JP2008306234A - パルス幅変調回路、パルス幅変調方法、パラメトリックスピーカ、及びパルス幅変調制御プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】電力増幅器の効率を向上させる。
【解決手段】リングカウンタ部１ａは、生成するＰＷＭ信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で変化する周期カウントを出力する。また、カウント値が最大値となったときは、リセット信号をサンプリングデータ保持部１ｂとＰＷＭ出力部１ｄとに出力する。サンプリングデータ保持部１ｂは、リセット信号を入力すると、そのときの変調超音波データをサンプリングデータとして保持する。比較部１ｃは、サンプリングデータと周期カウントとを比較し、値が一致したときは一致信号をＰＷＭ出力部１ｄへ出力する。ＰＷＭ出力部１ｄは、リセット信号と、一致信号との発生間隔に応じたパルス幅でＰＷＭ信号を生成して出力する。
【選択図】図１

Description

本発明はパルス幅変調回路、パルス幅変調方法、パラメトリックスピーカ、及びパルス幅変調制御プログラムに関し、特に、入力信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調回路とパルス幅変調方法、このパルス幅変調回路を用いて超音波周波数帯のキャリア信号を可聴周波数帯のオーディオ信号の信号レベルに応じて変調するパラメトリックスピーカ、及びコンピュータによってこのパルス幅変調制御を実現するパルス幅変調制御プログラムに関する。

超音波を使用したパラメトリックスピーカは、鋭い指向性を有することから、音の情報を一人または狭い範囲内の人にだけ伝達し、範囲外の人には聞こえないようにすることができる。このため、特定の範囲の人のみに音声を伝えたいような場所、たとえば、イベント会場内のブースでの放送や、家庭内において一人でテレビを楽しむ場合など、さまざまな場所への適用が期待されている。

しかし、パラメトリックスピーカの原理は、変調した超音波を空間に放出し、大気の非線形特性によって復調させるというものであるため、必要な可聴音を得るには、比較的大出力の超音波信号を発生させる必要があった。このため、可聴音ではそれほど大音量ではなくても、大出力の電力増幅器が必要であり、効率が悪かった。さらに、大出力の増幅器となると、増幅器自体の大型化、大きな消費電力、発熱が問題となり、コストが高くなるばかりでなく、装置の設置も容易ではなく、普及の妨げとなっていた。

また、従来のパラメトリックスピーカでは、超音波周波数帯のキャリア信号を可聴周波数帯の音声信号で変調した結果を、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータで変換してアナログ信号にした後、パワーアンプを駆動する方法が採られている。この場合、Ｄ／Ａコンバータによる回路規模が増大する、アナログ方式であるためパワーアンプでの効率が悪いなどの問題が生じ、小型化は容易ではなかった。

そこで、増幅器の駆動効率を高め、装置の小型化を実現することを目的とするパラメトリックスピーカが提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
特開２００６−１３５７７８号公報（図１）

電力増幅器の電力効率を上げるためには、パルス電力増幅器を用いる構成とすることが考えられる。しかし、パラメトリックスピーカで用いる電力増幅器では、超音波周波数帯の信号を発生させる必要があるため、設計が容易ではないという問題点がある。

従来のパルス幅変調回路では、一定周波数で発振する三角波、あるいはのこぎり波を生成する発振器の出力波形と、音声信号に応じた電気信号とを、２つの入力信号の振幅を比較するコンパレータに入力し、コンパレータの出力信号からパルス幅変調信号を生成する。この発振器の出力波形及び音声信号に応じた電気信号にはアナログ信号が用いられており、これは特許文献１のパラメトリックスピーカについても同様である。

しかし、超音波周波数帯の信号を生成するために高いパルス周波数が必要となるため、アナログ回路で生成される三角波、またはのこぎり波では、直線性が悪化するという問題がある。また、調整箇所も必要となり、ＩＣ（Integrated Circuit）化が容易ではないという問題点もあった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、電力増幅器の効率を上げることが可能なパルス幅変調回路及びパルス幅変調方法を提供することを目的とする。さらに、このようなパルス幅変調回路を用いることによって、小型化が可能なパラメトリックスピーカを提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、リングカウンタ部、サンプリングデータ保持部、比較部、及びパルス幅変調信号出力部を有し、入力信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調回路が提供される。リングカウンタ部は、生成するパルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で逐次変化する周期カウントを出力する。そして、所定の周期でカウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生する。サンプリングデータ保持部は、入力信号の信号レベルに応じた入力信号データと、リングカウンタ部のリセット信号とを入力する。そして、リセット信号が発生したときの入力信号データをサンプリングデータとして保持する。比較部は、サンプリングデータと周期カウントを比較し、値が一致したときに一致信号を発生させる。パルス幅変調信号出力部は、リセット信号と、一致信号とを入力し、リセット信号の発生と一致信号と発生間隔に応じたパルス幅でパルス幅変調信号を出力する。

このようなパルス幅変調回路によれば、リングカウンタ部は、パルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で周期カウントを生成し、比較部へ出力する。周期カウントは、最大値と初期値との間で逐次変化させる。そして、周期カウントが最大値または初期値となったときは、リセット信号を発生させる。サンプリングデータ保持部は、入力信号の信号レベルに応じて生成される入力信号データを入力し、リセット信号が入力されたときは、その時点の入力信号データを、次のリセット信号が入力されるまでサンプリングデータとして保持する。サンプリングデータは、比較部へ出力する。比較部は、サンプリングデータと周期カウントを比較し、値が一致したときは一致信号をパルス幅変調信号出力部へ出力する。パルス幅変調信号出力部は、リセット信号と、一致信号との発生間隔に応じたパルス幅でパルス幅変調信号を生成する。

また、上記課題を解決するために、入力信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調方法において、リングカウンタ部が、生成するパルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で逐次変化する周期カウントを出力し、所定の周期でカウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生し、サンプリングデータ保持部が、入力信号の信号レベルに応じた入力信号データと、リセット信号とを入力し、リセット信号が発生したときの入力信号データをサンプリングデータとして保持し、比較部が、周期カウントとサンプリングデータを比較し、値が一致したときに一致信号を発生し、パルス幅変調信号出力部が、リセット信号と一致信号とを入力し、リセット信号と一致信号との発生間隔に応じたパルス幅でパルス幅変調信号を出力する、手順を有することを特徴とするパルス幅変調方法、が提供される。

このようなパルス幅変調方法によれば、リングカウンタ部は、カウントを逐次変化させ、カウントが最大値または初期値に到達したときにリセット信号を発生させて再びカウントを開始する。このリセット信号の発生で、入力信号データがサンプリングされる。比較部は、サンプリングデータと、リングカウンタ部のカウントとを比較し、一致した場合に一致信号を発生させる。そして、パルス幅変調信号出力部が、リセット信号と、一致信号との発生間隔に応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成する。

また、上記課題を解決するために、超音波周波数帯のキャリア信号を可聴周波数帯のオーディオ信号の信号レベルに応じて変調して出力するパラメトリックスピーカにおいて、キャリア信号に用いる超音波用正弦波信号を量子化した超音波用正弦波データを生成する超音波用正弦波信号発生手段と、オーディオ信号をデジタル変換したオーディオデータと、超音波用正弦波データとを入力し、超音波用正弦波データをオーディオデータで変調し、変調超音波データを生成する変調手段と、生成するパルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で逐次変化する周期カウントを出力し、所定の周期でカウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生させるリングカウンタ部と、変調超音波データの信号レベルに応じた入力信号データと、リセット信号とを入力し、リセット信号が発生したときの変調超音波データをサンプリングデータとして保持するサンプリングデータ保持部と、サンプリングデータと周期カウントを比較し、値が一致したときに一致信号を発生する比較部と、リセット信号と一致信号とを入力し、リセット信号と一致信号との発生間隔に応じたパルス幅でパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力部とを有するパルス幅変調手段と、パルス幅変調信号を電力増幅するパルス電力増幅手段と、を有することを特徴とするパラメトリックスピーカ、が提供される。

このようなパラメトリックスピーカによれば、超音波用正弦波信号発生手段は、キャリア信号に用いる超音波用正弦波信号に応じた超音波用正弦波データを生成し、変調手段へ出力する。変調手段は、超音波用正弦波データと、オーディオ信号に応じたオーディオデータと、を入力して超音波用正弦波データをオーディオデータで変調し、変調超音波データを生成する。パルス幅変調手段は、カウントを周期的に逐次変化させ、カウントが最大値または初期値に到達したときにリセット信号を発生させるリングカウンタ部のリセット信号発生で、変調超音波データをサンプリングする。比較部は、サンプリングデータと、リングカウンタ部のカウントとを比較し、一致した場合に一致信号を発生させる。そして、パルス幅変調信号出力部が、リセット信号と、一致信号との発生間隔に応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成する。パルス電力増幅手段は、生成されたパルス幅変調信号を電力増幅して出力する。

本発明では、所定の周期でカウントを一巡させるリングカウンタ部と、リングカウンタからの要求で周期ごとに入力信号データをサンプリングし、その値を保持するサンプリングデータ保持部と、カウントとサンプリングされた入力信号データとを比較して一致した時点を通知する比較部と、カウントの開始から比較部が一致を通知するまでの時間に応じたパルス幅のパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力部とを有することによって、デジタル変換された入力信号データを用いて直接パルス幅変調信号を生成することができる。このように、アナログ信号を用いないことから、従来のパルス幅変調器の非直線性の問題が解決される。また、デジタルデータのみを処理するため、ＩＣ化が容易になるという利点もある。

そして、このようなパルス幅変調回路を、オーディオ信号によって変調された超音波信号のパルス幅変調処理に適用することによって、パラメトリックスピーカの小型化が可能となる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は、実施の形態に適用される発明の概念図である。本発明に係るパルス幅変調回路１は、所定の変調信号で振幅変調された変調超音波信号を入力し、その信号レベルに応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成する。

パルス幅変調回路１は、周期カウントを出力するリングカウンタ部１ａ、入力信号データをサンプリングするサンプリングデータ保持部１ｂ、サンプリングデータとカウント値を比較する比較部１ｃ、及びパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号（図では、ＰＷＭ）出力部１ｄを有する。以下、パルス幅変調信号をＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）と表記する。

リングカウンタ部１ａは、生成するＰＷＭ信号の周波数よりも短い周期でカウントを逐次変化させ、カウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生させ、初期値または最大値からカウントを再開する処理を繰り返し行うリングカウンタである。リングカウンタ部１ａの動作クロックは、ＰＷＭ信号の周波数と、変調超音波データのビット数に応じて決まる。たとえば、変調超音波データのビット数が１６ビットである場合には、少なくとも、ＰＷＭ信号の１周期に０から６５５３５（１６ビットの最大値）までをカウントする必要がある。また、生成されるカウント値は、従来のアナログ回路におけるのこぎり波、あるいは三角波の量子化データに相当する。たとえば、初期値を０とし、周期ごとにカウントを１増加させ、最大値に到達したときにはリセット信号を発生させるとともに、カウントを０に戻し、再度カウントを開始する。これにより、のこぎり波が生成される。なお、最大値からカウントを減算していけば、三角波を生成することもできる。リングカウンタ部１ａの生成するカウント値は、カウントＲＤとして比較部１ｃへ出力される。カウンタが一巡するごとに発生させるリセット信号は、ＨＯＬＤ信号としてサンプリングデータ保持部１ｂに出力され、変調超音波データをサンプリングするタイミングを通知する。また、ＳＥＴ信号としてＰＷＭ出力部１ｄに出力され、ＰＷＭ信号のセットタイミングを通知する。

サンプリングデータ保持部１ｂは、外部から変調超音波データ、及びリングカウンタ部１ａからＨＯＬＤ信号を入力する。変調超音波データは、超音波信号の信号レベルに応じたデジタルデータが、所定の変調信号によって振幅変調されたデータである。サンプリングデータ保持部１ｂは、ＨＯＬＤ信号が入力した時点の変調超音波データをサンプリングデータとして、次のＨＯＬＤ信号が入力されるまで保持する。サンプリングデータＳＤは、比較部１ｃへ出力する。すなわち、サンプリングデータ保持部１ｂは、リングカウンタ部１ａのリングカウンタが一巡する周期をサンプリング周期として、変調超音波データをサンプリングする。

比較部１ｃは、リングカウンタ部１ａからカウントＲＤ、及びサンプリングデータ保持部１ｂからサンプリングデータＳＤを入力し、カウントＲＤとサンプリングデータＳＤとを比較する。そして、双方の値が一致したとき、一致（ＥＱ）信号をＰＷＭ出力部１ｄへ出力する。変調超音波データが大きいほど、サンプリングデータＳＤとカウントＲＤとが一致するまでの時間が長くなる。逆に、変調超音波データが小さいと、一致までの時間が短い。ＥＱ信号は、ＰＷＭ信号のリセットタイミングをＰＷＭ出力部１ｄに通知するＲＳＴ信号として機能する。

ＰＷＭ出力部１ｄは、リングカウンタ部１ａからＳＥＴ信号、比較部１ｃからＲＳＴ信号を入力し、ＳＥＴ信号とＲＳＴ信号との発生間隔に応じたパルス幅でＰＷＭ信号を生成する。たとえば、ＳＥＴ信号でＰＷＭ信号の信号レベルをＨｉｇｈにし、ＲＳＴ信号でＬｏｗにする。これにより、リングカウンタ部１ａのカウントＲＤが一周する時間をパルスの１周期として、変調超音波データの大きさに応じたパルス幅のパルス信号が生成される。変調超音波データが大きいときには、ＳＥＴ信号からＥＱ信号までの発生時間が長くなるので、Ｈｉｇｈの期間のパルス幅が長くなる。これに対し、変調超音波データが小さいときには、逆に、Ｈｉｇｈの期間のパルス幅が短くなる。

このようなパルス幅変調回路１の動作について説明する。パルス幅変調回路１には、超音波信号を所定の変調信号によって振幅変調した変調超音波データが入力される。変調超音波データは、デジタル変換されたデジタルデータである。リングカウンタ部１ａは、ＰＷＭ信号の周波数よりも短い周期でカウントを逐次変化させ、カウントが一巡するとリセット信号を発生させて再度カウントを開始する。生成されるカウント値であるカウントＲＤは、比較部１ｃへ出力される。リングカウンタ部１ａがリセット信号を発生させると、サンプリングデータ保持部１ｂには、その時点の変調超音波データをサンプリングし、サンプリングデータＳＤとして比較部１ｃへ出力する。このときＰＷＭ出力部１ｄは、ＰＷＭ信号をＨｉｇｈレベルにセットする。比較部１ｃでは、サンプリングデータＳＤとカウントＲＤとを比較する。サンプリングデータＳＤとカウントＲＤとが一致していなければ、比較部１ｃはＥＱ（ＲＳＴ）信号を出力しないので、ＰＷＭ信号はＨｉｇｈレベルを継続する。サンプリングデータＳＤとカウントＲＤが一致した時点で、比較部１ｃは、ＥＱ（ＲＳＴ）信号を発生させる。これを受けたＰＷＭ出力部１ｄは、ＰＷＭ信号をＬｏｗレベルにリセットする。そして、リングカウンタ部１ａの計数するカウントが一巡すると、リセット信号が発生し、サンプリングデータ保持部１ｂ及びＰＷＭ出力部１ｄは、リセット信号入力時からの処理手順を繰り返す。

以上の処理が行われることにより、変調超音波データの大きさに応じてパルス幅が決定するＰＷＭ信号が生成される。
上記のパルス幅変調回路１では、従来のパルス幅変調回路では、アナログ信号であった変調超音波信号及び比較用ののこぎり波または三角波を用いて行われた処理を、デジタル変換された変調超音波データとカウントＲＤというデジタル信号を用いて処理する。このように、変調超音波信号のデジタルデータを基に、アナログ信号に変換することなく直接ＰＷＭ信号を発生させることによって、非直線性の問題を解決し、電力増幅器の効率を上げることができる。また、回路内で行われる処理は、デジタル演算だけであるので調整箇所も必要なくなり、ＩＣ化することも容易となる。

なお、上記の説明では、パルス幅変調回路１を構成するリングカウンタ部１ａ、サンプリングデータ保持部１ｂ、比較部１ｃ、及びＰＷＭ出力部１ｄをハードウェアによって構成するとして説明したが、各部の機能は、コンピュータがパルス幅変調制御プログラムを実行することにより、実現することもできる。コンピュータが、パルス幅変調制御プログラムを実行することにより、コンピュータは、リングカウンタ部１ａの処理を行うリングカウンタ手段、サンプリングデータ保持部１ｂの処理を行うサンプリングデータ保持手段、比較部１ｃの処理を行う比較手段、及びＰＷＭ出力部１ｄの処理を行うＰＷＭ出力手段として機能し、デジタルデータに変換された変調超音波データを処理する。

以下、実施の形態を、パラメトリックスピーカに適用した場合を例に図面を参照して詳細に説明する。図２は、実施の形態のパラメトリックスピーカの全体構成を示した図である。

実施の形態のパラメトリックスピーカは、Ａ／Ｄコンバータ１１０、オーバサンプリング１２０、超音波用正弦波信号発生器１３０、変調器１４０、ＰＷＭ発生器１５０、パルス電力増幅器１６０、ローパスフィルタ１７０、及び超音波振動子１８０を有する。Ａ／Ｄコンバータ１１０は、オーディオ信号をデジタル信号に変換する回路である。オーバサンプリング１２０は、Ａ／Ｄコンバータ１１０で変換したデジタルデータを、超音波で変調するために必要な、十分に高いサンプリング周波数に上げる。超音波用正弦波信号発生器１３０は、超音波用の正弦波を発生させる。変調器１４０は、オーバサンプリングされたオーディオデータで、超音波用正弦波信号発生器１３０が生成した超音波信号を変調する。ＰＷＭ発生器１５０は、パルス幅変調回路で構成され、変調器１４０の出力結果に応じてパルスのデューティ比を決定し、ＰＷＭ信号を出力する。パルス電力増幅器１６０は、ＰＷＭ発生器１５０の出力したＰＷＭ信号を電力増幅する。ローパスフィルタ１７０は、電力増幅されたＰＷＭ波の高周波部分をカットする。超音波振動子１８０は、超音波信号を空間に放出する。

以下、各部を詳細に説明する。
Ａ／Ｄコンバータ１１０は、伝達しようとするオーディオ信号をデジタル信号に変換する回路である。変換データは、オーバサンプリング１２０へ出力する。通常のオーディオのＡ／Ｄ変換では、サンプリング周期として、３２ｋＨｚ（キロヘルツ）、４４ｋＨｚ、４８ｋＨｚなどが使われ、量子化精度は１６ビットが多用される。量子化精度は、サンプリング時の量子化ビット数と同義とする。量子化ビット数が高いほど、精度が高くなり、元の信号に忠実なデータが得られる。なお、実施の形態では、出力データは、２の補数形式で表現されるとする。

図３は、Ａ／Ｄコンバータの動作を示した図である。図の横軸は経過時間、縦軸はオーディオ信号の信号レベルを示している。
Ａ／Ｄコンバータ１１０は、オーディオ入力信号２０１を、３２ｋＨｚ、４４ｋＨｚ、あるいは４８ｋＨｚなど、所定のサンプリング周期でサンプリングする。図の黒丸（●）が、サンプリング２０２処理の実行時刻を示しており、黒丸と黒丸の間隔がサンプリング周期になる。また、点線で示した信号のゼロレベルからの距離がサンプリング値の大きさに相当する。以下の説明では、Ａ／Ｄコンバータ１１０は、サンプリング周期を３２ｋＨｚとし、サンプリング周期ごとのオーディオ入力信号２０１の信号レベルに相当するサンプリング値を１６ビット精度のデジタルデータ値として出力することとする。

オーバサンプリング１２０は、Ａ／Ｄコンバータ１１０の変換データを入力し、次段の変調器１４０で使用されるサンプリング周波数に合わせる変換を行う。超音波信号は通常４０ｋＨｚが多用されるので、サンプリング周期としてはおおむね３２０ｋＨｚ以上が用いられる。変調器１４０では、このサンプリング周期で繰り返し演算処理が行われるので、これに合わせてＡ／Ｄコンバータ１１０の出力データをオーバサンプリングする。具体的には、本来のサンプリング周期でサンプリングされたＡ／Ｄコンバータ１１０のサンプリング値に基づいて、計算によってサンプリング周期間のデータを補間し、算出された値をいくつも挿入して、サンプリング速度を速くしたのと同様の結果を得る。ここでは、オーバサンプリングによって、３２ｋＨｚのサンプリング周期のサンプリングデータから、３２０ｋＨｚのサンプリング周期のサンプリングデータを生成する。

超音波用正弦波信号発生器１３０は、超音波信号用の正弦波を発生する。超音波は、通常４０ｋＨｚが使用される。超音波用正弦波信号は、２の補数形式で表現される信号レベルに応じたデジタルデータとして変調器１４０へ出力される。

変調器１４０は、超音波用正弦波信号発生器１３０が発生する超音波用正弦波データを、オーバサンプリング１２０から入力されるオーディオデータによって変調する。通常、このような場合には振幅変調が多用されるので、実施の形態においても振幅変調を行うとする。振幅変調の場合には、超音波用正弦波データと、オーディオデータとを乗算して振幅変調データを得る。変調器１４０では、超音波信号のサンプリング周期（３２０ｋＨｚ）ごとに、３２０ｋＨｚの周波数にオーバサンプリングされたオーディオデータと、超音波用正弦波信号発生器１３０の発生させる超音波用正弦波データとの乗算を行って、演算結果を逐次ＰＷＭ発生器１５０へ出力する。

図４は、変調器の生成する変調超音波データを示した図である。
変調超音波データ２０４は、超音波用の正弦波データが、オーディオ信号によって振幅変調されたデータである。したがって、変調超音波データ２０４の信号波形は、超音波信号と同じ周波数で、変調された振幅で変化する。その波形の頂点を最大振幅とすると、最大振幅を結んだ包絡線２０３は、変調信号であるオーディオ信号の信号変化の相似形になる。

ＰＷＭ発生器１５０は、図４に示した変調超音波データを入力し、その信号レベルに応じてデューティ比が決まるＰＷＭ信号を生成する。
図５は、ＰＷＭ発生器の一例を示したブロック図である。

ＰＷＭ発生器１５０は、リングカウンタ１５１、パルス発生器１５２、レジスタ１５３、絶対値変換器１５４、コンパレータ１５５、及びフリップフロップ（Flip-Flop；以下、ＦＦとする）１５６を有する。

リングカウンタ１５１及びパルス発生器１５２は、リングカウンタ部１ａを構成する。リングカウンタ１５１は、パルス発生器１５２の発生させるパルス信号を入力し、その入力パルス数をカウントする。パルス発生器１５２は、発生させるＰＷＭ信号の周波数の数千倍の周波数のパルス信号を発生させる。この周波数は、ＰＷＭ信号の周波数と、変調超音波データのビット数に応じて決まる。リングカウンタ１５１は、パルス発生器１５２から入力されるパルス数をカウントし、最大値となったときは、リセット（ＲＳＴ）信号を出力してカウントを０に戻し、再びカウントを開始する。このようにして、量子化されたのこぎり波を生成する。カウントは、逐次コンパレータ１５５に出力する。また、ＲＳＴ信号は、ＦＦ１５６及びレジスタ１５３に出力する。なお、ＲＳＴ信号の発生する周期は、ＰＷＭ信号の周期と同じになる。

レジスタ１５３及び絶対値変換器１５４は、サンプリングデータ保持部１ｂとして機能する。レジスタ１５３は、変調超音波データとともに、リングカウンタ１５１のＲＳＴ信号をＨＯＬＤ信号として入力する。そして、ＲＳＴ（ＨＯＬＤ）信号が入力されると、その時点の変調超音波データをラッチする。なお、変調超音波データは、２の補数形式で表現されている。保持した変調超音波データは、絶対値変換器１５４を介してコンパレータ１５５へ出力する。絶対値変換器１５４は、レジスタ１５３より入力される２の補数形式の変調超音波データを、マイナスの最小値を絶対値０とする値に変換する。

コンパレータ１５５は、比較部１ｃとして機能する。リングカウンタ１５１の出力カウントと、レジスタ１５３と絶対値変換器１５４とによって絶対値変換された変調超音波データと、を入力して双方の値を比較する。リングカウンタ１５１の出力カウントは、量子化されたのこぎり波である。一方、変調超音波データは、リングカウンタ１５１がＲＳＴ信号発生時、レジスタ１５３によってラッチされた値である。コンパレータ１５５は、ラッチされた変調超音波データと、リングカウンタ１５１の出力カウントの値が一致したとき、一致したことを通知するＥＱＵ信号をＦＦ１５６へ出力する。

ＦＦ１５６は、ＰＷＭ出力部１ｄとして機能する。リングカウンタ１５１のＲＳＴ信号と、コンパレータ１５５のＥＱＵ信号とを入力し、それぞれの信号変化に応じてパルス出力信号を発生させる。ここでは、リングカウンタ１５１のＲＳＴ信号をＰ−ＳＥＴ信号として、Ｐ−ＳＥＴ信号の立ち上がりで出力を１にする。そして、コンパレータ１５５のＥＱＵ信号をＰ−ＲＳＴ信号として、Ｐ−ＲＳＴ信号の立ち上がりで出力を０にする。

このようなＰＷＭ発生器１５０の動作について説明する。リングカウンタ１５１は、パルス発生器１５２が発生させるパルスをカウントするリングカウンタである。カウントは、逐次コンパレータ１５５へ出力される。カウント値が最大値となったときにＲＳＴ信号を出力し、カウント値を０にリセットしてカウントを再開する。リングカウンタ１５１のＲＳＴ信号が出力されると、ＦＦ１５６がセットされ、出力ビットが１となる。また、レジスタ１５３は、このときの変調超音波データをラッチする。ラッチされた変調超音波データは、絶対値変換器１５４で絶対値に変換された後、コンパレータ１５５へ入力される。コンパレータ１５５は、リングカウンタ１５１の出力カウントと、レジスタ１５３及び絶対値変換器１５４を介して入力された変調超音波データとを比較する。その後、リングカウンタ１５１のカウント値が上がっていき、変調超音波データと同じ値になると、コンパレータ１５５は、ＥＱＵ信号を出力する。これによりＦＦ１５６がリセットされ、出力ビットが０となる。変調超音波データが大きくなるほど、リングカウンタ１５１のリセット信号発生からコンパレータ１５５のＥＱＵ信号発生までの時間が長くなり、ＦＦ１５６の出力ビットが１の状態が長くなる。このような処理が繰り返されることにより、ＰＷＭ発生器１５０から、変調超音波データの大きさに応じたＰＷＭ波が出力される。

なお、ＰＷＭ発生器１５０は、変調器１４０の出力結果をもとにパルスのデューティ比を決定するが、パルスのデューティ比は、変調器１４０の出力値が０のときに５０パーセント、プラスの最大値のときに出力ビットが１の時間が最大、マイナスの最小値のときに出力ビットが０の時間が最大となるように設定される。たとえば、コンパレータ１５５へ、変調器１４０の出力の最大値と最小値により、ＥＱＵ信号を発生させるタイミングを調整するロジックを付加する。

図６は、ＰＷＭ発生器の出力信号を示した図である。
パルスの１周期は、リングカウンタ１５１がＲＳＴ信号を発生させてから、次のＲＳＴ信号発生までの時間に相当する。上段から順に、変調器１４０の出力値が、プラスの最大値、０、マイナスの最小値の場合のパルス信号を示す。変調器１４０の出力値がプラスの最大値のときは、パルスの信号レベルがＨｉｇｈの時間が最大になる。変調器１４０の出力値が０のときは、パルスの信号レベルがＨｉｇｈの時間と、Ｌｏｗの時間とが等しくなる。変調器１４０の出力値がマイナスの最小値のときは、パルスの信号レベルがＬｏｗの時間が最大になる。

パルス電力増幅器１６０は、ＰＷＭ発生器１５０から入力するＰＷＭ信号を電力増幅し、ローパスフィルタ１７０へ出力する。ＰＷＭ発生器１５０からは、変調超音波データに応じたデューティ比のＰＷＭ信号が入力される。

図７は、パルス電力増幅器の一例を示したブロック図である。パルス電力増幅器１６０は、ゲートドライバ１６１と、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と、ローパスフィルタ１６２とを有する。ゲートドライバ１６１は、前段のＰＷＭ発生器１５０の生成するＰＷＭ信号に応じて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオン／オフを制御する。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を介して電源電圧ＶＤＤに接続するローパスフィルタ１６２は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオン／オフにより、充放電を繰り返し、オーディオ信号の入力レベルに応じた滑らかな電圧波形を生成する。パルス電力増幅器１６０は、一般的に知られている回路を用いることができるので、詳細な説明は省略する。

ローパスフィルタ１７０は、パルス電力増幅器１６０によって電力増幅されたＰＷＭ信号の高周波部分をカットし、超音波振動子１８０へ出力する。
超音波振動子１８０は、ローパスフィルタ１７０を介して入力したＰＷＭ信号に応じて駆動され、超音波信号をオーディオ信号の信号レベルに応じて変調して出力する。超音波振動子１８０は、たとえば、ピエゾ振動子などで構成される。

上記の構成のパラメトリックスピーカの動作について説明する。
Ａ／Ｄコンバータ１１０は、伝達対象のオーディオデータをデジタル変換し、変換データをオーバサンプリング１２０へ出力する。オーバサンプリング１２０は、３２ｋＨｚのサンプリング周期でサンプリングされたオーディオデータを、超音波信号に適した３２０ｋＨｚのサンプリング周期に合うようにオーバサンプリングする。これにより、オーバサンプリング１２０からは、３２０ｋＨｚのサンプリング周期に相当するオーディオデータが出力される。オーバサンプリングされたオーディオデータは、変調器１４０へ出力される。一方、超音波用正弦波信号発生器１３０は、４０ｋＨｚの超音波用の正弦波データを発生させ、変調器１４０へ出力する。超音波用の正弦波データも、オーバサンプリング１２０と同等のサンプリング周期のデータとして変調器１４０へ出力される。変調器１４０は、サンプリング周期ごとに、超音波用正弦波データを、オーディオデータで振幅変調し、ＰＷＭ発生器１５０へ出力する。これにより、図４に示したような変調超音波データが、ＰＷＭ発生器１５０へ入力される。

以下、変調超音波データがＰＷＭ発生器１５０に入力されてから、ＰＷＭ波が生成されるまでの処理を、図を用いて説明する。図８は、変調超音波データがＰＷＭ波に変換されるまでに生成される信号を示した図である。

図は、図４に示した変調超音波データの一部を拡大した図である。同じ信号には同じ番号を付し、説明は省略する。超音波用正弦波データが、変調信号２０３によって振幅変調された変調超音波データ２０４は、サンプリング周期（３２０ｋＨｚ）ごとにＰＷＭ発生器１５０に入力される。図では、黒丸の間隔がサンプリング周期に相当する。そして、ＰＷＭ発生器１５０では、超音波用正弦波データの大きさに応じたデューティ比のパルス、ＰＷＭ信号２１１を発生させる。たとえば、図の左端の黒丸で表されたサンプリングタイミングでは、超音波用正弦波データは０であり、このときは、デューティ比５０パーセントのＰＷＭ信号２１１が発生する。そして、変調超音波データ２０４が増加するのに伴って、ＰＷＭ信号２１１の信号レベルがＨｉｇｈの時間が長くなる。最大は、変調超音波データ２０４の最大値のときになる。さらに、変調超音波データ２０４が減少するのに伴って、ＰＷＭ信号２１１は、信号レベルがＨｉｇｈの時間が短くなる。そして、Ｈｉｇｈの時間が最小（信号レベルがＬｏｗの時間が最大）となるのは、変調超音波データ２０４が最小値のときになる。

ＰＷＭ発生器１５０が生成したＰＷＭ信号２１１は、パルス電力増幅器１６０で電力増幅された後、ローパスフィルタ１７０で高周波部分がカットされる。こうして、ローパスフィルタ１７０を通過したローパスフィルタ出力信号２１２が得られる。ローパスフィルタ出力信号２１２は、オーディオデータの相似波形になる。

このように、従来アナログ信号により処理されていたＰＷＭ発生器１５０を、デジタルデータを用いて処理することにより、アナログ固有の問題を回避することができる。また、調整回路などが必要なくなり、ＩＣ化も容易となる。

ところで、図５に示したＰＷＭ発生器１５０において、変調超音波データとして、オーディオ信号と同等の１６ビットの量子化精度を用いるとすると、リングカウンタ１５１のクロックが非常に高くなってしまう。実装する場合には、高速なロジック動作が必要となるため、部品価格や、実装コストが上昇する可能性がある。そこで、変調超音波データの量子化精度を音質に影響のない程度まで落とせば、リングカウンタのクロックの上昇を抑えることができる。

以下、第２の実施の形態として、変調超音波データの精度を落とすデータ精度変換器を備えたＰＷＭ発生器について説明する。なお、第２の実施の形態におけるＰＷＭ発生器が有する処理機能の構成要素は、図５に示した第１の実施の形態と同様である。そこで、図５に示した構成要素の符号を用いて、第２の実施の形態における機能を説明する。また、図２に示したパラメトリックスピーカのＰＷＭ発生器１５０を第２の実施の形態のＰＷＭ発生器と置き換え、パラメトリックスピーカを構成することもできる。

図９は、本発明の第２の実施の形態のＰＷＭ発生器の構成を示したブロック図である。
第２の実施の形態のＰＷＭ発生器は、絶対値変換器１５４と、コンパレータ１５５との間にデータ精度変換器３０１を設ける。これにより、絶対値変換器１５４から１６ビットの精度の入力された変調超音波データの精度を落とし、所望のビット数に変換する。このように、コンパレータ１５５に入力される変調超音波データの精度が落ちることにより、リングカウンタ３０２と、パルス発生器３０３のクロックの周波数を、コンパレータ１５５に入力される変調超音波データの精度に合わせて落とすことが可能となる。

たとえば、変調超音波データが、３２０ｋＨｚのサンプリング周波数で１６ビットの精度とし、このままの精度でＰＷＭ変換する場合を考える。このとき、リングカウンタのクロックｆ１は、
ｆ１＝ ３２０ｋＨｚ×６５５３６ ＝２０．９７１５２ＧＨｚ ・・・（１）
となり、実装上現実的ではない。

これを１０ビット精度まで落とすとすると、このときのリングカウンタのクロックｆ２は、
ｆ２＝ ３２０ｋＨｚ×１０２４ ＝３２７，６８ＭＨｚ ・・・（２）
となり、実装が容易となる。

なお、上記の処理機能は、コンピュータによって実現する場合、パルス幅変調回路が有すべき機能の処理内容を記述したプログラムが提供される。そのプログラムをコンピュータで実行することにより、上記処理機能がコンピュータ上で実現される。処理内容を記述したプログラムは、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録しておくことができる。コンピュータで読み取り可能な記録媒体としては、磁気記録装置、光ディスク、光磁気記録媒体、半導体メモリなどがある。磁気記録装置には、ハードディスク装置（ＨＤＤ）、フレキシブルディスク（ＦＤ）、磁気テープなどがある。光ディスクには、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、ＤＶＤ−ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disc Read Only Memory）、ＣＤ−Ｒ（Recordable）／ＲＷ（ReWritable）などがある。光磁気記録媒体には、ＭＯ（Magneto-Optical disk）などがある。

プログラムを実行するコンピュータは、自己の記憶装置からプログラムを読み取り、プログラムに従った処理を実行する。

実施の形態に適用される発明の概念図である。 実施の形態のパラメトリックスピーカの全体構成を示した図である。 Ａ／Ｄコンバータの動作を示した図である。 変調器の生成する変調超音波データを示した図である。 ＰＷＭ発生器の一例を示したブロック図である。 ＰＷＭ発生器の出力信号を示した図である。 パルス電力増幅器の一例を示したブロック図である。 変調超音波データがＰＷＭ波に変換されるまでに生成される信号を示した図である。 本発明の第２の実施の形態のＰＷＭ発生器の構成を示したブロック図である。

符号の説明

１・・・パルス幅変調回路、１ａ・・・リングカウンタ部、１ｂ・・・サンプルデータ保持部、１ｃ・・・比較部、１ｄ・・・パルス幅変調信号（ＰＷＭ）出力部、１１０・・・Ａ／Ｄコンバータ、１２０・・・オーバサンプリング、１３０・・・超音波用正弦波信号発生器、１４０・・・変調器、１５０・・・ＰＷＭ発生器、１６０・・・パルス電力増幅器、１７０・・・ローパスフィルタ、１８０・・・超音波振動子

Claims (8)

1. 入力信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調回路において、
   生成するパルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で逐次変化する周期カウントを出力し、所定の周期で前記カウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生させるリングカウンタ部と、
   前記入力信号の信号レベルに応じた入力信号データと、前記リセット信号とを入力し、前記リセット信号が発生したときの前記入力信号データをサンプリングデータとして保持するサンプリングデータ保持部と、
   前記サンプリングデータと前記周期カウントを比較し、値が一致したときに一致信号を発生する比較部と、
   前記リセット信号と前記一致信号とを入力し、前記リセット信号と前記一致信号との発生間隔に応じたパルス幅で前記パルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力部と、
   を有することを特徴とするパルス幅変調回路。
2. 前記リングカウンタ部は、前記カウントを更新する周期が、前記パルス幅変調信号の周波数と、前記入力信号データのビット数によって規定されることを特徴とする請求項１記載のパルス幅変調回路。
3. 前記比較部は、前記入力信号データの最大値と最小値との間の中間値において前記パルス幅変調信号出力部の生成する前記パルス幅変調信号のデューティ比が５０パーセントとなるように、前記一致信号の発生タイミングを調整することを特徴とする請求項１記載のパルス幅変調回路。
4. 前記サンプリングデータ保持部が保持する前記サンプリングデータを、前記サンプリングデータの量子化ビット数より低いビット数のデータに変換し、前記比較部へ出力する精度変換部をさらに有することを特徴とする請求項１記載のパルス幅変調回路。
5. 前記リングカウンタ部は、前記カウントを更新する周期が、前記パルス幅変調信号の周波数と、前記精度変換部によって精度変換されたデータのビット数によって規定されることを特徴とする請求項４記載のパルス幅変調回路。
6. 入力信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調方法において、
   リングカウンタ部が、生成するパルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で逐次変化する周期カウントを出力し、所定の周期で前記カウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生し、
   サンプリングデータ保持部が、前記入力信号の信号レベルに応じた入力信号データと、前記リセット信号とを入力し、前記リセット信号が発生したときの前記入力信号データをサンプリングデータとして保持し、
   比較部が、前記周期カウントと前記サンプリングデータを比較し、値が一致したときに一致信号を発生し、
   パルス幅変調信号出力部が、前記リセット信号と前記一致信号とを入力し、前記リセット信号と前記一致信号との発生間隔に応じたパルス幅で前記パルス幅変調信号を出力する、
   手順を有することを特徴とするパルス幅変調方法。
7. 超音波周波数帯のキャリア信号を可聴周波数帯のオーディオ信号の信号レベルに応じて変調して出力するパラメトリックスピーカにおいて、
   前記キャリア信号に用いる超音波用正弦波信号を量子化した超音波用正弦波データを生成する超音波用正弦波信号発生手段と、
   前記オーディオ信号をデジタル変換したオーディオデータと、前記超音波用正弦波データとを入力し、前記超音波用正弦波データを前記オーディオデータで変調し、変調超音波データを生成する変調手段と、
   生成するパルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で逐次変化する周期カウントを出力し、所定の周期で前記カウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生させるリングカウンタ部と、前記変調超音波データの信号レベルに応じた入力信号データと、前記リセット信号とを入力し、前記リセット信号が発生したときの前記変調超音波データをサンプリングデータとして保持するサンプリングデータ保持部と、前記サンプリングデータと前記周期カウントを比較し、値が一致したときに一致信号を発生する比較部と、前記リセット信号と前記一致信号とを入力し、前記リセット信号と前記一致信号との発生間隔に応じたパルス幅で前記パルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力部とを有するパルス幅変調手段と、
   前記パルス幅変調信号を電力増幅するパルス電力増幅手段と、
   を有することを特徴とするパラメトリックスピーカ。
8. 入力信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス幅変調信号の生成を制御するパルス幅変調制御プログラムにおいて、
   コンピュータを、
   生成するパルス幅変調信号の周波数よりも短い周期で初期値と最大値との間で逐次変化する周期カウントを出力し、所定の周期で前記カウントが最大値または初期値となったときにリセット信号を発生させるリングカウンタ手段、
   前記入力信号の信号レベルに応じた入力信号データと、前記リセット信号とを入力し、前記リセット信号が発生したときの前記入力信号データをサンプリングデータとして保持するサンプリングデータ保持手段、
   前記サンプリングデータと前記周期カウントを比較し、値が一致したときに一致信号を発生する比較手段、
   前記リセット信号と前記一致信号とを入力し、前記リセット信号と前記一致信号との発生間隔に応じたパルス幅で前記パルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段、
   として機能させることを特徴とするパルス幅変調制御プログラム。

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