JP2008211952A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧源の負担を低減できる高信頼な電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】直流電圧源１０と、直流電圧源１０に直列に接続された蓄電素子１３と、直流電圧源１０と蓄電素子１３間のエネルギーの授受を行うように接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１９と、直流電圧源１０と蓄電素子１３の直列回路の両端に接続された高電圧負荷１５とから構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９に内蔵された制御回路３３は、高電圧負荷１５への電力供給時に蓄電素子１３から直流電圧源１０に電力を供給することにより、直流電圧源１０から出力される電流を低減するようにしたものである。
【選択図】図１

Description

本発明は大電力に対する直流電圧源の負担を低減する電源装置に関するものである。

近年、地球環境保護の流れを受け、特に自動車（以下、車両という）においてはパワーステアリングの電動化が普及してきている。この電動パワーステアリングはハンドル操作をモータにより補助するため、従来のように油圧ポンプを駆動する必要がなくなり、エンジンの負担を軽減できる。従って、燃費向上に効果的なシステムである。

しかし、ハンドル操作時には大トルクが必要なため、電動パワーステアリングのモータと駆動回路はパルス的に数ｋＷオーダーの大電力を消費する。この際、前記モータとして駆動電圧が高いものを用いることで電流値を低減できるので、送電時の電力損失が抑制され、さらなる燃費向上が可能となる。

このように高駆動電圧のモータを動作させるためには、直流電圧源であるバッテリに直列に蓄電素子であるコンデンサを接続する電源装置とすればよい。これにより、モータにはバッテリの電圧とコンデンサの電圧の和が印加されるので、高電圧によるモータ駆動が可能となる。このような電源装置の例が下記特許文献１に提案されている。

この電源装置のブロック回路図を図５に示す。なお、本来図５の構成は高駆動電圧の負荷を動作させるものではなく、許容電圧範囲が狭い負荷に対してコンデンサによりバッテリ電圧変動を抑制して安定電力を供給するものであるが、回路構成上は同等となるので、高駆動電圧の負荷を動作させる場合について説明する。

図５において、直流電圧源であるバッテリ１０１には蓄電素子であるコンデンサ１０３が直列接続されている。また、バッテリ１０１の両端にはオーディオやカーナビゲーションのようにバッテリ１０１の電圧で駆動可能な低電圧負荷１０５が接続されている。これに対し、前記したパワーステアリングのモータのように高電圧で駆動する負荷（以下、高電圧負荷１０７という）がバッテリ１０１とコンデンサ１０３の直列回路の両端に接続されている。

さらに、バッテリ１０１の両端にはバッテリ１０１を充電するために、エンジン（図示せず）により発電する発電機１０９がインバータ１１１を介して接続されている。これに対し、コンデンサ１０３を充電するために、バッテリ１０１の両端とコンデンサ１０３の両端に、前者が入力側、後者が出力側になるようにそれぞれ接続したＤＣ／ＤＣコンバータ１１３を設けている。

次に、図５の電源装置の動作について説明する。車両の通常走行時は、バッテリ１０１の電力により低電圧負荷１０５が駆動している。この時、コンデンサ１０３が満充電状態でなければ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１３が駆動し、バッテリ１０１の電圧を昇圧してコンデンサ１０３に電力を供給することにより、満充電にする。満充電になればＤＣ／ＤＣコンバータ１１３は停止する。

この状態でハンドル操作が行われたとする。これにより、電動パワーステアリングのモータと駆動回路からなる高電圧負荷１０７にはバッテリ１０１とコンデンサ１０３の両方から電力が供給され、高電圧負荷１０７を駆動することが可能となる。
特開２００５−２０４４２１号公報

このような従来の電源装置は、確かにバッテリ１０１だけでは駆動できない高電圧負荷１０７を動作させることができるのであるが、高電圧負荷１０７の定電力消費に伴ってコンデンサ１０３の両端電圧は経時的に低下していく。従って、高電圧負荷１０７に定電力を供給するために、コンデンサ１０３の両端電圧が下がった分、バッテリ１０１とコンデンサ１０３からの電流が経時的に増加していく。この際、コンデンサ１０３は急速充放電特性に優れるため、電流増加に対する追従性が良好であるが、バッテリ１０１の放電電流には限界がある。このようなバッテリ１０１の限界電流に近い電流を放電すると、バッテリ１０１の負担が大きくなり信頼性が低下するという課題があった。

また、バッテリ１０１の充電時においても、その充電電流には限界があるため、これに近い電流で充電することによってもバッテリ１０１の負担が大きくなり信頼性が低下するという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するものであり、バッテリ（直流電圧源）の負担を低減できる高信頼な電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明は直流電圧源と、前記直流電圧源に直列に接続された蓄電素子と、前記直流電圧源と前記蓄電素子間のエネルギーの授受を行うように接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記直流電圧源と前記蓄電素子の直列回路の両端に接続された負荷とから構成され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵された制御回路は、前記負荷への電力供給時に前記蓄電素子から前記直流電圧源に電力を供給することにより、前記直流電圧源から出力される電流を低減するようにしたものである。

また、本発明は直流電圧源と、前記直流電圧源に直列に接続された蓄電素子と、前記直流電圧源と前記蓄電素子間のエネルギーの授受を行うように接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記直流電圧源と前記蓄電素子の直列回路の両端に接続された直流発電機とから構成され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵された制御回路は、前記直流発電機が発電する時に、前記直流電圧源から前記蓄電素子に電力を供給することにより、前記直流電圧源に入力される電流を低減するようにしたものである。

本発明の電源装置によれば、負荷への電力供給時に、蓄電素子から負荷に対してだけでなく直流電圧源に対しても電力を供給するので、その分、直流電圧源から流れる電流が低減されることになり、直流電圧源に大きな負担がかかることがない電源装置を実現できる。

また、本発明の電源装置によれば、直流発電機の発電時に、直流電圧源にとって負担となる充電電流分も蓄電素子に充電できるので、その分、直流電圧源に入力される電流が低減されることになり、直流電圧源に大きな負担がかかることがない電源装置を実現できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図である。図２は本発明の実施の形態１における電源装置の電力、電圧、および電流の経時変化図であり、（ａ）は高電圧負荷の消費電力Ｐｈの経時変化図を、（ｂ）は高電圧負荷の電流Ｉｈの経時変化図を、（ｃ）は高電圧負荷の電圧Ｖｈの経時変化図を、（ｄ）は蓄電素子の電流Ｉｃの経時変化図を、（ｅ）は低電圧負荷の電流ＩＬの経時変化図を、（ｆ）は直流電圧源の電流Ｉｂの経時変化図を、（ｇ）はＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉｄの経時変化図を、それぞれ示す。なお、図１において細線矢印は各部における電流を示し、矢印の方向が正と定義する。また、本実施の形態１では電動パワーステアリング付き自動車を例に説明する。

図１において、直流電圧源１０は定格電圧がＤＣ１２Ｖのバッテリからなり、その両端には直流発電機１１が接続されている。直流発電機１１は交流発電機１１ａと整流器１１ｂから構成されている。これにより直流電圧源１０が充電される。直流電圧源１０には複数の電気二重層キャパシタからなる蓄電素子１３が直列に接続されている。なお、電気二重層キャパシタは定格電圧が約２．２Ｖと低いため、複数個を直列、または直並列接続することで必要な電圧を得る構成としている。

直流電圧源１０と蓄電素子１３の直列回路の両端には高電圧負荷１５が接続されている。本実施の形態１においても高電圧負荷１５は電動パワーステアリングのモータと駆動回路からなる。なお、駆動回路はＤＣ／ＤＣコンバータやインバータ等により構成され、モータの駆動、および制御に必要な信号を発生する。高電圧負荷１５の駆動電圧はＤＣ２０〜３０Ｖ程度であり、直流電圧源１０の定格電圧（ＤＣ１２Ｖ）では直接駆動することができない。そのため、電圧の不足分を蓄電素子１３で補う構成としている。

また、直流電圧源１０の両端にはオーディオやナビゲーション等の定常的に電力を消費する低電圧負荷１７が接続されている。低電圧負荷１７の駆動電圧はＤＣ１１〜１４Ｖ程度であるので、直流電圧源１０にて直接駆動している。

直流電圧源１０と蓄電素子１３の間には、両者の電気エネルギーの授受を行うように接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１９が接続されている。具体的には、高電圧負荷１５と蓄電素子１３の接続点がＤＣ／ＤＣコンバータ１９の第１入出力端子２１に、直流電圧源１０と蓄電素子１３の接続点がＤＣ／ＤＣコンバータ１９の第２入出力端子２３に、直流電圧源１０の負極がＤＣ／ＤＣコンバータ１９の共通端子２５に、それぞれ接続されている。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の詳細構成について説明する。まず、直流電圧源１０と蓄電素子１３の直列回路の両端、すなわち第１入出力端子２１と共通端子２５には、第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９の直列回路の両端が並列に接続されている。また、直流電圧源１０と蓄電素子１３の接続点、すなわち第２入出力端子２３と、第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９の接続点との間にはインダクタンス素子３１が接続されている。

第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９には、それぞれのオンオフ制御を行う制御回路３３が接続されている。制御回路３３は共通端子２５に対する第１入出力端子２１と第２入出力端子２３の電圧を検出する機能も有する。

以上が少なくともＤＣ／ＤＣコンバータ１９を構成するための最低限の構成であるが、本実施の形態１では上記構成に加え、入出力電圧の平滑化を行うための第１平滑コンデンサ３５、および第２平滑コンデンサ３７を、それぞれ第１入出力端子２１と第２入出力端子２３の間、および第２入出力端子２３と共通端子２５の間に接続している。

なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９は、第１入出力端子２１の電圧（＝高電圧負荷１５の電圧Ｖｈ）が低い時に、高電圧負荷１５の駆動可能上限電圧（本実施の形態１ではＤＣ３０Ｖ）レベルまで充電するように動作する。また、直流電圧源１０の電流Ｉｂが後述する既定値以上に増加した時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の蓄電素子１３への充電電流を制限するか、または蓄電素子１３の放電電流を増加して、電流Ｉｂが既定値以上に増加しないように制御する。

また、直流電圧源１０の出力電流をＤＣ／ＤＣコンバータ１９により制御するために、電流センサ３９が直流電圧源１０の正極側に設けられている。なお、電流センサ３９の出力は制御回路３３に入力される。

次に、本実施の形態１の電源装置の動作について図２を参照しながら説明する。なお、図２（ａ）〜（ｇ）において、いずれも横軸は時間を示す。

まず、時間ｔ０においては、車両使用中であるがハンドル操作を行っておらず、高電圧負荷１５がほとんど動作していない状態であるとする。従って、図２（ａ）に示すように、高電圧負荷１５の消費電力Ｐｈは極めて小さく、ほとんど０である。ゆえに、図２（ｂ）に示すように、高電圧負荷１５の電流Ｉｈもほぼ０となる。

この時、蓄電素子１３は完全に放電しておらず、ある程度の電力を蓄えていたとする。従って、蓄電素子１３の電圧は、ある値を有する。一方、直流電圧源１０はバッテリであるので、常に一定の電圧Ｖｂ（例えばＤＣ１２Ｖ）を有する。これらのことから、図２（ｃ）に示すように、高電圧負荷１５には直流電圧源１０の電圧Ｖｂと蓄電素子１３の電圧の和で表される電圧Ｖｈが印加されている。この状態では蓄電素子１３は充放電が行われていないので、図２（ｄ）に示すように、蓄電素子１３の電流Ｉｃは０である。

一方、低電圧負荷１７は定常的に動作し続けているので、図２（ｅ）に示すように、低電圧負荷１７の電流ＩＬは時間によらず一定となる。この電流ＩＬの供給源は、前記したように蓄電素子１３の電流Ｉｃが０であり、この時点ではＤＣ／ＤＣコンバータ１９も停止しているので、直流電圧源１０のみとなる。従って、図２（ｆ）に示すように、直流電圧源１０の電流Ｉｂは低電圧負荷１７の電流ＩＬと等しくなる。なお、詳細は後述するが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９は蓄電素子１３を充電する場合と、高電圧負荷１５への電力供給時に蓄電素子１３から直流電圧源１０に電力を供給する場合に動作する。

また、前記したようにＤＣ／ＤＣコンバータ１９は停止しているので、図２（ｇ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄは０である。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄは第２入出力端子２３を流れる電流とする。

上記の状態では蓄電素子１３が満充電ではないので、ハンドル操作が行われた時に十分な電力を高電圧負荷１５に供給できない可能性がある。そこで、ハンドル操作が行われておらず、高電圧負荷１５の消費電力Ｐｈが小さい時間ｔ１でＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させ、蓄電素子１３を満充電にする。具体的には、制御回路３３が第１入出力端子２１の電圧（Ｖｈに相当）を読み込み、高電圧負荷１５の駆動可能上限電圧（ＤＣ３０Ｖ）になるまで第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９を交互にオンオフ制御することで、直流電圧源１０から蓄電素子１３に電力を供給する。この際、蓄電素子１３への充電は定電流で行われるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１９が動作するので、図２（ｃ）に示すように、蓄電素子１３の電圧が経時的に上昇する。従って、高電圧負荷１５に印加される電圧Ｖｈも経時的に上昇する。また、図２（ｄ）に示すように、蓄電素子１３に流れる充電電流Ｉｃは時間ｔ１で正の一定値となる。

これに伴い、図２（ｆ）に示すように、蓄電素子１３への充電電流Ｉｃの供給源である直流電圧源１０の電流Ｉｂは時間ｔ１で急に増加した後、蓄電素子１３の電圧が上昇するに従って電流Ｉｂも上昇していく。ゆえに、図２（ｇ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄも時間ｔ１で正方向に急増した後、上昇していく。

制御回路３３は蓄電素子１３の充電中も電圧Ｖｈの監視を行っているので、図２（ｃ）に示すように、時間ｔ２で電圧Ｖｈが蓄電素子１３の満充電時の電圧であるＤＣ３０Ｖに達すれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の動作を停止する。これにより、時間ｔ２以降は電圧Ｖｈが一定電圧となる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の停止に伴い、図２（ｄ）に示すように、蓄電素子１３の電流Ｉｃは０になり、図２（ｇ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄも０になる。ゆえに、直流電圧源１０の電流Ｉｂは充電のための電流が０になるので、図２（ｆ）に示すように、低電圧負荷１７の電流ＩＬまで低下する。

次に、時間ｔ３でハンドル操作を行い、高電圧負荷１５がパルス的に大電力を消費したとする。この時、高電圧負荷１５は定電力を消費するので、その消費電力Ｐｈは図２（ａ）に示すように急激に一定値まで上昇する。それに伴い、図２（ｂ）に示すように、高電圧負荷１５の電流Ｉｈは時間ｔ３で急増する。

一方、蓄電素子１３は高電圧負荷１５に対して放電するため、その電圧は経時的に低下していく。ゆえに、高電圧負荷１５の電圧Ｖｈも経時的に低下するが、図２（ｂ）に示したように、高電圧負荷１５の電流Ｉｈは経時的に上昇しているので、両者の積である高電圧負荷１５の消費電力Ｐｈは図２（ａ）に示すように一定となる。

このような動作により、蓄電素子１３の電流Ｉｃは、図２（ｄ）に示すように負方向に流れ、経時的に低下していくが、これは図１の細線矢印で示したように蓄電素子１３から直流電圧源１０側に電流が流れる時、すなわち蓄電素子１３の充電時の電流の方向を正と定義したため、放電時には図２（ｄ）のように電流が経時的に低下することになる。しかし、その絶対値は経時的に増えているので、高電圧負荷１５への蓄電素子１３からの電流絶対値は経時的に上昇していくことになる。

一方、直流電圧源１０からも高電圧負荷１５に電流Ｉｂを供給するので、図２（ｆ）に示すように、時間ｔ３で電流Ｉｂが急増した後、経時的に上昇していく。なお、時間ｔ３においてはＤＣ／ＤＣコンバータ１９が停止したままなので、図２（ｇ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄは０のままである。

このような状態のまま時間ｔ４以降も高電圧負荷１５が定電力を消費し続けると、従来の構成では図２（ｃ）の太点線で示したように蓄電素子１３の電圧が下がり続けるので、それを補い、定電力を供給し続けるために、図２（ｄ）の太点線に示すように蓄電素子１３の電流Ｉｃの絶対値が上昇し続けるとともに、図２（ｆ）の太点線に示すように直流電圧源１０の電流Ｉｂも上昇し続ける。その結果、電流Ｉｂが限界に達してしまうと、必要な電流が得られず高電圧負荷１５を駆動できなくなる上に、直流電圧源１０の負担が大きくなり寿命に影響することから信頼性が低下してしまう。

そこで、本実施の形態１では、直流電圧源１０の電流Ｉｂにおける限界電流値（例えば１２０Ａ）に対して余裕を持たせた既定値Ｉｂｓ（例えば１００Ａ）を決定しておき、電流Ｉｂが既定値Ｉｂｓ以上になればＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動して、蓄電素子１３から直流電圧源１０に電力を供給するように制御している。この動作の詳細を以下に説明する。

時間ｔ４に至ると、図２（ｆ）の太実線に示すように、直流電圧源１０の電流Ｉｂが既定値Ｉｂｓに達したとする。この電流Ｉｂは電流センサ３９により制御回路３３が監視しているので、電流Ｉｂが既定値Ｉｂｓ以上になると、制御回路３３は第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９を交互にオンオフ制御することによりＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動する。この際、制御回路３３は電流Ｉｂが既定値Ｉｂｓになるようにオンオフ比を調整する。その結果、直流電圧源１０から出力される電流Ｉｂは既定値Ｉｂｓの一定値となる。このように動作することで、直流電圧源１０は限界電流値まで電流を流すことがなくなるので、負担が低減され高信頼性が得られる。

なお、電流Ｉｂを既定値Ｉｂｓにするためには、本来図２（ｆ）の太点線で示したように上昇していく電流分を蓄電素子１３から供給しなければならない。そのために、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９は蓄電素子１３から直流電圧源１０に電力を供給する方向に動作する。その結果、図２（ｇ）の太実線に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄは負方向で絶対値が経時的に増加していく。これにより、蓄電素子１３の電流Ｉｃは、図２（ｄ）の太実線に示すように電流Ｉｄを流す分だけ従来（太点線）よりも多くの電流が流れることになる。ゆえに、図２（ｃ）の太実線に示すように、蓄電素子１３の電圧が従来（太点線）よりも早く低下していくので、高電圧負荷１５に印加される電圧Ｖｈも時間ｔ４までの低下に比べ早く低下していく。しかし、電圧Ｖｈが低下した分、電流Ｉｃの絶対値が増加しているので、高電圧負荷１５の駆動に必要な定電力Ｐｈは、図２（ａ）に示すように維持される。従って、直流電圧源１０の負担を低減しつつ高電圧負荷１５を駆動し続けることができる。

なお、このような動作とすることにより、直流電圧源１０の負担は低減されるものの、蓄電素子１３の負担は増すことになる。そこで、蓄電素子１３として大容量、かつ急速充放電特性に優れる電気二重層キャパシタを用いている。これは、電気二重層キャパシタにおいて、たとえ従来の構成よりも大電流を放電したとしても、急速な放電が可能であるとともに、大容量ゆえに０Ｖ近傍までの放電に余裕があり、また０Ｖ近傍まで放電しても寿命にほとんど影響しない特性を有するためである。従って、時間ｔ４からｔ５の動作を行っても、蓄電素子１３にとってはそれほどの負担にならないことになる。

次に、時間ｔ５で高電圧負荷１５の動作が停止したとする。動作の停止は例えば高電圧負荷１５から発せられる信号により知ることができる。これにより、制御回路３３はＤＣ／ＤＣコンバータ１９の動作を停止する。その結果、まず図２（ａ）に示すように、高電圧負荷１５の消費電力Ｐｈはほぼ０となり、図２（ｂ）に示すように、高電圧負荷１５の電流Ｉｈもほとんど０となる。これに伴い、高電圧負荷１５に印加される電圧Ｖｈは、図２（ｃ）の太実線に示すように、高電圧負荷１５の動作が停止した時（時間ｔ５）の電圧を維持する。また、高電圧負荷１５とＤＣ／ＤＣコンバータ１９の動作が停止しているので、蓄電素子１３の放電も停止する。従って、図２（ｄ）に示すように、蓄電素子１３の電流Ｉｃも０になる。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の停止により、図２（ｇ）に示すように、電流Ｉｄも０になる。これらにより、電流Ｉｈ、Ｉｃ、Ｉｄがいずれもほぼ０になるため、図２（ｆ）に示すように、直流電圧源１０の電流Ｉｂは低電圧負荷１７にのみ供給され、その電流値はＩＬとなる。

時間ｔ５以降の状態は時間ｔ０とほぼ同じであるので、再び時間ｔ１以降の動作を繰り返すことにより、高電圧負荷１５に十分な電力を供給し続けることができる。

以上の構成、動作により、高電圧負荷１５への電力供給時に、蓄電素子１３から高電圧負荷１５に対してだけでなく直流電圧源１０に対しても電力を供給するので、直流電圧源１０の負担が低減され、かつ高電圧負荷１５に必要な電力の供給が可能な電源装置を実現できた。

なお、本実施の形態１では時間ｔ４において直流電圧源１０の電流Ｉｂを電流センサ３９にて検出しているが、これは高電圧負荷１５の電流Ｉｈを検出するようにしてもよい。この場合、図２（ｂ）、（ｆ）より電流Ｉｈと電流Ｉｂの間に相関があるので、時間ｔ４における既定値Ｉｂｓに相当する電流Ｉｈの既定値（Ｉｈｓと呼ぶ）をあらかじめ決定しておき、電流Ｉｈが既定値Ｉｈｓに至れば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動すればよい。

また、時間ｔ４におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１９の起動は、高電圧負荷１５の電圧Ｖｈにより制御してもよい。すなわち、本実施の形態１では電流センサ３９の出力によりＤＣ／ＤＣコンバータ１９の起動を制御しているが、高電圧負荷１５は定電力消費を行っているので、図２（ｂ）、（ｃ）に示すように、高電圧負荷１５の電流Ｉｈと電圧Ｖｈが反比例の関係を有する。従って、電流Ｉｈの既定値Ｉｈｓに対して電圧Ｖｈの既定値（Ｖｈｓと呼ぶ）をあらかじめ決定しておくことができる。これにより、制御回路３３は第１入出力端子２１により高電圧負荷１５の電圧Ｖｈを検出し、既定値Ｖｈｓに至ればＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動するように制御すればよい。また、直流電圧源１０が内部抵抗値を有していれば、直流電圧源１０に電流Ｉｂが流れることで電圧降下が生じるので、この電圧降下を検出することにより電流Ｉｂを推定することができる。すなわち、制御回路３３は直流電圧源１０の電圧Ｖｂを第２入出力端子２３から検出し、電圧Ｖｂが既定値（Ｖｂｓと呼ぶ）以下になった時に、電流Ｉｂが既定値Ｉｂｓ以上になったと推定できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動するように制御してもよい。これらの構成にすると、電流センサ３９が不要になり、より簡単な回路構成とすることができる。

さらに、本実施の形態１のように、高電圧負荷１５の電力消費パターンがあらかじめわかっている場合は、直流電圧源１０の電流Ｉｂを低減するためにＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動する時間ｔ４も既知となるため、制御回路３３の時間管理によってＤＣ／ＤＣコンバータ１９の起動制御を行ってもよい。また、高電圧負荷１５の内部回路によって消費電流Ｉｈがわかる場合は、高電圧負荷１５が直接ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄを制御して直流電圧源１０の電流Ｉｂを低減してもよい。これらの構成によっても、電流センサ３９が不要になり、より簡単な回路構成とすることができる。

また、本実施の形態１では、図２の時間ｔ１〜ｔ２と時間ｔ４〜ｔ５の区間のみＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動し、それ以外の区間は停止するように制御しているが、この停止区間は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄが０になる条件で第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９を駆動することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させ続けてもよい。これにより、図２（ｆ）に示すように、時間ｔ１やｔ３における直流電圧源１０の電流Ｉｂの急増に対し、高応答にＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させることができる。

また、本実施の形態１では図２（ｅ）に示すように、低電圧負荷１７の電流ＩＬが一定の場合について述べたが、電流ＩＬが変化する場合は次のように制御すればよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ１９は双方向型であるので、低電圧負荷１７の電流ＩＬが小さい時はＤＣ／ＤＣコンバータ１９で蓄電素子１３を充電する方向に動作させる。一方、電流ＩＬが大きい時は蓄電素子１３を放電する方向に動作させるとともに、高電圧負荷１５の電流Ｉｈが大きくなった時はＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄが負になるように、電流Ｉｈが小さい時は電流Ｉｄが正になるように制御する。これにより、電流ＩＬやＩｈの変動に対して、直流電圧源１０の電流Ｉｂの変動を常に抑制するように制御することが可能となる。

また、本実施の形態１では直流電圧源１０として車両用のバッテリを用いた場合について説明したが、これは交流電源を整流して直流電圧源とするＡＣアダプタ等であってもよい。この場合は、直流発電機１１が交流電源に、整流器１１ｂが整流回路に相当する。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図である。図４は本発明の実施の形態２における電源装置の電力、電圧、および電流の経時変化図であり、（ａ）は直流発電機の発電電力Ｐｇの経時変化図を、（ｂ）は直流発電機の電流Ｉｇの経時変化図を、（ｃ）は直流発電機の電圧Ｖｇの経時変化図を、（ｄ）は蓄電素子の電流Ｉｃの経時変化図を、（ｅ）は低電圧負荷の電流ＩＬの経時変化図を、（ｆ）は直流電圧源の電流Ｉｂの経時変化図を、（ｇ）はＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉｄの経時変化図を、それぞれ示す。なお、図３において、図１と同じ構成には同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。また、図３中の細線矢印の意味や定義も図１と同じである。また、本実施の形態２では車両制動エネルギーの回生システム付き自動車を例に説明する。

図３において、本実施の形態２の特徴となる構成は、車両制動エネルギーを回生する直流発電機１１を直流電圧源１０と蓄電素子１３の直列回路の両端に接続した点である。これにより、直流電圧源１０と蓄電素子１３を同時に充電することができる。なお、本実施の形態２では高電圧負荷１５が存在しない構成としたが、実施の形態１と同様に高電圧負荷１５があってもよい。この時の動作は、実施の形態１の動作と、以下に説明する本実施の形態２の動作を組み合わせたものとなる。

次に、本実施の形態２の電源装置の動作について図４を参照しながら説明する。なお、図４（ａ）〜（ｇ）において、いずれも横軸は時間を示す。

まず、時間ｔ０においては、通常の車両走行時であり、ブレーキ操作を行っていない状態であるとする。従って、図４（ａ）に示すように直流発電機１１の発電電力Ｐｇはほぼ０である。ゆえに、図４（ｂ）に示すように、直流発電機１１の電流Ｉｇもほぼ０となる。

この時、蓄電素子１３はそれを構成する電気二重層キャパシタに負電圧が印加されないようにするために、完全放電しないように制御されている。従って、時間ｔ０においてもある程度の電力を蓄えているので、蓄電素子１３の電圧は、ある値を有する。一方、直流電圧源１０はバッテリであるので、常に一定の電圧Ｖｂ（例えばＤＣ１２Ｖ）を有する。これらのことから、図４（ｃ）に示すように、直流発電機１１の電圧Ｖｇは直流電圧源１０の電圧Ｖｂと蓄電素子１３の電圧の和となる。この状態では蓄電素子１３は充放電が行われていないので、図４（ｄ）に示すように、蓄電素子１３の電流Ｉｃは０である。

一方、低電圧負荷１７は定常的に動作し続けているので、図４（ｅ）に示すように、低電圧負荷１７の電流ＩＬは時間によらず一定となる。この電流ＩＬの供給源は、前記したように蓄電素子１３の電流Ｉｃが０であり、この時点ではＤＣ／ＤＣコンバータ１９も停止しているので、直流電圧源１０のみとなる。従って、図４（ｆ）に示すように、直流電圧源１０の電流Ｉｂは低電圧負荷１７の電流ＩＬと等しくなる。なお、詳細は後述するが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９は蓄電素子１３に回収した制動時の電力を直流電圧源１０に充電する場合と、直流発電機１１の発電時に直流電圧源１０から蓄電素子１３に電力を供給する場合に動作する。

また、前記したようにＤＣ／ＤＣコンバータ１９が停止しているので、図４（ｇ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄは０である。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄは第２入出力端子２３を流れる電流とする。

次に、時間ｔ１でブレーキ操作を行い、直流発電機１１が制動エネルギーを電力に変換（＝発電）したとする。この時、本実施の形態２では直流発電機１１が定電力を発電するものとする。ゆえに、発電電力Ｐｇは図４（ａ）に示すように急激に一定値まで上昇する。それに伴い、図４（ｂ）に示すように、直流発電機１１の電流Ｉｇは時間ｔ１で負方向に急増する。

一方、蓄電素子１３は直流発電機１１の発電電力を充電するため、その電圧は時間ｔ１以降、経時的に上昇していく。ゆえに、直流発電機１１の電圧Ｖｇも経時的に上昇するが、図４（ｂ）のように、直流発電機１１の電流Ｉｇの絶対値は経時的に０に近づくので、両者の積である直流発電機１１の発電電力Ｐｇは図４（ａ）に示すように一定となる。

このような動作により、蓄電素子１３の電流Ｉｃは、図４（ｄ）に示すように正方向に大きく流れた後、経時的に低下していく。

一方、直流電圧源１０にも直流発電機１１の電力が充電されるので、その電流Ｉｂは、図４（ｆ）に示すように、時間ｔ１で負方向に急増した後、電流Ｉｂの絶対値が経時的に０に近づく。なお、直流電圧源１０は、図４（ｅ）に示すように常に低電圧負荷１７に定電流ＩＬを供給し続けているので、直流発電機１１から直流電圧源１０に入力される電流と直流電圧源１０に入力される電流と定電流ＩＬの差分が電流Ｉｂとして直流電圧源１０に充電されることになる。

この時、制御回路３３は電流センサ３９で読み込んだ電流Ｉｂの絶対値が既定値の絶対値（Ｉｂｋ）以上であれば、第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９を交互にオンオフ制御することにより、直流電圧源１０から蓄電素子１３に電力を供給する方向にＤＣ／ＤＣコンバータ１９を起動する。なお、既定値は直流電圧源１０の限界充電電流（直流電圧源１０の最大充電電圧であるＤＣ１６Ｖを印加した時に流れる電流値）より余裕を持たせた値としてあらかじめ決定しておく。ここで、図４（ｆ）においては、既定値を−Ｉｂｋとして負の値で記載しているが、これは図３の細線矢印に示すように、直流電圧源１０の電流Ｉｂが放電時に正、充電時に負と定義したためである。

制御回路３３は、第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９のオンオフ比を調整することで、直流電圧源１０に入力される電流−Ｉｂが既定値−Ｉｂｋになるように制御するので、図４（ｆ）の太実線に示すように、電流−Ｉｂが既定値−Ｉｂｋを負方向に超えることがなくなる。従って、充電電流の抑制が可能となるので、直流電圧源１０の負担を低減でき、信頼性が向上する。なお、図４（ｆ）の太点線はＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させなかった場合であり、この際は電流−Ｉｂが限界充電電流に近づくため、直流電圧源１０の寿命に影響を与える可能性が大きくなる。

ここで、時間ｔ１においてＤＣ／ＤＣコンバータ１９が起動したことにより、図４（ｇ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄが正方向に大きく流れる。この電流はＤＣ／ＤＣコンバータ１９により第１入出力端子２１から蓄電素子１３に供給されるので、実質的には直流電圧源１０への過剰な充電電流をＤＣ／ＤＣコンバータ１９により蓄電素子１３に流していることになる。従って、直流電圧源１０の負担は低減されるものの、蓄電素子１３の負担は増すことになるが、実施の形態１で説明したように、蓄電素子１３として大容量、かつ急速充放電特性に優れる電気二重層キャパシタを用いているので、蓄電素子１３にとってはそれほどの負担にならない。

その後、図４（ｃ）に示すように、蓄電素子１３の電圧は充電されるとともに上昇していくが、図４（ａ）に示すように発電電力Ｐｇが一定であるので、図４（ｂ）に示すように直流発電機１１の電流Ｉｇは経時的に０に近づく。この際、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９が動作している場合は、図４（ｃ）の太実線に示すように、蓄電素子１３の電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ１９が動作していない場合（図４（ｃ）の太点線）に比べ傾きが大きくなる。これは、直流電圧源１０への過剰な充電電流分を蓄電素子１３が充電しているためである。その結果、図４（ｂ）の太実線に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９が動作していない場合（図４（ｂ）の太点線）に比べ、直流発電機１１の電流Ｉｇは早く０に近づく。また、図４（ｄ）の太実線に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９が動作していない場合（図４（ｄ）の太点線）に比べ、時間ｔ１での蓄電素子１３の電流Ｉｃは大きくなるとともに、その後早く低下していく。

次に、図４（ｆ）の太実線に示すように、時間ｔ２で直流電圧源１０の電流−Ｉｂが既定値−Ｉｂｋから０に向かい、電流絶対値が低下したとする。この時点で制御回路３３はＤＣ／ＤＣコンバータ１９の動作を停止する。その結果、図４（ｇ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄは０になるとともに、電流Ｉｂの絶対値と蓄電素子１３の電流Ｉｃ（図４（ｄ）の太実線）が経時的に低下していくので、図４（ｂ）の太実線に示すように直流発電機１１の電流Ｉｇの絶対値も経時的に低下し続ける。従って、図４（ｃ）の太実線に示すように直流発電機１１の電圧Ｖｇは経時的に上昇し続ける。

その後、時間ｔ３でブレーキ操作が終了し、直流発電機１１の発電が停止したとする。これにより、まず図４（ａ）に示すように、直流発電機１１の発電電力Ｐｇはほぼ０となり、図４（ｂ）に示すように、直流発電機１１の電流Ｉｇもほとんど０となる。これに伴い、直流発電機１１の電圧Ｖｇは、図４（ｃ）の太実線、および太点線に示すように、直流発電機１１の発電が停止した時（時間ｔ３）の電圧をそれぞれ維持する。さらに、直流発電機１１の発電とＤＣ／ＤＣコンバータ１９の動作が停止しているので、蓄電素子１３への充電も停止する。従って、図４（ｄ）に示すように、蓄電素子１３の電流Ｉｃも０になる。また、時間ｔ２ですでにＤＣ／ＤＣコンバータ１９が停止しているので、図４（ｇ）に示すように、電流Ｉｄも０のままである。これらにより、電流Ｉｇ、Ｉｃ、Ｉｄがいずれもほぼ０になるため、図４（ｆ）に示すように、直流電圧源１０の電流Ｉｂは時間ｔ０〜ｔ１と同様に低電圧負荷１７にのみ供給され、その電流値はＩＬとなる。

時間ｔ３〜ｔ４は直流発電機１１の発電電力が極めて小さいので、制御回路３３はこの状態の時に蓄電素子１３に蓄えた制動エネルギーを直流電圧源１０に定電流充電する。これにより、直流電圧源１０に充電し切れなかった制動エネルギーを定電流で着実に蓄電素子１３から充電するので、極めて高効率な回生システムとすることができる。この際の動作は以下の通りである。

制御回路３３はブレーキ操作が行われておらず、直流発電機１１の発電電力Ｐｇが極めて小さいという条件の時（時間ｔ４）に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させ、蓄電素子１３の電力を直流電圧源１０に供給する。具体的には、制御回路３３が第１入出力端子２１の電圧（Ｖｇに相当）を読み込み、蓄電素子１３の放電下限電圧（時間ｔ０と同じ電圧）になるまで第１スイッチング素子２７と第２スイッチング素子２９を交互にオンオフ制御することで、蓄電素子１３から直流電圧源１０に電力を供給する。この際、前記したように直流電圧源１０への充電は定電流で行われるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１９が動作するので、図４（ｃ）の太実線や太点線に示すように、蓄電素子１３の電圧が直線的に低下する。従って、直流発電機１１の電圧Ｖｇも経時的に低下する。また、図４（ｄ）に示すように、蓄電素子１３の放電電流Ｉｃは時間ｔ４で負の一定値となる。

これに伴い、図４（ｆ）に示すように、直流電圧源１０の充電電流Ｉｂは時間ｔ４で急に低下した後、蓄電素子１３の電圧が低下するに従って電流Ｉｂが上昇していく。ゆえに、図４（ｇ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄも時間ｔ４で負方向に急増した後、上昇していく。なお、図４（ｆ）の電流Ｉｂは、直流電圧源１０から低電圧負荷１７に供給している電流ＩＬ（ここでは正の電流）と蓄電素子１３からＤＣ／ＤＣコンバータ１９によって供給される電流Ｉｄ（ここでは負の電流）の和であるため、時間ｔ４で電流Ｉｂが低下することになる。また、図４（ｆ）、および（ｇ）において、太点線は太実線に比べ電流絶対値がいずれも大きくなっているが、これは、図４（ｃ）において太点線で示した蓄電素子１３の電圧が太実線の場合に比べて低いためである。すなわち、蓄電素子１３の電圧が低い分、電流ＩｂやＩｄが大きくなる。

制御回路３３は直流電圧源１０の充電中も電圧Ｖｇの監視を行っているので、時間ｔ１〜ｔ２でＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させなかった場合は図４（ｃ）の太点線に示すように時間ｔ５で、また、時間ｔ１〜ｔ２でＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させた場合は図４（ｃ）の太実線に示すように時間ｔ６で、それぞれ電圧Ｖｇが蓄電素子１３の前記放電下限電圧に達すれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の動作を停止する。なお、時間ｔ１〜ｔ２でＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させた時は、させなかった時に比べて蓄電素子１３を長時間放電することができるが、これは時間ｔ１〜ｔ２で直流電圧源１０に充電できない分も蓄電素子１３により充電したためである。

時間ｔ５（太点線）、またはｔ６（太実線）でＤＣ／ＤＣコンバータ１９を停止すると、それ以降は電圧Ｖｇが時間ｔ０と同じ一定電圧となる。また、図４（ｄ）に示すように、蓄電素子１３の電流Ｉｃは０になり、図４（ｇ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の電流Ｉｄも０になる。ゆえに、直流電圧源１０の電流Ｉｂは、図４（ｆ）に示すように、低電圧負荷１７の電流ＩＬになる。

この時間ｔ６以降の状態は時間ｔ０と同じであるので、再び時間ｔ１以降の動作を繰り返すことにより、直流発電機１１の発電電力を効率よく回収し続けることができる。

以上の構成、動作により、直流発電機１１の発電電力を直流電圧源１０と蓄電素子１３に充電する際に、直流電圧源１０の充電電流−Ｉｂが既定値−Ｉｂｋを超えた分を加えて蓄電素子１３を充電するので、直流電圧源１０の負担が低減され、充電時にも高信頼な電源装置を実現できた。

なお、本実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、直流電圧源１０の電流Ｉｂを検出する替わりに、直流発電機１１の電流Ｉｇを検出してもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９を動作させ続けてもよい。

また、実施の形態１、２では電源装置をそれぞれ電動パワーステアリングと制動エネルギーの回生システムに適用した場合について説明したが、これはアイドリングストップシステムや電動過給器、ハイブリッドシステム等に用いてもよい。

本発明の電源装置は、大電力に対して直流電圧源の負担が低減されるので、特に大きな負荷変動や発電変動が発生する場合の電源装置等として有用である。

本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における電源装置の電力、電圧、および電流の経時変化図であり、（ａ）高電圧負荷の消費電力Ｐｈの経時変化図、（ｂ）高電圧負荷の電流Ｉｈの経時変化図、（ｃ）高電圧負荷の電圧Ｖｈの経時変化図、（ｄ）蓄電素子の電流Ｉｃの経時変化図、（ｅ）低電圧負荷の電流ＩＬの経時変化図、（ｆ）直流電圧源の電流Ｉｂの経時変化図、（ｇ）ＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉｄの経時変化図 本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態２における電源装置の電力、電圧、および電流の経時変化図であり、（ａ）直流発電機の発電電力Ｐｇの経時変化図、（ｂ）直流発電機の電流Ｉｇの経時変化図、（ｃ）直流発電機の電圧Ｖｇの経時変化図、（ｄ）蓄電素子の電流Ｉｃの経時変化図、（ｅ）低電圧負荷の電流ＩＬの経時変化図、（ｆ）直流電圧源の電流Ｉｂの経時変化図、（ｇ）ＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉｄの経時変化図 従来の電源装置のブロック回路図

符号の説明

１０ 直流電圧源
１１ 直流発電機
１３ 蓄電素子
１５ 高電圧負荷
１９ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２７ 第１スイッチング素子
２９ 第２スイッチング素子
３１ インダクタンス素子
３３ 制御回路

Claims (9)

1. 直流電圧源と、
   前記直流電圧源に直列に接続された蓄電素子と、
   前記直流電圧源と前記蓄電素子間のエネルギーの授受を行うように接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記直流電圧源と前記蓄電素子の直列回路の両端に接続された負荷とから構成され、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵された制御回路は、前記負荷への電力供給時に前記蓄電素子から前記直流電圧源に電力を供給することにより、前記直流電圧源から出力される電流を低減するようにした電源装置。
2. 前記制御回路は、前記直流電圧源から出力される電流が既定値以上の時に前記ＤＣ／ＤＣコンバータを起動し、前記蓄電素子から前記直流電圧源に電力を供給するようにした請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御回路は、前記負荷の消費電力が小さい時に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記直流電圧源から前記蓄電素子に電力を供給するようにした請求項１に記載の電源装置。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは少なくとも前記制御回路と、
   前記制御回路によりオンオフ制御される、直列接続された第１スイッチング素子、および第２スイッチング素子と、
   前記直流電圧源と前記蓄電素子の接続点に一端が、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に他端が、それぞれ接続されたインダクタンス素子とからなり、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の直列回路の両端が、前記直流電圧源と前記蓄電素子の直列回路の両端に並列に接続された構成を有し、
   前記制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を交互にオンオフ制御するためのオンオフ比を調整することで、前記直流電圧源から出力される電流を制御するようにした請求項１に記載の電源装置。
5. 直流電圧源と、
   前記直流電圧源に直列に接続された蓄電素子と、
   前記直流電圧源と前記蓄電素子間のエネルギーの授受を行うように接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記直流電圧源と前記蓄電素子の直列回路の両端に接続された直流発電機とから構成され、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵された制御回路は、前記直流発電機が発電する時に、前記直流電圧源から前記蓄電素子に電力を供給することにより、前記直流電圧源に入力される電流を低減するようにした電源装置。
6. 前記制御回路は、前記直流電圧源に入力される電流が既定値以上の時に前記ＤＣ／ＤＣコンバータを起動し、前記直流電圧源から前記蓄電素子に電力を供給するようにした請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制御回路は、前記直流発電機の発電電力が小さい時に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記蓄電素子から前記直流電圧源に電力を供給するようにした請求項５に記載の電源装置。
8. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは少なくとも前記制御回路と、
   前記制御回路によりオンオフ制御される、直列接続された第１スイッチング素子、および第２スイッチング素子と、
   前記直流電圧源と前記蓄電素子の接続点に一端が、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に他端が、それぞれ接続されたインダクタンス素子とからなり、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の直列回路の両端が、前記直流電圧源と前記蓄電素子の直列回路の両端に並列に接続された構成を有し、
   前記制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を交互にオンオフ制御するためのオンオフ比を調整することで、前記直流電圧源に入力される電流を制御するようにした請求項５に記載の電源装置。
9. 前記蓄電素子は電気二重層キャパシタである請求項１、または５に記載の電源装置。

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