１００〜１０２をＳ１００〜１０２と示している。

界磁制御回路２０は、車両の状態が減速状態であるか否かを判断する（ステップ１００）。車両が減速状態であると判断すると、ステップ１０１に移行する。ステップ１０１では、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１４．５Ｖ（目標電圧）未満であると、電圧Ｖｂが１４．５Ｖとなるように界磁巻線４に供給する界磁電流を制御して発電機２を発電させる。そして、電圧Ｖｂが１４．５Ｖになると、１４．５Ｖを維持するように発電制御する。
ステップ１００において、車両が非減速状態、すなわち加速、巡行（定速走行）、停止状態であると判断すると、ステップ１０２に移行する。ステップ１０２では、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１３．５Ｖ（目標電圧）未満であると、電圧Ｖｂが１３．５Ｖとなるように界磁巻線４に供給する界磁電流を制御して発電機２を発電させる。そして、電圧Ｖｂが１３．５Ｖ以上となると、発電機２の発電を停止する。なお、車両の状態は、ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）信号、エンジン回転数ｆの増減、アクセルペダルの状態などにより判断できる。

つぎに、コンバータ制御回路２１による第１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１２，１３の動作制御について図３を参照しつつ説明する。なお、図３では、便宜的に、ステップ１１０〜１１７をＳ１１０〜１１７と示している。ここで、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作制御における負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂの目標電圧は、界磁制御回路２０による電圧Ｖｂの目標電圧の上限値と下限値との中間値である１４Ｖに設定されている。

まず、コンバータ制御回路２１は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を常時ＯＮ状態に保持する（ステップ１１０）。ついで、電圧Ｖｂが１４Ｖ以上であるか否かを判断する（ステップ１１１）。電圧Ｖｂが１４Ｖ以上であると判断すると、ステップ１１２に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上である（過充電・満充電状態である）と判断すると、ステップ１１４に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。これにより、第２蓄電装置１６のさらなる充電が回避される。また、ステップ１１２において、端子電圧Ｖｃが２８Ｖ未満である（過充電・満充電状態でない）と判断すると、ステップ１１５に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、電力が第２蓄電装置１６に蓄電され、第２蓄電装置１６が満充電状態となる。

ステップ１１１において、電圧Ｖｂが１４Ｖ未満であると判断すると、ステップ１１３に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上である（過放電状態でない）と判断すると、ステップ１１６に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、第２蓄電装置１６に蓄電された電力が放電され、電圧Ｖｂが１４Ｖとなる。また、ステップ１１３において、端子電圧Ｖｃが１４Ｖ未満である（過放電状態である）と判断すると、ステップ１１７に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。

ここで、車両の状態情報は界磁制御回路２０にのみ必要である。また、コンバータ制御回路２１は、電圧Ｖｂの情報のみで第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作を制御できる。そこで、界磁制御回路２０による発電機２の発電制御とコンバータ制御回路２１による第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作制御とが独立して行われる。

そこで、車両が非減速状態では、第２蓄電装置１６が過放電状態でないと、電圧Ｖｂが１４Ｖとなるように第２蓄電装置１６が放電する。そして、第２蓄電装置１６は過放電状態となり、電圧Ｖｂが１３．５Ｖ未満となると、電圧Ｖｂが１３．５Ｖとなるように、発電機２が発電する。
一方、車両が減速状態では、電圧Ｖｂが１４．５Ｖとなるように発電機２が発電する。そして、第２蓄電装置１６が過充電・満充電状態でなければ、発電機２で発電された電力が第２蓄電装置１６に蓄電され、第２蓄電装置１６が満充電状態となると、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３がＯＦＦとされる。さらに、発電機２で発電された電力が第１蓄電装置１４および車載負荷１５に供給される。また、電圧Ｖｂが１４．５Ｖを超えると、発電機２の発電が停止される。１４．５Ｖであると、車載負荷１５により電圧が下がるため、１４．５Ｖを維持するように発電機２を発電させる。

このように、この実施の形態１によれば、車両の減速時に発電機２を発電させ、コンバータ制御回路２１が、第１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１２，１３を駆動制御し、発電機２の発電電力を第１蓄電装置および第２蓄電装置に蓄電させることができる。
これにより、発電機２の発電電力が第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を介して第１蓄電装置１４に供給されるので、発電機２の発電電力を大きく変化させても、負荷側配線１８ｂの電圧変動が少なくなり、第１蓄電装置１４の寿命を低下させることがない。そこで、エンジン１の回転数ｆが高い場合、発電機２の出力電圧を高くして発電電力を大きくできるので、第１蓄電装置１４および第２蓄電装置１６への充電時間を短縮できるとともに、充電量を大きく増加させることができる。その結果、車両の制動エネルギーを効率よく回生できる。そこで、非減速時に発電機２を発電させて第１蓄電装置１４および第２蓄電装置１６を充電させる動作を少なくできるので、非減速時のエンジン１の負荷が低減され、車両の燃費向上が図られる。

また、界磁制御回路２０による発電機２の発電制御とコンバータ制御回路２１による第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作制御とを独立して行うことができるので、発電機２で用いられていた制御回路を界磁制御回路２０として用いることができる。従って、界磁制御回路２０を新たに設計する必要がなく、低コスト化が図られる。
また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２に電圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを用いることにより、発電機２の出力電圧を決めることで出力電力の制御ができる。また、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３にチョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを用いて第２蓄電装置１６に対して電流制御を行い、発電機２の出力電力を第１蓄電装置１４と第２蓄電装置１６とに任意に分配できる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、界磁制御回路２０が、車両の状態に応じて、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１４．５Ｖ又は１３．５Ｖとなるように発電機２の発電動作を制御しているが、この実施の形態２では、界磁制御回路２０が、車両の状態に拘らず、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１４Ｖ（第１蓄電装置１４の定格電圧）となるように発電機２の発電動作を制御している。

まず、界磁制御回路２０による発電機２の発電制御について図４を参照しつつ説明する。なお、図４では、便宜的に、ステップ１２０をＳ１２０と示している。

界磁制御回路２０は、電圧Ｖｂが１４Ｖとなるように発電機２を発電させる（ステップ１２０）。つまり、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１４Ｖ（目標電圧）以上であるか否かを判断する。そして、電圧Ｖｂが１４Ｖ未満であると判断すると、電圧Ｖｂが１４Ｖとなるように界磁巻線４に供給する界磁電流を制御して発電機２を発電させる。電圧Ｖｂが１４Ｖ以上となると、発電機２の発電を停止する。

つぎに、コンバータ制御回路２１による第１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１２，１３の動作制御について図５を参照しつつ説明する。なお、図５では、便宜的に、ステップ１３０〜１３７をＳ１３０〜１３７と示している。ここで、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作制御における負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂの目標電圧は、界磁制御回路２０による電圧Ｖｂの目標電圧と同じ１４Ｖに設定されている。

まず、コンバータ制御回路２１は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を常時ＯＮ状態に保持する（ステップ１３０）。ついで、車両の状態が減速状態であるか否かを判断する（ステップ１３１）。車両が減速状態であると判断すると、ステップ１３２に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上である（過充電状態である）と判断すると、ステップ１３４に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。これにより、第２蓄電装置１６のさらなる充電が回避される。また、ステップ１３２において、端子電圧Ｖｃが２８Ｖ未満である（過充電状態でない）と判断すると、ステップ１３５に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、電力が第２蓄電装置１６に蓄電され、第２蓄電装置１６が満充電状態となる。

ステップ１３１において、車両の状態が非減速状態であると判断すると、ステップ１３３に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上である（過放電状態でない）と判断すると、ステップ１３６に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、第２蓄電装置１６に蓄電された電力が放電され、電圧Ｖｂが１４Ｖとなる。また、ステップ１３３において、端子電圧Ｖｃが１４Ｖ未満である（過放電状態である）と判断すると、ステップ１３７に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。

ここで、車両の状態情報はコンバータ制御回路２１にのみ必要である。また、界磁制御回路２０は、電圧Ｖｂの情報のみで発電機２の発電動作を制御できる。そこで、界磁制御回路２０による発電機２の発電制御とコンバータ制御回路２１による第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作制御とが独立して行われる。

そこで、車両が減速状態では、第２蓄電装置１６が過充電状態でないと、第２蓄電装置１６が充電するように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を動作させる。このとき、電圧Ｖｂが１４Ｖを下回ると、発電機２を発電動作させ、電圧Ｖｂを１４Ｖとなるように制御する。また、第２蓄電装置１６が過充電状態であれば、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３がＯＦＦとなり、発電機２の発電電力が第１蓄電装置１４および車載負荷１５に供給される。

一方、車両が非減速状態では、第２蓄電装置１６が過放電状態でなければ、第２蓄電装置１６が放電して、電圧Ｖｂが１４Ｖに保たれ、発電機２の発電は停止される。また、第２蓄電装置１６が過放電状態であれば、電圧Ｖｂが１４Ｖ未満まで低下すると、発電機２が発電し、電圧Ｖｂが１４Ｖに保たれる。このとき、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３がＯＦＦとなり、発電機２の発電電力が第１蓄電装置１４および車載負荷１５に供給される。

したがって、この実施の形態２においても、上記実施の形態１と同様の効果を奏する。
この実施の形態２によれば、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１４Ｖとなるように制御されているので、上記実施の形態１に比べて、負荷側配線１８ｂの電圧の変動が抑えられ、第１蓄電装置１４の長寿命化が図られる。なお、発電機２の発電制御の目標電圧（１４Ｖ）と第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作制御の目標電圧（１４Ｖ）とが一致しているが、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の制御応答が発電機２の応答よりも速いので、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の制御が優先され、実施の形態２による制御が成立する。

実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３に係る車両用電源システムの回路構成図である。

図６において、レギュレータ回路９を構成するダイオード１１のカソード端子が第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧端子と車載負荷１５とを接続する負荷側配線１８ｂに接続されている。
なお、この実施の形態３による車両用電源システムは、ダイオード１１のカソード端子が負荷側配線１８ｂに接続されている点を除いて、上記実施の形態１，２と同様に構成されている。

したがって、この実施の形態３においても、上記実施の形態１，２と同様の効果を奏する。
第２蓄電装置１６は、自己放電しやすいことから、長時間停車していると、端子電圧Ｖｃが１４Ｖ（第１蓄電装置１４の定格電圧）未満となる恐れがある。ダイオード１１のカソード端子が発電機側配線１８ａに接続されている場合には、端子電圧Ｖｃが１４Ｖ未満となると、エンジン１が再始動されても、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作が行われず、界磁電流を発電機２に供給できない事態が生じる。第１蓄電装置１４は、第２蓄電装置１６に比べて自己放電し難いので、電圧の低下が長期的に抑えられる。この実施の形態３によれば、ダイオード１１のカソード端子が負荷側配線１８ｂに接続されているので、長時間停車していても、第１蓄電装置１４の電圧低下が抑えられ、界磁電流を発電機２に供給できない事態の発生が未然に回避される。
また、界磁制御回路２０による電圧Ｖｂの検知とレギュレータ回路９への電力供給とが一つの配線で行えるので、回路構成が簡素化される。

実施の形態４．
図７はこの発明の実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧型）の構成を示す回路図、図８はこの発明の実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられる電流制御機能付きＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

この実施の形態４による車両用電源システムは、図７に示されるＤＣ／ＤＣコンバータ１００を第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２とし、図８に示される電流制御機能付きＤＣ／ＤＣコンバータ１０１を第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３としている点を除いて、上記実施の形態１，２による車両用電源システムと同様に構成されている。
なお、電流制御機能付きＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータに電流制御できる機能を設けたものであり、ここでは、図８に示されるように、一般的なチョッパ式双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いているので、電圧変換についての説明は省略する。

図７において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、電圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力電圧端子ＶａＨ，ＶａＬと出力電圧端子ＶｂＨ，ＶｂＬとの間に、高圧側および低圧側のスイッチング素子としての２つのＭＯＳＦＥＴ５１〜５４を直列接続してなる２つの直列体と、各直列体に並列に接続された平滑コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と、からなる２段の回路Ａ１，Ａ２を備える。そして、回路Ａ１，Ａ２は直列に接続され、回路Ａ１が整流回路、回路Ａ２が駆動用インバータ回路となる。さらに、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１とのＬＣ直列体ＬＣ１が、回路Ａ１の２つのＭＯＳＦＥＴ５１，５２の接続点と回路Ａ２の２つのＭＯＳＦＥＴ５３，５４の接続点との間に接続されている。

なお、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５４は、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴである。また、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５４のゲート端子には、コンバータ制御回路２１からゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｌがそれぞれ出力される。

つぎに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作について説明する。
ここで、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｌはデューティ比が５０％のＯＮ／ＯＦＦ信号であり、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｈが同一の信号であり、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｌがゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｈを反転した信号である。

まず、高圧側のＭＯＳＦＥＴ５２，５４が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２ＨによりＯＮ状態となると、電位差があるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられたエネルギーの一部がコンデンサＣｒ１に移行する。
ついで、高圧側のＭＯＳＦＥＴ５２，５４が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２ＨによりＯＦＦ状態となり、低圧側のＭＯＳＦＥＴ５１，５３が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２ＬによりＯＮ状態となると、電位差があるため、コンデンサＣｒ１に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣｓ１に移行する。

このように、コンデンサＣｒ１の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｓ１に移行される。そして、入力電圧端子ＶａＨ，ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１が、約１／２倍に降圧された電圧Ｖ２として、出力電圧端子ＶｂＨ，ＶｂＬ間に出力される。なお、入力された電圧Ｖ１の電力は、電圧Ｖ２に降圧した電力として移行されることから、電圧Ｖ１は電圧Ｖ２の２倍の電圧よりも大きな値となっている。

また、ゲート信号Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ２ＬをＯＮ信号とし，ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ１ＬをＯＦＦ信号とすれば、ＭＯＳＦＥＴ５３，５４がＯＮ状態となり、ＭＯＳＦＥＴ５１，５２がＯＦＦ状態となる。これにより、入力電圧端子ＶａＨと出力電圧端子ＶｂＨとが導通状態となり、入力電圧端子ＶａＨ，ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１が、約１倍に降圧された電圧Ｖ２として、出力電圧端子ＶｂＨ，ＶｂＬ間に出力される。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、入力電圧Ｖ１を１又は１／２の電圧変換比（Ｖ２／Ｖ１）で変換して出力することができる。

また、コンデンサＣｒ１にはインダクタＬｒ１が直列に接続されてＬＣ直列体ＬＣ１を構成しているので、エネルギーの移行は共振現象を利用したものとなり、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５４が状態変化する時の過渡的な損失がなく、大きなエネルギー量を効率よく移行することができる。このように、効率の点で優れているので、回路を冷却するための放熱器を小さくできる。また、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５４のスイッチング時の過渡的な損失がないので、スイッチング周波数を高く設定することができる。ＬＣ直列体ＬＣ１の共振周波数を大きくでき、エネルギー移行用のインダクタＬｒ１のインダクタンス値とコンデンサＣｒ１の容量値とを小さく設定でき、回路素子の小型化が図られる。これらのことから、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は全体を非常に小型にすることができる。

ここで、実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられる発電機の出力特性について説明する。図９はこの発明の実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられる発電機の出力特性を示す図であり、縦軸は発電電力、横軸は回転子の回転速度である。なお、図９中、実線は１４Ｖの出力特性線を示し、一点鎖線は２８Ｖの出力特性線を示している。また、図９中、１４Ｖの出力特性線と２８Ｖの出力特性線との交点での回転子の回転速度をαとする。

図９から分かるように、回転速度α未満の領域では、出力電圧を１４Ｖに設定した場合に大きな発電電力を出力することができ、回転速度α以上の領域では、出力電圧を２８Ｖに設定した場合に大きな発電電力を出力することができる。

自動車においては、通常、エンジン１の回転速度は１０００ｒｐｍ〜３０００ｒｐｍの範囲がよく使用される。そこで、エンジン１の回転速度が１０００ｒｐｍ〜３０００ｒｐｍの範囲において、図９に示される出力特性が得られるように、エンジン１と発電機２の回転子３との間の動力伝達機構の動力伝達比を調整している。

この実施の形態４による車両用電源システムでは、コンバータ制御回路２１が回転子３の回転速度を監視し、発電機２の発電時の回転子３の回転速度に応じて、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の電圧交換比を１倍又は１／２倍に設定する。ここで、回転子３の回転速度はエンジン１の回転数ｆとプーリ比（動力伝達比）とから算出してもよいし、回転センサを発電機２に取り付けて直接検出してもよい。エンジン１の回転数ｆは、上位の制御装置、例えばＥＣＵから情報を取得してもよい。

つぎに、コンバータ制御回路２１による第１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１２，１３の動作制御の一例について図１０を参照しつつ説明する。なお、図１０において、便宜上、ステップ１４０〜１４９をＳ１４０〜１４９と示している。また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００で構成され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１で構成されている。

まず、界磁制御回路２０は、界磁電流を調整して、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１４Ｖとなるように発電機２を発電させている。

そして、コンバータ制御回路２１は、発電機２の回転速度、即ち回転子３の回転速度が回転速度α未満であるか否かを判断する（ステップ１４０）。回転子３の回転速度が回転速度α未満であると、ステップ１４１に移行し、コンバータ制御回路２１は、ＭＯＳＦＥＴ５３，５４をＯＮ状態とし、ＭＯＳＦＥＴ５１，５２をＯＦＦ状態とし、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を１倍の電圧交換比で動作させる。つまり、発電機側配線１８ａと負荷側配線１８ｂとが短絡状態となる。この状態では、界磁制御回路２０は、界磁巻線４に供給する界磁電流を調整し、発電機２の出力電圧が１４Ｖとなるように調整する。また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２内には、高周波の電流が流れないので、電力損失の小さなエネルギー移行ができる。

一方、ステップ１４０において、回転子３の回転速度が回転速度α以上であると、ステップ１４２に移行し、コンバータ制御回路２１は、上述の通り、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５４をＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を１／２倍の電圧交換比で動作させる。この状態では、界磁制御回路２０は、界磁巻線４に供給する界磁電流を調整し、発電機２の出力電圧が２８Ｖとなるように調整する。なお、実際には、発電機２の出力電圧は、１４Ｖの２倍の２８Ｖよりやや大きな値となっている。

ついで、ステップ１４３に移行し、車両の状態が減速状態であるか否かを判断する。車両が減速状態であると判断すると、ステップ１４４に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上である（過充電状態である）と判断すると、ステップ１４６に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。これにより、第２蓄電装置１６のさらなる充電が回避される。また、ステップ１４４において、端子電圧Ｖｃが２８Ｖ未満である（過充電状態でない）と判断すると、ステップ１４７に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ１０１のスイッチング素子がコンバータ制御回路２１により駆動制御され、発電機２の発電電力がその出力電圧を降圧されて、第２蓄電装置１６に蓄電され、第２蓄電装置１６が満充電状態となる。

ステップ１４３において、車両の状態が非減速状態であると判断すると、ステップ１４５に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上である（過放電状態でない）と判断すると、ステップ１４８に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、第２蓄電装置１６に蓄電された電力が放電され、電圧Ｖｂが１４Ｖとなる。また、ステップ１４５において、端子電圧Ｖｃが１４Ｖ未満である（過放電状態である）と判断すると、ステップ１４９に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。

そこで、車両が減速状態では、第２蓄電装置１６が過充電状態でないと、第２蓄電装置１６が充電するように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を動作させる。このとき、電圧Ｖｂが１４Ｖを下回ると、発電機２を発電動作させ、電圧Ｖｂを１４Ｖとなるように制御する。また、第２蓄電装置１６が過充電状態であれば、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３がＯＦＦとなり、発電機２の発電電力が第１蓄電装置１４および車載負荷１５に供給される。

一方、車両が非減速状態では、第２蓄電装置１６が過放電状態でなければ、第２蓄電装置１６が放電して、電圧Ｖｂが１４Ｖに保たれ、発電機２の発電は停止される。また、第２蓄電装置１６が過放電状態であれば、電圧Ｖｂが１４Ｖ未満まで低下すると、発電機２が発電し、電圧Ｖｂが１４Ｖに保たれる。このとき、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３がＯＦＦとなり、発電機２の発電電力が第１蓄電装置１４および車載負荷１５に供給される。

このように、この実施の形態４によれば、発電機２が大きな発電電力を出力できる出力電圧で発電されるので、第１蓄電装置１４および第２蓄電装置１６への充電時間を短縮できるとともに、充電量を大きく増加させることができる。その結果、車両の制動エネルギーを効率よく回生できる。そこで、非減速時に発電機２を発電させて第１蓄電装置１４および第２蓄電装置１６を充電させる動作を少なくできるので、非減速時のエンジン１の負荷が低減され、車両の燃費向上が図られる。

また、界磁制御回路２０による発電機２の発電制御とコンバータ制御回路２１による第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の動作制御とを独立して行うことができるので、発電機２で用いられていた制御回路を界磁制御回路２０として用いることができる。従って、界磁制御回路２０を新たに設計する必要がなく、低コスト化が図られる。
また、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが一定（１４Ｖ）となるように制御されているので、第１蓄電装置１４の長寿命化が図られる。

実施の形態５．
図１１はこの発明の実施の形態４に係る車両用電源システムに用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧型）の構成を示す回路図である。

この実施の形態５による車両用電源システムは、図１１に示されるＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２とし、図８に示される電流制御機能付きＤＣ／ＤＣコンバータ１０１を第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３としている点を除いて、上記実施の形態１，２による車両用電源システムと同様に構成されている。

図１１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、電圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力電圧端子ＶａＨ，ＶａＬと出力電圧端子ＶｂＨ，ＶｂＬとの間に、高圧側および低圧側のスイッチング素子としての２つのＭＯＳＦＥＴ５１〜５６を直列接続してなる３つ直列体と、各直列体に並列に接続された平滑コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２，Ｃｓ３と、からなる３段の回路Ａ１，Ａ２，Ａ３を備える。そして、回路Ａ１，Ａ２，Ａ３は直列に接続され、回路Ａ１が整流回路、回路Ａ２，Ａ３が駆動用インバータ回路となる。さらに、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ２とインダクタＬｒ２とのＬＣ直列体ＬＣ２が、回路Ａ１の２つのＭＯＳＦＥＴ５１，５２の接続点と回路Ａ２の２つのＭＯＳＦＥＴ５３，５４の接続点との間に接続されている。さらにまた、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ３とインダクタＬｒ３とのＬＣ直列体ＬＣ３が、回路Ａ１の２つのＭＯＳＦＥＴ５１，５２の接続点と回路Ａ３の２つのＭＯＳＦＥＴ５５，５６の接続点との間に接続されている。

なお、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５６は、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴである。また、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５６のゲート端子には、コンバータ制御回路２１からゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｌ，Ｇａｔｅ３Ｈ，Ｇａｔｅ３Ｌがそれぞれ出力される。

つぎに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の動作について説明する。
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の電圧変換比が１／３倍である場合について説明する。
ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｌ，Ｇａｔｅ３Ｈ，Ｇａｔｅ３Ｌはデューティ比が５０％のＯＮ／ＯＦＦ信号であり、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ３Ｈが同一の信号であり、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｌ，Ｇａｔｅ３Ｌがゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ３Ｈを反転した信号である。

まず、高圧側のＭＯＳＦＥＴ５２，５４，５６が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ３ＨによりＯＮ状態となると、電位差があるため、平滑コンデンサＣｓ２，Ｃｓ３に蓄えられたエネルギーの一部が、それぞれコンデンサＣｒ２，Ｃｒ３に移行する。
ついで、高圧側のＭＯＳＦＥＴ５２，５４，５６が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ３ＨによりＯＦＦ状態となり、低圧側のＭＯＳＦＥＴ５１，５３，５５が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｌ，Ｇａｔｅ３ＬによりＯＮ状態となると、電位差があるため、コンデンサＣｒ２，Ｃｒ３に蓄えられたエネルギーが、それぞれ平滑コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２に移行する。
このように、コンデンサＣｒ２，Ｃｒ３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２，Ｃｓ３に蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｓ２，Ｃｓ１に移行される。

そして、入力電圧端子ＶａＨ，ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１が、約１／３倍に降圧された電圧Ｖ２として、出力電圧端子ＶｂＨ，ＶｂＬ間に出力される。なお、入力された電圧Ｖ１の電力は、電圧Ｖ２に降圧した電力として移行されることから、電圧Ｖ１は電圧Ｖ２の３倍の電圧よりも大きな値となっている。

つぎに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の電圧変換比が１／２倍である場合について説明する。
ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｌはデューティ比が５０％のＯＮ／ＯＦＦ信号であり、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌ，Ｇａｔｅ２Ｌはゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，Ｇａｔｅ２Ｈを反転した信号である。

まず、高圧側のＭＯＳＦＥＴ５２，５４が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，２ＨによりＯＮ状態となり、低圧側のＭＯＳＦＥＴ５１，５３が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌ，２ＬによりＯＦＦ状態となる。そこで、電位差があるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられたエネルギーの一部がコンデンサＣｒ２に移行する。
ついで、高圧側のＭＯＳＦＥＴ５２，５４が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ，２ＨによりＯＦＦ状態となり、低圧側のＭＯＳＦＥＴ５１，５３が、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌ、２ＬによりＯＮ状態となると、電位差があるため、コンデンサＣｒ２に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
このように、コンデンサＣｒ２の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられているエネルギーが平滑コンデンサＣｓ１に移行される。

そして、入力電圧端子ＶａＨ，ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１が、約１／２倍に降圧された電圧Ｖ２として、出力電圧端子ＶｂＨ，ＶｂＬ間に出力される。なお、入力された電圧Ｖ１の電力は、電圧Ｖ２に降圧した電力として移行されることから、電圧Ｖ１は電圧Ｖ２の２倍の電圧よりも大きな値となっている。

つぎに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の電圧変換比が１倍である場合について説明する。
高圧側のＭＯＳＦＥＴ５４，５６および低圧側のＭＯＳＦＥＴ５３，５５をＯＮ状態に維持し、高圧側のＭＯＳＦＥＴ５２および低圧側のＭＯＳＦＥＴ５１をＯＦＦ状態に維持する。これにより、入力電圧端子ＶａＨと出力電圧端子ＶｂＨとが導通状態となり、入力電圧端子ＶａＨ，ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１が、約１倍に降圧された電圧Ｖ２として、出力電圧端子ＶｂＨ，ＶｂＬ間に出力される。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、入力電圧Ｖ１を１、１／２、又は１／３の電圧変換比（Ｖ２／Ｖ１）で変換して出力することができる。

この実施の形態５においても、コンデンサＣｒ２，Ｃｒ３にはインダクタＬｒ２，Ｌｒ３が直列に接続されてＬＣ直列体ＬＣ２，ＬＣ３を構成しているので、エネルギーの移行は共振現象を利用したものとなり、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５６が状態変化する時の過渡的な損失がなく、大きなエネルギー量を効率よく移行することができる。このように、効率の点で優れているの、回路を冷却するための放熱器を小さくできる。また、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５６のスイッチング時の過渡的な損失がないので、スイッチング周波数を高く設定することができる。ＬＣ直列体ＬＣ２，ＬＣ３の共振周波数を大きくでき、エネルギー移行用のインダクタＬｒ２，Ｌｒ３のインダクタンス値とコンデンサＣｒ２，Ｃｒ３の容量値とを小さく設定でき、回路素子の小型化が図られる。これらのことから、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は全体を非常に小型にすることができる。

ここで、実施の形態５に係る車両用電源システムに用いられる発電機の出力特性について説明する。図１２はこの発明の実施の形態５に係る車両用電源システムに用いられる発電機の出力特性を示す図であり、縦軸は発電電力、横軸は回転子の回転速度である。なお、図１２中、実線は１４Ｖの出力特性線を示し、一点鎖線は２８Ｖの出力特性線を示し、破線は４２Ｖの出力特性線を示している。また、図１２中、１４Ｖの出力特性線と２８Ｖの出力特性線との交点での回転子の回転速度をα、２８Ｖの出力特性線と４２Ｖの出力特性線との交点での回転子の回転速度をβとする。

図１２から分かるように、回転速度α未満の領域では、出力電圧を１４Ｖに設定した場合に大きな発電電力を出力することができ、回転速度α以上β未満の領域では、出力電圧を２８Ｖに設定した場合に大きな発電電力を出力することができ、回転速度β以上の領域では、出力電圧を４２Ｖに設定した場合に大きな発電電力を出力することができる。

自動車においては、通常、エンジン１の回転速度は１０００ｒｐｍ〜３０００ｒｐｍの範囲がよく使用される。そこで、エンジン１の回転速度が１０００ｒｐｍ〜３０００ｒｐｍの範囲において、図１２に示される出力特性が得られるように、エンジン１と発電機２の回転子３との間の動力伝達機構の動力伝達比を調整している。

この実施の形態５による車両用電源システムでは、コンバータ制御回路２１が回転子３の回転速度を監視し、発電機２の発電時の回転子３の回転速度に応じて、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の電圧交換比を１倍、１／２倍、又は１／３倍に設定する。ここで、回転子３の回転速度はエンジン１の回転数ｆとプーリ比（動力伝達比）とから算出してもよいし、回転センサを発電機２に取り付けて直接検出してもよい。エンジン１の回転数ｆは、上位の制御装置、例えばＥＣＵから情報を取得してもよい。

つぎに、コンバータ制御回路２１による第１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１２，１３の動作制御の一例について図１３を参照しつつ説明する。なお、図１３において、便宜上、ステップ１５０〜１６１をＳ１５０〜１６１と示している。また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２で構成され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１で構成されている。

まず、界磁制御回路２０は、界磁電流を調整して、負荷側配線１８ｂの電圧Ｖｂが１４Ｖとなるように発電機２を発電させている。

そして、コンバータ制御回路２１は、発電機２の回転速度、即ち回転子３の回転速度が回転速度α未満であるか否かを判断する（ステップ１５０）。回転子３の回転速度が回転速度α未満であると、ステップ１５１に移行し、コンバータ制御回路２１は、ＭＯＳＦＥＴ５３〜５６をＯＮ状態とし、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５２をＯＮ状態とし、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を１倍の電圧交換比で動作させる。つまり、発電機側配線１８ａと負荷側配線１８ｂとが短絡状態となる。この状態では、界磁制御回路２０は、界磁巻線４に供給する界磁電流を調整し、発電機２の出力電圧が１４Ｖとなるように調整する。この動作状態では、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２内には高周波の電流が流れないため、電力損失の小さなエネルギー移行ができる。

また、ステップ１５０において、回転子３の回転速度が回転速度α以上β未満であると、ステップ１５３に移行し、コンバータ制御回路２１は、ＭＯＳＦＥＴ５５，５６のＯＮ状態とし、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５４のＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を１／２倍の電圧交換比で動作させる。この状態では、界磁制御回路２０は、界磁巻線４に供給する界磁電流を調整し、発電機２の出力電圧が２８Ｖとなるように調整する。このとき、実際には、発電機２の出力電圧は、１４Ｖの２倍の２８Ｖよりやや大きな値となっている。

さらに、ステップ１５０において、回転子３の回転速度が回転速度β以上であると、ステップ１５４に移行し、コンバータ制御回路２１は、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５６のＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を１／３倍の電圧交換比で動作させる。この状態では、界磁制御回路２０は、界磁巻線４に供給する界磁電流を調整し、発電機２の出力電圧が４２Ｖとなるように調整する。このとき、実際には、発電機２の出力電圧は、１４Ｖの３倍の４２Ｖよりやや大きな値となっている。

ついで、ステップ１５５に移行し、車両の状態が減速状態であるか否かを判断する。車両が減速状態であると判断すると、ステップ１５６に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが２８Ｖ以上である（過充電状態である）と判断すると、ステップ１５８に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。これにより、第２蓄電装置１６のさらなる充電が回避される。また、ステップ１５６において、端子電圧Ｖｃが２８Ｖ未満である（過充電状態でない）と判断すると、ステップ１５９に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ１０１のスイッチング素子がコンバータ制御回路２１により駆動制御され、発電機２の発電電力がその出力電圧を降圧されて、第２蓄電装置１６に蓄電され、第２蓄電装置１６が満充電状態となる。

ステップ１５５において、車両の状態が非減速状態であると判断すると、ステップ１５７に移行し、第２蓄電装置１６の端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上であるか否かを判断する。端子電圧Ｖｃが１４Ｖ以上である（過放電状態でない）と判断すると、ステップ１６０に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＮとする。これにより、第２蓄電装置１６に蓄電された電力が放電され、電圧Ｖｂが１４Ｖとなる。また、ステップ１５７において、端子電圧Ｖｃが１４Ｖ未満である（過放電状態である）と判断すると、ステップ１６１に移行し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３をＯＦＦとする。

そこで、車両が減速状態では、第２蓄電装置１６が過充電状態でないと、第２蓄電装置１６が充電するように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を動作させる。このとき、電圧Ｖｂが１４Ｖを下回ると、発電機２を発電動作させ、電圧Ｖｂを１４Ｖとなるように制御する。また、第２蓄電装置１６が過充電状態であれば、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３がＯＦＦとなり、発電機２の発電電力が第１蓄電装置１４および車載負荷１５に供給される。

一方、車両が非減速状態では、第２蓄電装置１６が過放電状態でなければ、第２蓄電装置１６が放電して、電圧Ｖｂが１４Ｖに保たれ、発電機２の発電は停止される。また、第２蓄電装置１６が過放電状態であれば、電圧Ｖｂが１４Ｖ未満まで低下すると、発電機２が発電し、電圧Ｖｂが１４Ｖに保たれる。このとき、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１３がＯＦＦとなり、発電機２の発電電力が第１蓄電装置１４および車載負荷１５に供給される。

このように、この実施の形態５によれば、発電機２が大きな発電電力を出力できる出力電圧で発電されるので、第１蓄電装置１４および第２蓄電装置１６への充電時間を短縮できるとともに、充電量を大きく増加させることができる。その結果、車両の制動エネルギーを効率よく回生できる。そこで、非減速時に発電機２を発電させて第１蓄電装置１４および第２蓄電装置１６を充電させる動作を少なくできるので、非減速時のエンジン１の負荷が低減され、車両の燃費向上が図られる。

なお、上記各実施の形態では、発電機として車両用交流発電機を用いるものとしているが、この発明は車両用交流発電機に限らず、車両用発電電動機に適用しても、同様の効果が得られる。

また、上記各実施の形態では、整流器がダイオードブリッジを用いた三相全波整流回路に構成されているものとしているが、整流器は、同期整流を行うＭＯＳＦＥＴや寄生ダイオードで整流を行うＭＯＳＦＥＴなどの多相インバータで構成してもよい。
また、上記各実施の形態では、発電機の固定子は３相交流巻線を用いるものとしているが、固定子巻線は３相交流巻線に限定されるものでなく、３相交流巻線を多重化したものや、多相交流巻線（例えば、５相、７相）でもよい。その場合、整流器は、相数に応じた全波整流回路で、交流電力を直流に整流する。

１ エンジン、２ 発電機、３ 回転子、７ 整流器、７ａ 出力端子、９ レギュレータ回路、１２ 第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、１３ 第２ＤＣ／ＤＣコンバータ、１４ 第１蓄電装置、１５ 車載負荷、１６ 第２蓄電装置、１８ａ 発電機側配線、１８ｂ 負荷側配線、２０ 界磁制御回路、２１ コンバータ制御回路、１００，１０１，１０２ ＤＣ／ＤＣコンバータ。

Claims (4)

1. エンジンにより駆動されて交流電力を発電する発電機と、
   上記発電機で発電された交流電力を直流電力に整流して出力する整流器と、
   上記整流器の出力端子に発電機側配線を介して接続され、該整流器の出力電圧の電圧値を異なる直流電圧に変換して出力する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータに負荷側配線を介して接続され、車載負荷に電力を供給する第１蓄電装置と、
   上記整流器の出力端子に発電機側配線を介して接続され、該整流器の出力電圧の電圧値を異なる直流電圧に変換して出力する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   上記第１蓄電装置より小さい蓄電容量を有し、上記第２ＤＣ／ＤＣコンバータに接続される第２蓄電装置と、
   上記発電機側配線または上記負荷側配線に接続され、上記発電機の界磁巻線に界磁電流を供給するレギュレータ回路と、
   上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第２ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動制御するコンバータ制御回路と、
   上記界磁電流を調整して上記発電機の発電動作を制御する界磁制御回路と、を備え、
   上記コンバータ制御回路による上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第２ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動制御と、上記界磁制御回路による上記発電機の発電動作の制御とが、独立して行われるように構成されていることを特徴とする車両用電源システム。
2. 上記界磁制御回路は、上記負荷側配線の目標電圧を上記第１蓄電装置の定格電圧として上記発電機の発電動作を制御することを特徴とする請求項１記載の車両用電源システム。
3. 上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータが、電圧変換比を略１／ｎ倍（ただし、ｎは整数）とするＤＣ／ＤＣコンバータで構成され、
   上記コンバータ制御回路が上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動制御して電圧変換比のｎを変更することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の車両用電源システム。
4. 上記コンバータ制御回路は、上記エンジンもしくは上記発電機の回転子の回転速度に応じて上記第１ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変換比のｎを変更することを特徴とする請求項３記載の車両用電源システム。

Images