JP2005203869A - 超指向性音響装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 駆動効率が良く、且つ複雑な処理回路を要さずに構成することができる超指向性音響装置を提供する。
【解決手段】 可聴周波数帯の電気信号と超音波周波数帯のキャリア信号を入力し、これらの信号レベルの比較結果に基づき、キャリア信号から可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じたパルス幅の変調信号を生成するパルス幅変調回路３と、パルス幅変調信号のパルス幅に応じた期間で電源電圧８との接続を開閉するスイッチング信号を生成するコントロール回路４と、スイッチング信号に基づいて電源電圧８と容量性を有する超音波振動素子６との接続を開閉して超音波振動素子６を充放電させることにより、可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じて増幅した電気信号を超音波振動素子６に供給する増幅回路５とを備える。
【選択図】 図２

Description

この発明は、可聴音を指向性放射する超指向性スピーカ装置などを構成する超指向性音響装置に関するものである。

音波の非線形現象を利用した超指向性スピーカ（パラメトリックスピーカ）とは、一般的に超音波などの非常に高い周波数の搬送波を可聴音の信号波で振幅変調し有限振幅波として送波する。このようにして送出された音波は、その非線形相互作用によって信号に関係した２次波が空間内に縦型アレー状に分布する。これにより、指向性が鋭く、サイドローブも小さい信号波を送出する超指向性スピーカとして機能する。

超指向性スピーカ装置としては、例えば特許文献１に開示されるものがある。このスピーカ装置は、係数器、直流源加算器、平方根変換器、掛け算器、パワーアンプ及び超音波振動子アレイ（以下、放射器と称す）から構成される。簡単に動作を説明すると、変調信号源などで生成された音声信号は、スピーカ装置内の係数器に入力される。係数器では、音声信号の値を所定の係数倍したあと、直流源加算器に出力する。

直流源加算器では、係数器からの音声信号電圧に対して直流源からのバイアス電圧を加えて平方根変換器に出力する。平方根変換器は、直流源加算器からの入力信号に対して平方根処理を実行し、処理結果を掛け算器に出力する。この掛け算器には、平方根変換器からの入力信号の他に、超音波帯域発振器からの超音波の搬送波信号が入力されている。

これにより、掛け算器は、平方根変換器からの入力信号に超音波の搬送波信号を掛け算して上記入力信号の振幅変調処理を実行する。このあと、掛け算器からの変調信号は、パワーアンプに出力される。パワーアンプでは、掛け算器からの変調信号の電力を増幅して放射器に供給する。これによって、放射器は、音声信号に由来する変調信号を音波として放射する。

この音波は、強力超音波である有限振幅音波として空気中を伝搬する過程で非線形相互作用を起こし、低周波数成分などからなる超指向性音声に自己復調して聴取者に対して聴取可能となる。

特公平４―５８７５８号公報

上述した従来の装置では、信号をパワーアンプに出力するまでの過程で、係数器、直流源加算器、平方根変換器や掛け算器やパワーアンプなどの多数の構成部品からなる、複雑で且つ大規模な処理回路が必要であった。

このため、装置全体の小型化が制限されたり、構成部品ごとの個体差から装置全体での各種性能のドリフトも大きいという課題があった。また、多くの部品点数を必要とする場合、不可避的に消費電力が大きくなると共に、コスト面でも不利である。

さらに、容量性素子を駆動するにあたり、容量性素子の負荷をキャリア周波数に共振させると、最も効率よく駆動させることができる。しかしながら、従来では、パワーアンプにリニアアンプ方式を一般的に採用していたため、容量性素子を駆動させるには効率が良くないという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、駆動効率が良く、且つ複雑な処理回路を要さずに構成することができる超指向性音響装置を得ることを目的とする。

この発明に係る超指向性音響装置は、可聴周波数帯の電気信号と超音波周波数帯のキャリア信号を入力し、これらの信号レベルの比較結果に基づき、キャリア信号から可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じたパルス幅の変調信号を生成するパルス幅変調部と、パルス幅変調信号のパルス幅に応じた期間で電源電圧との接続を開閉するスイッチング信号を生成するコントロール部と、スイッチング信号に基づいて電源電圧と容量性を有する超音波振動素子との接続を開閉して超音波振動素子を充放電させることにより、可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じて増幅した電気信号を超音波振動素子に供給する増幅部とを備えるものである。

この発明によれば、可聴周波数帯の電気信号と超音波周波数帯のキャリア信号を入力し、これらの信号レベルの比較結果に基づき、キャリア信号から可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じたパルス幅の変調信号を生成するパルス幅変調部と、パルス幅変調信号のパルス幅に応じた期間で電源電圧との接続を開閉するスイッチング信号を生成するコントロール部と、スイッチング信号に基づいて電源電圧と容量性を有する超音波振動素子との接続を開閉して超音波振動素子を充放電させることにより、可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じて増幅した電気信号を超音波振動素子に供給する増幅部とを備えるので、容量性素子である超音波振動素子の負荷をキャリア周波数に共振させることから駆動効率を向上させることができるという効果がある。また、パルス幅変調部、コントロール部や増幅部を簡易な回路で構成することができ、従来の構成では困難であった変調回路と増幅回路とをＩＣとして一体化することが容易になるという効果がある。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による超指向性音響装置の構成を概略的に示すブロック図であり、本発明を超指向性スピーカ装置に適用した場合を示している。図において、変調信号源１は、変調信号とするアナログ電気信号である可聴音入力信号をパルス幅変調回路３に出力する。

この変調信号源１としては、可聴音入力信号として入力された音声信号の電力を増幅するマイクアンプや、マイクアンプで増幅された可聴音入力信号からノイズや不要な高調波信号、高周波信号を除去すると共に、その電圧の増幅処理を実行するバンドパスアンプから構成することができる。

超音波帯域発振器２は、超音波帯域周波数の基準キャリア信号を発生し、パルス幅変調回路３に出力する。パルス幅変調回路（パルス幅変調部）３は、変調信号源１からの入力信号と超音波帯域発振器２からのキャリア信号とを内部のコンパレータによって電圧比較し、変調信号源１からの入力信号の信号レベルに応じたパルス幅の変調信号を生成する。

本実施の形態では、可聴音入力信号の信号レベルがキャリア信号のレベルより高い期間にコンパレータの出力がＨレベルになるものとする。これにより、可聴音入力信号の信号レベルに応じたパルス幅の変調信号を得ることができる。

コントロール回路（コントロール部）４は、パルス幅変調回路３からのパルス幅変調信号の２サイクルに１回は必ず極性反転を持つスイッチング信号を生成して増幅回路５に供給する。増幅回路（増幅部）５は、コントロール回路４で処理された信号に同期して電源をスイッチングして、圧電素子から構成されて容量性を有する超音波振動素子６を充放電して駆動させる。

超音波振動素子６は、圧電素子などを用いてなるスピーカの放射器を構成し、可聴音の電気信号を超音波の音響信号として空気などの媒質中に送出する。超音波振動素子６は、複数の圧電素子のブロックを並べた構造を有しており、電圧の印加により容量性の特性を呈する。

図２は、図１中の超指向性音響装置及びその増幅回路の構成を示す図である。増幅回路５は、ゲートコントロール回路７、スイッチＳ_１〜Ｓ_４を構成するＭＯＳＦＥＴ９、及び、超音波振動素子６に接続した２つのコイルＬ_１，Ｌ_２から構成される。超音波振動素子６は、スピーカの放射器を構成し、以降ＬＯＡＤとも称する。なお、図１と同一構成要素には同一符号を付して重複する説明を省略する。

ゲートコントロール回路７は、コントロール回路４から入力したスイッチング信号を４つのＭＯＳＦＥＴ９のゲートにそれぞれ印加して、これらＭＯＳＦＥＴ９からなるスイッチＳ_１〜Ｓ_４のオン、オフを制御する。

４つのＭＯＳＦＥＴ９の接続としては、２つのＭＯＳＦＥＴ９を直列に接続したユニットを並列に接続し、各ユニットの一端に電圧Ｖ_ＤＣで表した可変電源電圧８が接続され、他端にグランド（ＧＮＤ）が接続する。各ユニットの直列接続するＭＯＳＦＥＴ９は、コイルＬ_１，Ｌ_２を介して超音波振動素子６に接続する。

増幅回路５は、コントロール回路４から入力するスイッチング信号によってスイッチＳ_１〜Ｓ_４をオン、オフする。このスイッチングに合わせてＬＯＡＤ６及びコイルＬ_１，Ｌ_２からなる系が共振及び増幅を実行し、ＬＯＡＤ６に供給されるパルス波形をなめらかにすることができる。なお、コイルＬ_１，Ｌ_２は、理論上１つでもあってもよい。また、ＬＯＡＤ６の高周波成分を抑止するフィルタとしての機能も有する。

次に動作について説明する。
図３は、実施の形態１による超指向性音響装置の動作を示すタイミングチャートであり、この図に沿って説明する。図において、Ｖ_{ｃａｒｒｉｅｒ}は、超音波帯域発振器２からの超音波周波数帯のキャリア信号の電圧波形を示している。Ｖ_ｐｗｍは、パルス幅変調回路３からのパルス幅変調信号の電圧波形であり、超音波帯域発振器２からのキャリア信号を基準とした変調信号源１からの可聴音入力信号の電圧レベルに応じたパルス幅を有するディジタル信号である。

なお、Ｖ_ｐｗｍの電圧波形における破線部分は、変調信号源１からの可聴音入力信号の電圧レベルがキャリア信号より高い期間が実線部分より長いときの波形を示している。つまり、実線部分でのパルスの立ち上がりエッジが矢印で示す破線部分に位置し、パルス幅が広くなっている。また、実線部分での逆方向矢印は、変調信号源１からの可聴音入力信号の電圧レベルがキャリア信号より高い期間が実線部分より短いときの波形を示している。

Ｖ_１（Ｓ_１）、Ｖ_２（Ｓ_２）、Ｖ_３（Ｓ_３）、Ｖ_４（Ｓ_４）は、スイッチＳ_１〜Ｓ_４を構成する各ＭＯＳＦＥＴ９のゲートに入力される信号の電圧波形である。Ｖ_Ｌ（Ｌ_１，Ｌ_２）は、電源電圧８によってコイルＬ_１，Ｌ_２にかかる電圧波形である。このＶ_Ｌ（Ｌ_１，Ｌ_２）の電圧波形における破線部分は、Ｖ_ｐｗｍの電圧波形のパルス幅が破線部分の状態であるときのＶ_Ｌ（Ｌ_１，Ｌ_２）の電圧波形を示している。この場合、実線部分でのパルスのエッジが矢印で示す破線部分に位置する。また、実線部分での逆方向矢印は、変調信号源１からの可聴音入力信号の電圧レベルがキャリア信号より高い期間が実線部分より短いときの波形を示している。

Ｖ_ＬＯＡＤはＬＯＡＤ６にかかる電圧波形であり、実線部分の曲線はＶ_Ｌ（Ｌ_１，Ｌ_２）の電圧波形が実線部分のときの波形を表し、破線部分の曲線はＶ_Ｌ（Ｌ_１，Ｌ_２）の電圧波形が破線部分のときの波形を表している。つまり、Ｖ_ＬＯＡＤの破線部分の曲線は、Ｖ_ｐｗｍの電圧波形パルス幅が実線部分より広い場合に対応する。また、Ｖ_ｐｗｍの電圧波形パルス幅が実線部分より短い場合は、Ｖ_ＬＯＡＤの実線波形より振幅が下がるものとする。

コントロール回路４は、パルス幅変調回路３から図３に示すようなパルス幅変調信号を入力すると、その２サイクルに１回は必ず極性反転を持つスイッチング信号を生成する。図３の例では、Ｖ_ｐｗｍの実線部分の電圧波形に基づいて、その２サイクルに１回は必ず極性反転を持つＶ_１（Ｓ_１）、Ｖ_２（Ｓ_２）、Ｖ_３（Ｓ_３）、Ｖ_４（Ｓ_４）の電圧波形を有する４モードのスイッチング信号が生成される。

これらスイッチング信号は、コントロール回路４からゲートコントロール回路７に出力される。ゲートコントロール回路７では、スイッチング信号をそれぞれ対応するスイッチＳ_１〜Ｓ_４のゲートに入力する。

このとき、上述した４モードのスイッチングがなされることにより、１サイクルが図３中に記号Ａで示したキャリア信号の周期の２倍のＶ_Ｌ（Ｌ_１，Ｌ_２）がコイルＬ_１，Ｌ_２に印加される。これにより、ＬＯＡＤ６が充放電し、結果的にＬＯＡＤ６には、図３中のＶ_ＬＯＡＤに示すような滑らかな波形の電圧が供給されることになる。４モードのスイッチングは、具体的には下記の（１）〜（４）で構成される。

（１）スイッチＳ_１，Ｓ_４に印加するＶ_１（Ｓ_１），Ｖ_４（Ｓ_４）がともにオン状態（Ｈレベル）である場合、可変電源電圧８からスイッチＳ_１、コイルＬ_１、ＬＯＡＤ６、コイルＬ_２、スイッチＳ_４を経由してグランド（ＧＮＤ）が接続される。これにより、ＬＯＡＤ６に可変電源電圧８（以下、Ｖ_ＤＣと称する）が印加され、電荷が充電される。

（２）（１）に続いて、スイッチＳ_２，Ｓ_４に印加するＶ_２（Ｓ_２），Ｖ_４（Ｓ_４）をともにオン状態（Ｈレベル）にする。このとき、ＬＯＡＤ６は、スイッチＳ_２，Ｓ_４を経由して短絡される。これにより、ＬＯＡＤ６に充電された電荷は放電される。

（３）（２）に続いて、スイッチＳ_２，Ｓ_３に印加するＶ_２（Ｓ_２），Ｖ_３（Ｓ_３）をともにオン状態（Ｈレベル）にする。このとき、可変電源電圧８からスイッチＳ_３、コイルＬ_２、ＬＯＡＤ６、コイルＬ_１、スイッチＳ_２を経由してグランド（ＧＮＤ）が接続される。これにより、ＬＯＡＤ６にＶ_ＤＣが印加され、電荷が充電される。

（４）（３）に続いて、スイッチＳ_２，Ｓ_４に印加するＶ_２（Ｓ_２），Ｖ_４（Ｓ_４）をともにオン状態（Ｈレベル）にする。このとき、ＬＯＡＤ６は、スイッチＳ_２，Ｓ_４を経由して短絡される。これにより、ＬＯＡＤ６に充電された電荷は放電される。

このようにして得られるＶ_ＬＯＡＤは、図３に示すようにパルス幅変調信号のパルス幅に応じた曲線となり、例えば図３中の破線の曲線と実線の曲線との間では、記号Ｂで示す振幅差が生じる。つまり、可聴音入力信号の電圧レベルに応じた振幅の電圧がＬＯＡＤ６に印加され、可聴音入力信号の電圧レベルに応じた強度の音響信号となって出力することになる。この出力電圧は、可変電源電圧８の値を変えることによって調節可能である。

以上のように、この実施の形態１によれば、可聴周波数帯の電気信号と超音波周波数帯のキャリア信号を入力し、これらの信号レベルの比較結果に基づき、キャリア信号から可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じたパルス幅の変調信号を生成するパルス幅変調回路３と、パルス幅変調信号のパルス幅に応じた期間で電源電圧８との接続を開閉するスイッチング信号を生成するコントロール回路４と、スイッチング信号に基づいて電源電圧８と容量性を有する超音波振動素子６との接続を開閉して超音波振動素子６を充放電させることにより、可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じて増幅した電気信号を超音波振動素子６に供給する増幅回路５とを備えるので、容量性素子であるＬＯＡＤ６の負荷をキャリア周波数に共振させることから駆動効率を向上させることができる。また、パルス幅変調回路３はコンパレータとなるオペアンプを用いて構成することができ、コントロール回路４や増幅回路５も簡易な回路で構成することができる。これにより、従来の構成では困難であった変調回路と増幅回路とをＩＣとして一体化することが容易になる。

この発明の実施の形態１による超指向性音響装置の構成を概略的に示すブロック図である。 図１中の超指向性音響装置及びその増幅回路の構成を示す図である。 実施の形態１による超指向性音響装置の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ 変調信号源、２ 超音波帯域発振器、３ パルス幅変調器（パルス幅変調部）、４ コントロール回路（コントロール部）、５ 増幅回路（増幅部）、６ 超音波振動素子（ＬＯＡＤ）、７ ゲートコントロール回路、８ 可変電源電圧、９ ＭＯＳＦＥＴ。

Claims (5)

1. 可聴周波数帯の電気信号と超音波周波数帯のキャリア信号を入力し、これらの信号レベルの比較結果に基づき、上記キャリア信号から上記可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じたパルス幅の変調信号を生成するパルス幅変調部と、
   上記パルス幅変調信号のパルス幅に応じた期間で電源電圧との接続を開閉させるスイッチング信号を生成するコントロール部と、
   上記スイッチング信号に基づいて上記電源電圧と容量性を有する超音波振動素子との接続を開閉して上記超音波振動素子を充放電させることにより、上記可聴周波数帯の入力信号の信号レベルに応じて増幅した電気信号を上記超音波振動素子に供給する増幅部と
   を備えた超指向性音響装置。
2. コントロール部は、超音波振動素子の充放電を交互に行うスイッチング信号を生成することを特徴とする請求項１記載の超指向性音響装置。
3. コントロール部は、キャリア信号の周波数の所定のサイクルごとにディジタル値の極性が反転するスイッチング信号を生成し、
   増幅部は、上記スイッチング信号の極性の反転に応じて上記超音波振動素子を充放電させることを特徴とする請求項１記載の超指向性音響装置。
4. 増幅部は、超音波振動素子と電源電圧とを接続するための出力端に上記超音波振動素子と共振するインダクタ素子を設けたことを特徴とする請求項１記載の超指向性音響装置。
5. 増幅部は、電源電圧を変更することにより超音波振動素子に供給する出力電圧レベルを調整することを特徴とする請求項１記載の超指向性音響装置。

Images