JP2008228360A - モータ制御装置、及びモータ制御システム - Google Patents
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Abstract
【解決手段】連結軸3を介して負荷2と連結したモータ1と、前記モータを駆動する電力変換器4と、目標指令値及び、前記モータに流れるモータ電流に基づいて前記電力変換器を制御するモータ制御装置100とを備えるモータ制御システム200であって、モータ制御装置は、モータのモータトルク値とモータ回転速度検出値とを入力信号にして、制御の制御パラメータを自動調整するオートチューニング部11を備え、オートチューニング部は、モータと連結軸と負荷の機械系を「剛体モデル」と「共振モデル」との直列接続モデルとして捉え、各モデルを構成するパラメータを別々に同定するパラメータ同定手段を有する。
【選択図】図4
Description
モータ制御装置においては、実運転中に機械の合計慣性モーメント、粘性摩擦係数、及び定常外乱トルク等の剛体としてのパラメータを同定し、同定結果を位置制御器、速度制御器等の制御パラメータの自動設定に用いる技術が開示されている(特許文献1)。この特許文献1の技術では、正転時と逆転時とで、それぞれのモータトルク値、加速度、及びモータ回転速度の時系列データを用いて、逐次最小二乗法によりパラメータ同定を行っている。
一方、特許文献2の技術は、機械系の剛体特性のみならず、共振特性まで同定可能であるが、ホワイトノイズを印加する必要があるため、使用条件がオフライン調整に限られている。また、第3の従来技術は、オンライン状態で制御対象の伝達関数を同定できる利点を有するが、同定アルゴリズムとして一般的な逐次最小二乗法を選んだ場合には、計算量は同定パラメータ数の2乗に比例してしまう(非特許文献2参照)。このため、同定器は十分な演算能力を持った計算機へ実装することが必要条件であった。
これにより、位置制御器、速度制御器等の制御パラメータの自動設定、及び特許文献3に記載されている制振制御パラメータの高精度な自動設定が可能となり、より簡単に高性能な制御が実現できることとなる。
後記する各実施形態の制御対象の機械系を図1を用いて説明する。この機械系はモータ1と負荷2とが連結軸3で接続されている。ここでは、説明を簡単化する為に、制御対象機械系を二慣性系モデルを仮定する。すなわち、モータ1は、粘性摩擦係数DMの羽根車で表現されるモータ軸と、モータ慣性モーメントJMの回転子とを備え、負荷2は、例えば、負荷慣性モーメントJLを備えた円板状のものであり、連結軸3は粘性摩擦係数CF及びバネ定数KFを備えたバネ/ダンパと仮定する。また、モータ1はモータトルクτM、モータ回転速度ωMで回転し、負荷2は円周上に加えられた重力mg等によって、モータ側換算の定常外乱トルク値dMが印加され、負荷回転速度ωLで回転しているとする。
ωRD ^=(τM−dM ^)/(J^・s+DM ^) ・・・・・・・・・・・(1)
GMR(s)=ωM(s)/τM(s)=1/{(JM+JL)s}・(ωm/ωa)2・(s2+2ζaωas+ωa 2)/(s2+2ζmωms+ωm 2)・・・・・(2)
但し(2)式において、ωaは反共振角周波数、ζaは反共振点の減衰係数、ωmは共振角周波数、ζmは共振点の減衰係数であり、それぞれ物理定数JM、JL、KF、CFを用いて(3)式、(4)式、(5)式、(6)式で表すことができる。
ωa=√(KF/JL) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(3)
ζa=CF/(2√(JL・KF))・・・・・・・・・・・・・・・・(4)
ωm=√(KF(JM+JL)/(JL・JM))・・・・・・・・・・(5)
ζm=CF/2・√((JM+JL)/(KF・JL・JM)) ・・・・(6)
このとき、図2の二慣性系モデルは、(2)式で表現される伝達関数GMR(s)の入力信号であるモータ発生トルク値τMからモータ軸換算の定常外乱トルク値dM、及び、モータ軸に作用する粘性摩擦トルク値τdを減算した場合に等しい。よって、図2の二慣性系モデルは、図3(a)に示したモデルと等価である。こうして得られた図3(a)の等価二慣性系モデルは、図2に比べて簡潔な表現ながら、モータ軸に作用する粘性摩擦トルク値τdの発生式がモータ回転速度ωMを入力信号とした(7)式であるために、GMR(s)に対するフィードバックループが存在する。
τd=DM・ωM ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(7)
このため、このままではGMR(s)の分割は不可能である。
τd~=DM・ωRD ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(8)
(8)式において、入力信号として用いる剛体回転速度ωRDは、図4(b)中に示した共振モデル77の入力部から取得する。これにより、ωRDを境にしたモデルの分割が可能としている。また、ωRDは、モータ回転速度ωMに比較して振動成分の少ない剛体的な特性となる。そこで、ωRDを剛体回転速度と呼ぶことにする。さらに、入力信号τM及び定常外乱トルク値dMから剛体
回転速度ωRDを導出するブロックを「剛体モデル」、剛体回転速度ωRDから共振特性を付加したモータ回転速度ωMを導出するブロックを「共振モデル」と呼ぶことにする。
GRD(s)=ωRD/τM=(1/DM)・ωrd/(s+ωrd)・・・(9)
ωrd=DM/(JM+JL)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(10)
(9)式から明らかなように、剛体モデル部の伝達関数GRD(s)は、カットオフ角周波数=ωrd[rad/s]の一次遅れ要素に、ゲイン1/DMを乗じた特性を持つと解釈できる。
GRS(s)=(ωm/ωa)2・(s2+2ζaωas+ωa 2)/(s2+2ζmωms+ωm 2)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(11)
(11)式から明らかなように、共振モデル部の伝達関数GRS(s)は、低周波域のゲインが1、高周波域のゲインが(ωm/ωa)2、反共振角周波数ωaで極小ゲインを、共振角周波数ωmで極大ゲインを有している。以上の準備ができた所で、図4(a)における、モータの発生トルク値τMに対するモータ回転速度ωMの伝達関数をGMB(s)と定義する。
ここで、GMB(s)及びGMA(s)は、それぞれ(12)式、(13)式となる。
GMB(s)=((1/(JM+JL)s)GRS)/(1+(DM/(JM+JL)s)・GRS) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(12)
GMA(s)=GRD(s)/GRS(s)・・・・・・・・・・・・・(13)
(9),(10),(12),(13)式より、GMA(s)/GMB(s)を求めると、(14)式が得られる。
GMA(s)/GMB(s)=(1+(ωrd/s)・GRS(s))/(1+(ωrd/s))・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(14)
本発明の一実施形態であるモータ制御システムを、図4のブロック線図を用いて説明する。図4は、オートチューニング処理により、通常の装置稼動状態であっても、時々刻々と変動する負荷の機械特性に応じて、最適な速度制御器ゲイン、及び位置制御器ゲインの設定を実現する実施形態である。以下、本実施形態の詳細な説明を行う。
電流検出器6は、モータ1に供給されるトルク電流検出値Iqを検出する
減算器7は、トルク電流指令値Iq*モータ1に供給されるトルク電流検出値Iqとの電流偏差Ieを演算する。
電流制御器8は、電流偏差Ieに応じて電力変換器4をパルス幅制御する。
1次遅れフィルタ9は、トルク電流指令値Iq*を入力し、トルク電流推定値Iq^を出力し、そのゲイン交差角周波数は、電流制御器8で構成した電流制御系のゲイン交差角周波数と等しく設定している。トルク定数増幅器10は、トルク電流推定値Iq^を入力しモータトルク値τMを算出し、使用するモータ1のトルク定数ktと等しい値を設定する。
Iq*=[Jωs^+(Jωs^2/NN・s)]ωe・・・・・・・(15)
位置制御器14は、モータ回転位置偏差θeに応じてモータ回転速度指令値ωM *を出力する。また、位置制御器14はモータ位置偏差θeを可変増幅器22において位置制御系ゲイン交差角周波数ωP倍した値をモータ回転速度指令値ωM *として出力する比例制御構造の制御器であり、そのゲインωPはオートチューニング部11により随時更新される。
切替スイッチ112はモータが正転時にはA側の接点を選択し、モータが逆転時にはB側の接点を選択する。これにより、切替スイッチ112の出力信号dM^には、正転時には正転時定常外乱トルク推定値d^M_fが、逆転時には逆転時定常外乱トルク推定値d^M_rが正しく設定される。
乗算器116は、積分器115が出力する剛体回転速度推定値ωRD^に粘性摩擦係数推定値DM^を乗じてモータ軸に作用する粘性摩擦トルク推定値τd^を出力する。
GRS(z)=(b0+b1z−1+b2z−2)/(1+a1z−1+a2z−2)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(16)
a1=−2e−adTcos(bdT)・・・・・・・・・・・・・・(17)
a2=e−2adT・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(18)
b0=K・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(19)
b1=−2Ke−anTcos(bnT)・・・・・・・・・・・・・(20)
b2=Ke−2anT・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(21)
但し、(19)式〜(21)式におけるKを、(22)式で定義する。
K=(1−2e−adTcos(bdT)+e−2adT)/(1−2e−anTcos(bnT)+e−2anT)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(22)
an=ζaωa ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(23)
bn=ωa√(1−ζa 2) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(24)
ad=ζmωm ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(25)
bd=ωm√(1−ζm 2) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(26)
ωMF/ωRD^=(b0+b1z―1+b2z―2)/(1+a1z−1+a2z−2)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(27)
次に、上記(27)式を変形すると、(28)式が得られる。
ωMF=−a1ωMFz−1−a2ωMFz−2+b0ωRD^+b1ωRD^z−1+b2ωRDz−2・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(28)
上記(28)式において、z・1は1サンプル前の値、z・2は2サンプル前の値を意味することから、(28)式は、現在及び過去の剛体回転速度推定値ω^RDと、過去のフィルタ後モータ回転速度検出値ωMFから現在のフィルタ後モータ回転速度検出値ωMFを算出する関係式であると言える。
ω^MF=θ^(N−1)Tφ(N)・・・・・・・・・・・・・・・(29)
(29)式において、パラメータベクトル前回推定値θ^(N−1)の要素は、(30)式に示すように係数b0,b1,b2,a1,a2の1サンプル前の推定値で構成される。
θ^(N−1)=[a1^(N―1),a2^(N−1),b0^(N−1),b1^(N−1),b2^(N−1)]T・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(30)
また、データベクトルφ(N)の要素は、(31)式に示すように1サンプル前のωMFを意味するωMF(N−1)と、2サンプル前のωMFを意味するωMF(N−2)と、現在のωRD^を意味するωRD^(N)と、1サンプル前のωRD^を意味するωRD^(N−1)と、2サンプル前のωRD^を意味するωRD^(N−2)とから構成される。
φ(N)=[−ωMF(N−1),−ωMF(N−2),ωRD^(N),ωRD^(N−1),ωRD^(N−2)]T・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(31)
また、(29)式におけるωMF^は現在のフィルタ後モータ回転速度推定値であり、フィルタ後モータ回転速度検出値ωMFと区別することで、係数b0,b1,b2,a1,a2を真値ではなく、1サンプル前の推定値に置き換えたことによる差異を明示している。
この構成図は、ゼロ次ホールド要素133,136と、1サンプル時間遅延要素131,132,134,135と、乗算器136,137,138,140,141と、加減算要素139,142とを備え、剛体回転速度推定値ωRD^と、パラメータベクトル前回推定値θ^(N−1)の各要素である係数b0,b1,b2,a1,a2の1サンプル前の推定値と、フィルタ後モータ回転速度推定値ωMF^とが、入力され、フィルタ後モータ回転速度推定値ωMF^を演算する。
その更新演算式は(32)式であり、初期値0のパラメータベクトル前回推定値θ^(N−1)に対してゲインベクトルk(N)と予測誤差ε(N)の乗算値を加算することで得ている。また、(32)式で用いたゲインベクトルk(N)は(33)式の行列演算で求める。(33)式において、行列P(N−1)は5行×5列の共分散行列P(N)の前回値であり、λは忘却係数(0<λ≦1)である。
θ^(N)=θ^(N−1)+k(N)ε(N)・・・・・・・・・・・(32)
k(N)={P(N−1)・φ(N)}/{λ+φT(N)P(N−1)φ(N)}・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・(33)
P(N)=1/λ{P(N−1)−k(N)(φT(N)P(N−1))}(34)
この構成図は、データベクトル生成部150と、共分散行列演算部151と、メモリ152と、ゲインベクトル演算部153と、乗算器154と、加算器155と、1サンプル時間遅延要素156とを備える。
ωa^=√(an^2+bn^2)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(35)
ζa=an^/√(an^2+bn^2) ・・・・・・・・・・・・・・・(36)
但し、(35)式、(36)式におけるan^、bn^はサンプリング周期をTとするとき(37)式、(38)式で算出する。
an^=−1/(2T)・ln[b2^(N−1)/b0^(N−1)]・・(37)
bn^=(1/T)・arccos[−b1^(N−1)/{2√(b0^(N−1)b2^(N−1))}]・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(38)
制御パラメータ調整部98では、こうして求まった連続系パラメータの内、特に機械系反共振角周波数推定値ωa^に基づく調整を行う。例えば、速度制御系ゲイン交差角周波数ωSをωS=2×ωa^に、位置制御系ゲイン交差角周波数ωPを、ωP=ωa^/3.5に設定する。
第1実施形態は、オートチューニング部11に入力されるモータトルク値τMをq軸電流指令Iq*を用いて演算したが、トルク電流検出値Iqを用いて演算することもできる。
図10において、第2実施形態のモータ制御システム210には、モータ制御装置110が含まれ、モータ制御装置110は、増幅器240がトルク電流検出値Iqにモータ1のトルク定数相当を乗ずることでモータトルク値τMを算出するようにしている。
次に、本発明の第3実施形態について、図11を用いて説明する。第3実施形態のモータ制御装置120は、第1実施形態に対して、位置指令生成器17と位置制御器14及び減算器との間に制振制御器16を挿入した構造としている。言い換えれば、位置指令生成器17と位置制御器14との間に制振制御器16及び減算器15が設けられている。
θL^=θM・(2ζa^ωa^・s+ωa^)/(s2+2ζa^ωa^s+ωa^2)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(39)
減算器24は、位置指令生成器17が出力する制振制御入力指令値θM **から負荷位置推定値θL^を減算し、軸ねじり推定値を算出する。制振制御増幅器25は、減算器24が算出する軸ねじり推定値をk1倍(0≦k1<1)した値を出力する。減算器26は、制振制御入力指令値θM **から増幅器25の出力を減算することにより、軸ねじりを緩和した位置指令を位置制御入力指令値θM *として出力する。
次に、本発明の第4実施形態を、図13のブロック線図を用いて説明する。
第4実施形態は第3実施形態に比較して、オートチューニング部11で用いるモータトルク値τMの算出方法が異なっている。すなわち、第3実施形態ではモータトルク値τMをトルク電流指令値Iq*から導出していたのに対して、この第4実施形態のモータ制御装置130は、増幅器240がトルク電流検出値Iqにモータ1のトルク定数相当を乗ずることでモータトルク値τMを算出している。
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形が可能である。
(1)前記各実施形態は、速度制御器18の全段に位置制御器を設け、位置制御を行ったが、位置制御器を用いずに速度制御を行うことができる。この場合は、モータ回転速度指令値ωM *が目標指令値となる。
2 負荷
3 連結軸
4 電力変換器
5 速度演算器
6 電流検出器
7,13,96,111,113,250 減算器
8 電流制御器
9 1次遅れフィルタ
10 トルク定数増幅器
11 オートチューニング部
12 速度制御器
14 位置制御器
15 減算器
16 制振制御器
17 位置指令生成器
18 比例増幅器
19 積分増幅器
20 積分器
21 加算器
22 可変増幅器
23 負荷位置推定器
24 減算器
25 制振制御増幅器
26 減算器
27 位置検出器
100,110,120,130 モータ制御装置
200,210,220,230 モータ制御システム
240 増幅器
Claims (13)
- 連結軸を介して負荷と連結したモータと、前記モータを駆動する電力変換器と、目標指令値及び前記モータに流れるモータ電流に基づいて前記電力変換器をパルス幅制御するモータ制御装置とを備えるモータ制御システムであって、
前記モータ制御装置は、前記モータのモータトルク値とモータ回転速度検出値とを入力信号にして、前記制御の制御パラメータを自動調整するオートチューニング部を備え、
前記オートチューニング部は、前記モータと前記連結軸と前記負荷との機械系を「剛体モデル」と「共振モデル」との直列接続モデルとして捉え、各モデルを構成するパラメータを別々に同定するパラメータ同定手段を有することを特徴とするモータ制御システム。 - 前記目標指令値は、位置指令値であり、
前記モータ制御装置は、
前記位置指令値と前記モータの位置検出値との偏差に応じて速度指令値を出力する位置制御器と、
前記速度指令値と前記モータ回転速度検出値との偏差に応じてトルク電流指令値を出力する速度制御器と、
前記トルク電流指令値と前記モータに供給されるトルク電流検出値との偏差に応じて前記電力変換器をパルス幅制御する電流制御器と、を備え、
前記オートチューニング部は、前記位置制御器と前記速度制御器とに用いられる前記制御パラメータを自動調整することを特徴とする請求項1に記載のモータ制御システム。 - 連結軸を介して負荷と連結したモータを、目標指令値及び前記モータに流れるモータ電流に基づいてパルス幅制御するモータ制御装置であって、
前記モータ制御装置は、前記モータのモータトルク値とモータ回転速度検出値とを入力信号にして、前記制御に用いる制御パラメータを自動調整するオートチューニング部を備え、
前記オートチューニング部は、前記モータと前記連結軸と前記負荷との機械系を「剛体モデル」と「共振モデル」との直列接続モデルとして捉え、各モデルを構成するパラメータを別々に同定するパラメータ同定手段を有することを特徴とするモータ制御装置。 - 前記目標指令値は、位置指令値であり、
前記モータ制御装置は、
前記位置指令値と前記モータの位置検出値との偏差に応じて速度指令値を出力する位置制御器と、
前記速度指令値と前記モータ回転速度検出値との偏差に応じてトルク電流指令値を出力する速度制御器と、
前記トルク電流指令値と前記モータに供給されるトルク電流検出値との偏差に応じて前記電力変換器の出力電流を調整する電流制御器と、を備え、
前記オートチューニング部は、前記位置制御器と前記速度制御器とに用いられる前記制御パラメータを自動調整することを特徴とする請求項3に記載のモータ制御装置。 - 前記オートチューニング部は、前記直列接続モデルのパラメータの同定値に基づいて、前記位置制御器及び前記速度制御器の制御ゲインを決定することを特徴とする請求項4に記載のモータ制御装置。
- 前記モータトルク値は、前記トルク電流指令値を一次遅れフィルタに通過した後に、前記モータのトルク定数を乗じた値と、前記トルク電流検出値に前記モータのトルク定数を乗じた値との何れか一方を用いることを特徴とする請求項4に記載のモータ制御装置。
- 前記オートチューニング部は、剛体モデルを構成するパラメータを先ず同定し、その同定結果を予め準備した剛体モデルにセットした後、前記剛体モデルを演算することにより、剛体回転速度を推定することを特徴とする請求項3に記載のモータ制御装置。
- 前記オートチューニング部は、推定した剛体回転速度と、モータ回転速度検出値の両時系列データから逐次最小二乗法により、前記共振モデルを構成するパラメータを同定することを特徴とする請求項3又は請求項7に記載のモータ制御装置。
- 前記剛体モデルにセットするパラメータは、前記モータと前記連結軸と前記負荷からなる機械系の推定合計慣性モーメント値、推定粘性摩擦係数値、及び推定定常外乱トルク値であり、
前記推定定常外乱トルク値は、モータの回転方向に応じて異なる値であることを特徴とする請求項7に記載のモータ制御装置。 - 剛体モデルの演算及び共振モデルを構成するパラメータの同定演算は、前記モータ回転速度検出値の大きさと、前記モータ回転速度検出値における時間変化の大きさとの何れか一方又は双方が、予め設定された所定値以上の場合に行われることを特徴とする請求項7又は請求項8に記載のモータ制御装置。
- 剛体モデルを構成する積分器は、剛体モデルの演算開始時に、モータ回転速度検出値をフィルタに通過した値で初期化されることを特徴とする請求項7に記載のモータ制御装置。
- 前記位置指令値を基に制振位置指令値を生成する制振制御器をさらに備え、
前記位置制御器は、前記制振位置指令値と前記モータの位置検出値との偏差に応じて速度指令値を出力することを特徴とする請求項4に記載のモータ制御装置。 - 前記オートチューニング部は、前記機械系のパラメータの同定値に基づいて、前記位置制御器、及び前記速度制御器の制御ゲインと、前記制震制御器の負荷位置推定器のパラメータとを決定することを特徴とする請求項12に記載のモータ制御装置。
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