JP2008211240A - 多層回路基板、その製造方法、および、その特性インピーダンス調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】反射の小さい信号線用ビアホールを高密度にしかも安価に設ける。
【解決手段】互いに対向配置された少なくとも２つの第１のシールド層と、第１のシールド層の間に設けられた絶縁体と、絶縁体の内部に、第１のシールド層と実質的に平行に、かつ互いに対向して配置された少なくとも２つの配線層と、配線層の対向方向に沿って絶縁体を貫通して設けられて配線層どうしを接続する接続体と、配線層の対向方向に沿った接続体の中央位置において接続体に挟み込まれて、接続体の一端側部分と他端側部分とを電気的に接続する中間接続層と、中間接続層の略同一面上に設けられ、かつ、当該中間接続層の周囲に離間して配置された第２のシールド層とを有し、配線層を略円形とみなした場合の直径をｍとし、中間接続層を略円形とみなした場合の直径をｒとすると、接続体が配線層よりその特性インピーダンスが高い場合に、ｒ＜ｍとする。
【選択図】図９

Description

本発明は層間に充填する導電体により層間接続を行う多層回路基板と、その製造方法と、その特性インピーダンス調整方法に関する。

近年、コンピュータの高速化、高性能化要求とともに、半導体素子を高密度実装する要求が強まっている。スーパーコンピュータ等のハイエンドの分野においては、半導体素子の実装に用いられているセラミック基板を、２層の配線層を接地層（または電源層）で挟んだ構造とすることで、クロストークの低減や特性インピーダンスの制御を高密度実装に併せて実現している。
特開平５−２０６６７８号公報

高いクロック周波数を用いたデータ転送では、上述した構造を採用しても、クロストークの低減、特性インピーダンスの制御において十分なる効果を得ることができない。

そこで、従来から、特許文献１に示されたものがある。これは、信号接続体の周りに遮蔽接続体を設けた多層配線基板において、遮蔽接続体の個数を５個以上としている。これにより、層間接続部におけるクロストークの低減や特性インピーダンスの安定化を図っている。このようにしても、配線基板では非常に多くの接続体を設けることが必要となるので、近年の高密度実装や多ピン化への対応が十分に行うことができない。

したがって、本発明の主たる目的は、信号配線層と信号線用接続体の特性インピーダンスの差による信号の反射が小さい信号線用接続体を高密度にしかも安価にして、特性インピーダンスの安定化と高密度実装とを両立することである。

本発明のさらに他の目的は、特性インピーダンスの整合に要する基板構造の小型化を図ることである。

上述した目的を達成するために、本発明の多層回路基板は、互いに対向配置された少なくとも２つの第１のシールド層と、前記第１のシールド層の間に設けられた絶縁体と、前記絶縁体の内部に、前記第１のシールド層と実質的に平行に、かつ互いに対向して配置された少なくとも２つの配線層と、前記配線層の対向方向に沿って前記絶縁体を貫通して設けられて前記配線層どうしを接続する接続体と、前記配線層の対向方向に沿った前記接続体の中央位置において前記接続体に挟み込まれて、前記接続体の一端側部分と他端側部分とを電気的に接続する中間接続層と、前記中間接続層の略同一面上に設けられ、かつ、当該中間接続層の周囲に離間して配置された第２のシールド層とを有し、前記配線層を略円形とみなした場合の直径をｍとし、前記中間接続層を略円形とみなした場合の直径をｒとすると、前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが高い場合に、ｒ＜ｍとする。

また本発明の多層回路基板は、互いに対向配置された少なくとも２つの第１のシールド層と、前記第１のシールド層の間に設けられた絶縁体と、前記絶縁体の内部に、前記第１のシールド層と実質的に平行に、かつ互いに対向して配置された少なくとも２つの配線層と、前記配線層の対向方向に沿って前記絶縁体を貫通して設けられて前記配線層どうしを接続する接続体と、前記配線層の対向方向に沿った前記接続体の中央位置において前記接続体に挟み込まれて、前記接続体の一端側部分と他端側部分とを電気的に接続する中間接続層と、前記中間接続層の略同一面上に設けられ、かつ、当該中間接続層の周囲に離間して配置された第２のシールド層とを有し、前記配線層を略円形とみなした場合の直径をｍとし、前記中間接続層を略円形とみなした場合の直径をｒとすると、前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが低い場合に、ｒ＞ｍとする。

また本発明の多層配線基板の特性インピーダンス調整方法は、互いに対向配置された少なくとも２つの第１のシールド層と、前記第１のシールド層の間に設けられた絶縁体と、前記絶縁体の内部に、前記第１のシールド層と実質的に平行に、かつ互いに対向して配置された少なくとも２つの配線層と、前記配線層の対向方向に沿って前記絶縁体を貫通して設けられて前記配線層どうしを接続する接続体と、前記配線層の対向方向に沿った前記接続体の中央位置において前記接続体に挟み込まれて、前記接続体の一端側部分と他端側部分とを電気的に接続する中間接続層と、前記中間接続層の略同一面上に設けられ、かつ、当該中間接続層の周囲に離間して配置された第２のシールド層とを有する多層回路基板の特性インピーダンス調整方法であって、前記配線層を略円形とみなした場合の直径をｍとし、前記中間接続層を略円形とみなした場合の直径をｒとすると、前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが高い場合には、ｒ＜ｍとし、前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが低い場合には、ｒ＞ｍとする。

また本発明の多層回路基板の製造方法は、下側絶縁層の下面に下側配線層を、また、下側絶縁層の内部に、その厚み方向に貫通して前記下側配線層に電気的に接続する下側接続体をそれぞれ形成する工程と、前記下側絶縁層の上面に、前記下側配線層に電気的に接続する中間接続層と、前記中間接続層の周囲に離間して配置されるシールド層とをそれぞれ形成する工程と、前記下側絶縁層の上面に被覆層を形成し、この被覆層に前記中間接続層とシールド層との間の隙間に実質的に一致する開口を形成する工程と、前記被覆層の上面に、前記下側絶縁層より比誘電率の低い絶縁体を形成し、前記開口上の前記絶縁体を除いて前記絶縁体を被覆層とともに除去する工程と、前記下側絶縁層の上面に、下側絶縁層と同等の比誘電率を有する上側絶縁層を形成する工程と、前記上側絶縁層の内部に、その厚み方向に貫通して前記中間接続層に電気的に接続する上側接続体を形成する工程と、前記上側絶縁層の上面に、前記上側接続体に電気的に接続する上側配線層を形成する工程とを含む。

本発明は、この条件を満たすことで、配線層の特性インピーダンスと接続体の特性インピーダンスとを、信号反射率が０．０５以下になる程度まで整合させることができる。

以上説明したように、本発明によれば、配線層の特性インピーダンスと接続体の特性インピーダンスとを、信号反射率が０．０５以下になる程度まで整合させることができた。しかも、このような特性インピーダンスの整合を余分なビアホールを形成する必要もなく実現することができた。これにより、信号配線層と信号線用ビアホールとの特性インピーダンスの差による信号の反射が小さい信号線用ビアホールを高密度にしかも安価に設けることができるという効果がある。

以下、本発明の好ましい具体例について図面を参照して説明する。

図１は本発明の参考例に従う構成を示している。この参考例は、４層の多層回路基板を例にして本発明を説明するが、本発明は、４層以外の層数の多層回路基板においても同様に実施することができるのはいうまでもない。

この多層回路基板は絶縁体の一例である積層体１０１を備えている。積層体１０１は４層に積層配置された絶縁層１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄを積層一体化して構成されている。積層体１０１の最下層に位置する絶縁層１００Ａの上面には、下側配線層の一例である配線層１０２が設けられている。配線層１０２は配線状にパターニングされた導電膜から構成されている。

絶縁層１００Ａの上面には、下側絶縁層の一例である絶縁層１００Ｂが積層配置されている。配線層１０２は、絶縁層１００Ａと絶縁層１００Ｂとにより挟持されている。絶縁層１００Ｂには、下側接続体の一例である接続体１０３が設けられている。接続体１０３は、厚み方向に絶縁層１００Ｂを貫通して穿たれたほぼ円柱形状の接続孔１０４に導電体１０５を充填することで形成されている。

接続体１０３は、配線層１０２に設けられた接続ランド１０２ａ上に配置されている。接続体１０３は、その下端が接続ランド１０２ａに当接することで、配線層１０２に電気的に接続されている。接続体１０３は例えば、銅などの金属フィラーを充填してなる導体や、接続孔１０４と同等の形状をしたポキシ樹脂などの絶縁体の表面を金属メッキなどの導体で覆ったものから構成されている。

接続体１０３の直径Ｒは接続ランド１０２ａの直径より若干小径に設定されている。これにより接続体１０３と接続ランド１０２ａとの間の位置合わせ（アライメント）の誤差を吸収して、両者の接続の確実性を高めている。

絶縁層１００Ｂの上面には、中間接続層の一例であるビアランド１０６と、シールド層の一例である接地層１０７とが設けられている。ビアランド１０６と接地層１０７は共に導電膜から構成されている。ビアランド１０６は、平面視略円形形状にパターニングされている。ビアランド１０６は、接続体１０３の上端位置に接続体１０３とほぼ同心に設けられている。ビアランド１０６は、接続体１０３の上端に当接することで、接続体１０３に電気的に接続されている。ビアランド１０６の直径ｒは接続体１０３の直径Ｒより若干大径（ｒ＞Ｒ）に設定されている。これにより、ビアランド１０６と接続体１０３との位置合わせ（アライメント）の誤差を吸収して、両者の接続の確実性を高めている。

接地層１０７は、ビアランド１０６の周囲を取り囲んで配設されている。接地層１０７は、絶縁層１００Ｂの上面をほぼ覆って配設されている。ビアランド１０６の形成領域を避けるため、接地層１０７には、円形の切欠部１０７ａが形成されている。切欠部１０７ａは、ビアランド１０６と同心に配置されている。切欠部１０７ａの直径Ｎは、ビアランド１０６の直径ｒより大径（Ｎ＞ｒ）に設定されている。接地層１０７をこのような形状とすることで、ビアランド１０６と接地層１０７との間には幅Ｌを有するリング状の間隙１０８が形成されている。間隙１０８によりビアランド１０６と接地層１０７とは電気的に絶縁されている。

なお、この具体例では、ビアランド１０６の周囲に接地層１０７を設けたが、これに代わって同形状の電源層をシールド層として設けてもよいのはいうまでもない。さらには、接地層と電源層とを両方とも設けてもよいのもいうまでもない。

絶縁層１００Ｂの上面には、絶縁層１００Ｃが積層配置されている。ビアランド１０６と接地層１０７とは、絶縁層１００Ｂ、１００Ｃにより挟持されている。絶縁層１００Ｂには、上側接続体の１例である接続体１０９が設けられている。接続体１０９は、接続孔１１０を導電体１１１で充填することで形成されている。

接続孔１１０はその厚み方向に絶縁層１００Ｃを貫通してほぼ円柱形状に形成されている。接続体１０９はビアランド１０６上に配設されている。接続体１０９は、その下端がビアランド１０６に当接することで、ビアランド１０６に電気的に接続されている。接続体１０９は、接続体１０３とほぼ同心位置に、ほぼ同じ直径Ｒに形成配置されている。接続体１０９の電気特性を接続体１０３と同じにするために、接続体１０９を構成する導電体１１１は、接続体１０３を構成する導電体１０５と同材質となっている。

絶縁層１００Ｃの上面には上側配線層の一例である配線層１１２が設けられている。配線層１１２は配線状にパターニングされた導電膜から構成されている。配線層１１２には接続ランド１１２ａが一体に形成されている。接続ランド１１２ａは平面視円形形状をしている。接続ランド１１２ａは接続体１０９の上端位置に接続体１０９とほぼ同心に設けられている。接続ランド１１２ａは接続体１０９の上端に当接することで接続体１０９に電気的に接続されている。接続ランド１１２ａの直径は接続体１０９の直径Ｒより若干大径に設定されている。これにより接続ランド１１２ａと接続体１０９との位置合わせ（アライメント）の誤差を吸収して、両者の接続の確実性を高めている。

接続体１０３、ビアランド１０６、および接続体１０９を介した配線層１０２と配線層１１２との間の接続距離は図１に示すようにｈとなっている。

絶縁層１００Ｃの上面には、絶縁層１００Ｄが積層配置されている。配線層１１２は、絶縁層１００Ｃと絶縁層１００Ｄとにより挟持されている。

この具体例においては、間隔１０８の幅Ｌが次の（１）式の条件を満たしている。これにより、接続体１０３および接続体１０９から構成される接続体全体の特性インピーダンスを、配線層１０２および配線層１１２の特性インピーダンスに整合している。

（Ｒ・ｒ）／（２・ｈ）≦Ｌ≦（５・Ｒ・ｒ）／ｈ …（１）
Ｒ：接続体１０３、１０９の直径、
ｒ：ビアランド１０６の直径、
ｈ：接続体１０３、ビアランド１０６、および接続体１０９を介した配線層１０２と配線層１１２との間の接続距離、
Ｌ：間隙１０８の幅、
また、上記条件式（１）の範囲のうち、
（Ｒ・ｒ）／ｈ≦Ｌ≦（２・Ｒ・ｒ）／ｈ …（２）
を満たす範囲であれば、さらに上記した特性インピーダンスの整合が良くなり、信号の反射は生じにくくなり、さらに好ましい。

さらには、上記条件式（１）の範囲のうち、
Ｌ＝（１．５・Ｒ・ｒ）／ｈ …（３）
を満たす場合が最も好ましい（ベストモード）。

以下、上述した条件を設定する理由を説明する。

図２に、上記幅Ｌを順次変えた条件において、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２との間に発生する信号反射量の変動を測定した結果を示す。信号反射量の変動は特性インピーダンスの不整合に起因する。

この測定は、配線層１０２、１１２の線幅を１９０μｍとし、絶縁体層１００Ａ〜１００Ｄの比誘電率を３．５とし、接続距離ｈを２００μｍとした条件で測定している。

図２においては、横軸を、（Ｒ・ｒ）／ｈで規格化した幅Ｌの値とし、縦軸を、信号反射量にしている。

図２から明らかなように、幅Ｌが、（Ｒ・ｒ）／（２・ｈ）≦Ｌ≦（５・Ｒ・ｒ）／ｈの条件を満たす範囲αにおいては、信号反射量は０．０５以下という、十分低い値になる。

幅Ｌが、（Ｒ・ｒ）／ｈ≦Ｌ≦（２・Ｒ・ｒ）／ｈの条件を満たす範囲βにおいては、信号反射量は、０．０２以下という、さらに、低い値となる。

幅Ｌが、Ｌ＝（１．５・Ｒ・ｒ）／ｈの条件を満たす点γになると、信号反射量は、０．０１という、最小値となる。

１ＧＨｚ以下のクロック周波数を用いたデータ転送を実現するシステムでは、入力信号の５％（＝０．０５）以下の反射量が必要となる。以下、その理由を、図３を参照して説明する。

近年のＤｙｎａｍｉｃＲＡＭを用いたメモリシステムにおけるＩＯインターフェースに関して、ＲＡＮＢＵＳ（米国のランバス社が提唱する高速のバスシステム）、ＳＴＬ（Stub Series Terminated transceiver Logic等の規格が提案されて実現している。例えば、日本電子機械工業規格であるＳＳＴＬ＿３(Stub Series Terminated Logic for 3.3Volts)においては、出力レベルの規格として出力電圧が３．３±０．３Ｖ、入力基準電圧Ｖref１．５±０．２Ｖ、入力電圧ハイレベル最小値ＶＩＨ(dc)が入力基準電圧Ｖref＋０．２Ｖ、入力電圧ローレベル最大値ＶＩＬ(dc)が入力基準電圧Ｖref−０．２Ｖとなっている。

入力信号は通常タイミング規格を満たすために必要な入力レベルＶＩＨ(ac)、ＶＩＬ(ac)を満たしている。それは入力基準電圧Ｖref±０．４Ｖである。受信端の論理の確定は入力電圧ハイレベル最小値ＶＩＨ(dc)以上のときHighとなる。同様に、入力電圧ハイレベル最小値ＶＩＨ(dc)以下のときLowであると決定される。それ以外の電圧では不確定となり、論理は確定しない。

出力電圧が３．３Ｖのとき、接続体１０３、１０９での信号の反射量が、０．０６であると、反射信号の振幅は０．２１６Ｖとなる。この反射信号が入力信号のノイズとして加わると、ノイズの加わった信号のハイレベルは入力信号基準電圧Ｖre＋０．４±０．２１６Ｖとなる。ノイズの加わった入力信号のローレベルは入力信号基準信号Ｖref−０．４±０．２１６Ｖとなる。そうすると、ノイズの加わった入力信号のハイレベルの最小値とローレベルの最大値とは、入力信号基準電圧Ｖref＋０．１８４Ｖと、入力信号の入力基準電圧Ｖref−０．１８４Ｖとなる。この場合、入力電圧ハイレベルの最小値ＶＩＨ(dc)である入力基準電圧Ｖref＋０．２Ｖや、入力電圧ローレベルの最大値ＶＩＬ(dc)である入力基準電圧Ｖref−０．２Ｖを満たさなくなる。つまり、論理が確定せず誤動作となる。このように、反射量が０．０６以上では誤動作の原因となる。これに加えて、入力信号は接続体１０３、１０９での反射信号以外のノイズの影響も受けるので、接続体での反射信号を小さく抑制する必要である。このような理由により信号反射量は、５％（＝０．０５）以下が必要となる。

例えば、接続距離ｈを４００μｍ、直径Ｒを２００μｍ、直径ｒを４００μｍに設定した場合（以下、設定１という）、
（Ｒ・ｒ）／（２・ｈ）＝１００
（５・Ｒ・ｒ）／ｈ＝１０００
となる。そのため、（１）式は、
１００≦Ｌ≦１０００ …（１）'
となる。

設定１において、幅Ｌを５０μｍや２ｍｍ（＝２０００μｍ）にすると、（１）'式の条件を満たさない。そのため、接続体１０３、１０９と、配線層１０２、１１２とは、特性インピーダンスが整合せず、両者の間で信号の反射が大きくなって問題となる。

設定１において、幅Ｌを、１００μｍ、４００μｍ、１０００μｍにすると、（１）'式の条件を満たす。すると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、特性インピーダンスが整合し、両者の間で信号の反射はほとんど生じなくなる。

また、このとき、
（Ｒ・ｒ）／ｈ＝２００
（２・Ｒ・ｒ）／ｈ＝４００
となる。そのため、（２）式は、
２００≦Ｌ≦４００ …（２）'
となる。

そこで、設定１において、幅Ｌを、２００μｍ、４００μｍ、といった（２）'式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスがより以上に整合し、両者の間で信号の反射がさらに生じなくなる。

さらには、設定１では、
（１．５・Ｒ・ｒ）／ｈ＝３００
となる。そのため、上述した（３）式は、
Ｌ＝３００ …（３）'
となる。

そこで、設定１において、幅Ｌを、３００μｍにして、（３）'式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスが最も整合し、両者の間での信号の反射が最小となる。

また、接続距離ｈを２００μｍ、直径Ｒを２００μｍ、直径ｒを３００μｍに設定した場合（以下、設定２という）、
（Ｒ・ｒ）／（２・ｈ）＝１５０
（５・Ｒ・ｒ）／ｈ＝１５００
となる。そのため、（１）式は、
１５０≦Ｌ≦１５００ …（１）''
となる。

設定２において、幅Ｌを５０μｍや２ｍｍ（＝２０００μｍ）にすると、（１）''式の条件を満たさない。そのため、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスが整合せず、両者の間で信号の反射が大きくなって問題となる。

設定２において、幅Ｌを、１５０μｍ、８００μｍ、１５００μｍにすると、（１）''式の条件を満たすので、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、特性インピーダンスが整合し、両者の間で信号の反射はほとんど生じなくなる。

また、このとき、
（Ｒ・ｒ）／ｈ＝３００
（２・Ｒ・ｒ）／ｈ＝６００
となる。そのため、（２）式は、
３００≦Ｌ≦６００ …（２）''
となる。

そこで、設定２において、幅Ｌを、３００μｍ、６００μｍ、といった（２）''式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、特性インピーダンスがより以上に整合し、両者の間で信号の反射がさらに生じなくなる。

さらには、設定２では、
（１．５・Ｒ・ｒ）／ｈ＝４５０
となる。そのため、（３）式は、
Ｌ＝４５０ …（３）''
となる。

そこで、設定２において、幅Ｌを４５０μｍにして、（３）''式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスが最も整合し、両者の間での信号の反射量は最小となる。

本発明において、（３）式を満足する接続体１０３、１０９について、その特性インピーダンスの周波数特性（スミスチャート）を測定した結果を図４Ａに示す。

また、本発明の範疇に入らない構成（幅Ｌが１０００μｍ＝１ｍｍ）について、その特性インピーダンスの周波数特性（スミスチャート）を測定した結果を図４Ｂに示す。

これらの測定は、接続距離ｈを４００μｍ、直径Ｒを２００μｍ、直径ｒを４００μｍ、幅を１９０μｍ、各絶縁層１００Ａ〜１００Ｄの比誘電率を３．５とした条件で行っている。

図４Ａ、図４Ｂは、周波数が１００ＭＨｚから１０ＧＨｚまでの信号に対する接続体１０３、１０９におけるＳパラメータのＳ１１を表している。

スミスチャートは、高周波回路に使われるデバイス、例えば、無線通信分野におけるＲＦフィルタや増幅回路等の特性を表すものとして一般的に使われている。スミスチャートを用いることで回路のインピーダンスや反射係数を直ちに読み取ることができる。

Ｓパラメータでは、２ポート回路においてポート２を整合させたときのポート１へ向かう進行波と反射波の様子を記す反射係数をＳパラメータの一つであるＳ１１で表している。スミスチャート上では、中心からプロットされた点までの距離は反射係数の絶対値を表している。回転角は反射係数の位相角を表している。スミスチャートの中心にプロットされた場合、反射係数は０に一致する。スミスチャートの外周円上にプロットされた場合、反射係数の絶対値は１に一致する。インピーダンスと反射係数との関係は回路のインピーダンスをＺＬとし、信号源のインピーダンスをＺ０とし、反射係数をΓとすると、
Γ＝（ＺＬ−Ｚ０）／（ＺＬ＋Ｚ０）
と表される。

回路のインピーダンスが信号源のインピーダンスと完全に整合している場合（ＺＬ＝Ｚ０）には、反射係数Γ＝０となる。スミスチャート上で特性が中心にプロットされた場合、注目する回路のインピーダンスはそれに接続される回路のインピーダンスに整合することになり、反射はなくなることを意味する。

図４Ａに示すように、本発明の構成では、周波数特性はほぼスミスチャートの中心に集まったようにプロットされる。反射係数はほぼ０である。接続体１０３、１０９の特性インピーダンスは、配線層１０２、１１２の特性インピーダンスにほぼ整合している。

図４Ｂに示すように、本発明の範疇に入らない構成では、１００ＭＨｚにおいてスミスチャートの中心にプロットされる。しかしながら、周波数が高くなるにつれて中心から離れ、１０ＧＨｚで中心から最も離れる。１０ＧＨｚにおける反射係数の絶対値は約５％程度である。

以上のように、この参考例では、余分な接続体を形成することなく、特性インピーダンスの整合を行うことができる。そのため、この参考例は、従来のように信号用接続体１個に５個以上の接地用接続体を設けるものに比べ、単位面積当たりに信号用接続体を倍以上の密度で形成することができる。この参考例は、従来よりも小型化が可能で、さらには、安価に多層回路基板を製造することが可能となる。

次に、本発明の第１の好ましい具体例を、図５を参照して説明する。

この多層回路基板の概略構成は、図１で説明した参考例と同様であるので、同一ないし同様の部分には、図１と同一の符号を付している。

この多層回路基板は、第１の絶縁体の一例である積層体１０１を有している。積層体１０１は、４層に積層配置された絶縁層１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄを積層一体化して構成されている。積層体１０１の内部には、配線層１０２と、配線層１１２とが配設されている。これら配線層１０２、１１２は、接続体１０３、ビアランド１０６、接続体１０９を介して電気的に接続されている。積層体１０１の内部には、ビアランド１０６と同一平面上に接地層１０７が設けられている。接地層１０７とビアランド１０６との間には、両者を電気的に絶縁する間隙１０８が形成されている。

間隙１０８には、第２の絶縁体の一例である絶縁体１２０が配設されている。絶縁体１２０は、絶縁体層１００Ａ〜１００Ｄの比誘電率よりも低い比誘電率を有している。絶縁体１２０は、間隙１０８全体を充填している。絶縁体１２０は、例えば、次のようにして作成する。

図６Ａに示すように、絶縁層１００Ｂ上にビアランド１０６と、接地層１０７と、間隙１０８とをパターン形成する。次に、絶縁層１００Ｂ上に被覆層の一例であるレジストパターン１２１を形成する。レジストパターン１２１には、間隙１０８に対向する部分に開口１２１ａを形成しておく。

図６Ｂに示すように、形成したレジストパターン１２１上にエポキシ樹脂等からなる絶縁膜１２０'を形成する。絶縁膜１２０'は、絶縁層１００Ａ〜１００Ｄより比誘電率の低いものを用いる。次に、図６Ｃに示すように、レジストパターン１２１を除去して間隙１０８にのみ絶縁膜１２０'を残存させる。

絶縁体１２０の比誘電率は、接続体１０３、１０９とビアランド１０６との間の特性インピーダンスの整合に密接に関係している。これは、ビアランド１０６と接地層１０７との間に生じる容量成分の発生量に隙間１０８の比誘電率が関与しているためである。絶縁層１００Ａ〜１００Ｄより比誘電率の低い絶縁体を隙間１０８に配置した場合とそうでない場合とを比べると、絶縁体を配置した場合の方が容量成分の発生量が少なくなる。そのため、接続体１０３、１０９とビアランド１０６との間において特性インピーダンスの整合を得るのに要する幅Ｌは、上記した絶縁体１２０を隙間１０８に配置した方がそうでない方より小さくなる。

そのため、この具体例では、接続体１０３、１０９とビアランド１０６との間の特性インピーダンスを整合させるのに必要な幅Ｌを小さくすることができる。これにより、この具体例は、間隙１０８を別途絶縁体で充填しない構成に比べて、接続体１０３、１０９の全体構造を小型化することができる。高密度実装も可能になる。

次に、本発明の第２の好ましい具体例を、図７を参照して説明する。

この具体例は、基本的には、参考例、第１の好ましい具体例の構成と同様であり、同一ないし同様の部分には同一の符号を付している。

この多層回路基板は、４層に積層配置された絶縁層１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄを積層一体化してなる積層体１０１を備えている。積層体１０１内部には、配線層１０２と、配線層１１２とが配設されている。配線層１０２、１１２は、接続体１０３、ビアランド１０６、接続体１０９を介して電気的に接続されている。積層体１０１の内部には、ビアランド１０６と同一平面上に接地層１０７が設けられている。接地層１０７とビアランド１０６との間には、両者を電気的に絶縁する間隙１０８が形成されている。間隙１０８には、絶縁層１００Ａ〜１００Ｄより低い比誘電率を有する絶縁体１３０が充填されている。

この具体例においては、幅Ｌが次の（４）式の条件を満たしている。これにより、接続体全体の特性インピーダンスを、配線層１０２、１１２の特性インピーダンスに整合させている。
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（２・ｈ・√ε）≦Ｌ≦（５・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）
…（４）
Ｒ：接続体１０３、１０９の直径、
ｒ：ビアランド１０６の直径、
ｈ：接続体１０３、ビアランド１０６、および接続体１０９を介した配線層１０２、１１２の間の接続距離、
Ｌ：間隙１０８の幅、
ε：絶縁層１００Ａ〜１００Ｄの比誘電率
ε'：絶縁体１３０の比誘電率
また、上記条件式（４）の範囲のうち、
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≦Ｌ≦（２・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）
…（５）
を満たす範囲であれば、さらに特性インピーダンスの整合が良くなり、信号の反射は生じにくくなり、より好ましい。

さらには、上記条件式（４）の範囲のうち、
Ｌ＝（１．５・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε） …（６）
を満たす場合が最も好ましい（ベストモード）。

以下、上述した条件を設定する理由を説明する。

図８に、間隙１０８の幅Ｌを順次変えた条件において、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２との間に発生する信号反射量の変動を測定した結果を示す。この測定では、配線層１０２、１１２の線幅を１９０μｍとし、絶縁層１００Ａ〜１００Ｄの比誘電率εを４．５とし、絶縁体１３０の比誘電率ε'を３とし、接続距離ｈを２００μｍとした条件で測定している。さらには、図８においては、間隙１０８の幅Ｌを、（Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）で規格化している。図８において、横軸を幅Ｌの値として、縦軸を信号反射量にしている。

幅Ｌが、
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（２・ｈ・√ε）≦Ｌ≦（５・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）
の条件を満たす範囲α'においては、信号反射量は０．０５以下という、十分低い値になる。第１の好ましい具体例で説明したように、１ＧＨｚ以下のクロック周波数を用いたデータ転送を実現するシステムにおいては、信号反射量を、入力信号の５％（＝０．０５）以下とする必要がある。

幅Ｌが、
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≦Ｌ≦（２・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）
の条件を満たす範囲β'においては、信号反射量は、０．０２以下という、さらに、低い値となる。

幅Ｌが、
Ｌ＝（１．５・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）
の条件を満たす点γ'になると、信号反射量は、０．０１という、最小値となる。

例えば、上記接続距離ｈを４００μｍ、接続体１０３、１０９の直径Ｒを２００μｍ、ビアランド１０６の直径ｒを４００μｍ、絶縁層１００Ａ〜１００Ｄの比誘電率εを４．５、絶縁体１３０の比誘電率ε'を３に設定した場合（以下、設定３という）、
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（２・ｈ・√ε）≒８２
５・Ｒ・ｒ√ε'／ｈ・√ε≒８１６
となる。そのため、上述した（４）式は、
８２≦Ｌ≦８１６ …（４）'
となる。

設定３において、幅Ｌを５０μｍや１０００μｍにすると、（４）'式の条件を満たさない。そのため、接続体１０３、１０９と、配線層１０２、１１２とは、特性インピーダンスが整合せず、両者の間で信号の反射が大きくなって問題となる。

設定３において、幅Ｌを、８５μｍ、２００μｍ、４００μｍ、８００μｍにすると、（４）'式の条件を満たす。すると、接続体１０３、１０９における特性インピーダンスと配線層１０２、１１２の特性インピーダンスとが整合し、両者の間で信号の反射はほとんど生じなくなる。

このとき、
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≒１６３
（２・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≒３２７
となる。そのため、上述した（５）式は、
１６３≦Ｌ≦３２７ …（５）'
となる。

設定３において、幅Ｌを、２００μｍ、２５０μｍ、３００μｍといった（５）'式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスがより以上に整合し、両者の間で信号の反射がさらに生じなくなる。

設定３では、
（１．５・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≒２４５
となる。そのため、上述した（６）式は、
Ｌ≒２４５ …（６）'
となる。

設定３において、幅Ｌを、２４５μｍにして、（６）'式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスが最も整合し、両者の間での信号の反射量は最小となる。

接続距離ｈを４００μｍ、直径Ｒを２００μｍ、直径ｒを４００μｍ、比誘電率εを７．５、比誘電率ε'を４に設定した場合、
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（２・ｈ・√ε）≒７３
（５・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≒７３０
となる。そのため、（４）式は、
７３≦Ｌ≦７３０ …（４）''
となる。

設定３において、幅Ｌを５０μｍや１０００μｍにすると、（４）''式の条件を満たさない。そのため、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスは整合せず、両者の間で信号の反射が大きくなって問題となる。

設定３において、幅Ｌを、７５μｍ、１５０μｍ、７００μｍにすると、（４）''式の条件を満たすので、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスが整合し、両者の間で信号の反射はほとんど生じなくなる。

また、このとき、
（Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≒１４６
（２・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≒２９２
となる。そのため、（５）式は、
１４６≦Ｌ≦２９２ …（５）''
となる。

設定３において、幅Ｌを、１５０μｍ、２５０μｍ、といった（５）''式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスがより以上に整合し、両者の間で信号の反射がさらに生じなくなる。

さらには、設定３では、
（１．５・Ｒ・ｒ・√ε'）／（ｈ・√ε）≒２１９
となる。そのため、（６）式は、
Ｌ≒２１９ …（６）''
となる。

設定３において、幅Ｌを２１９μｍにして、（６）''式の条件を満足する値にすると、接続体１０３、１０９と配線層１０２、１１２とは、その特性インピーダンスとが最も整合し、両者の間での信号の反射量は最小となる。

以上のように、この具体例の構成を備えることで、余分な接続体を形成することなく、特性インピーダンスの整合を行うことができる。

この具体例では、従来のように信号用接続体１個に５個以上の接地用接続体を設けるものに比べ、単位面積当たりに信号用接続体を倍以上の密度で形成することができる。そのため、この具体例では、従来よりも小型化が可能となり、安価に多層回路基板を製造することができる。また、幅Ｌをより以上に狭くすることができるので、高密度実装ができる。

次に、本発明の第３の好ましい具体例を、図９を参照して説明する。

この具体例は、基本的には、参考例、第１、第２の好ましい具体例の構成と同様であり、同一ないし同様の部分には同一の符号を付している。

この多層回路基板は、絶縁体の一例である積層体１０１を備えている。積層体１０１は、４層に積層配置された絶縁層１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄを積層一体化して構成されている。積層体１０１内部には、配線層１０２と、配線層１１２とが配設されている。配線層１０２、１１２は、接続体１０３、ビアランド１０６、接続体１０９を介して電気的に接続されている。接続体１０３、１０９は、接続体の一例である。ビアランド１０６は、中間接続層の一例である。配線層１０２、１１２は配線状にパターニングされた導電膜から構成されている。配線層１０２、１１２には接続ラント゛１０２ａ、１１２ａが設けられている。接続ランド１０２ａ、１１２ａは、図１Ｂに示すように、平面視円形形状をしている。接続ランド１０２ａ、１１２ａは接続体１０３、１０９の下端位置、もしくは上端位置に接続体１０３、１０９とほぼ同心に設けられている。接続ランド１０２ａ、１１２ａは接続体１０３、１０９の下端もしくは上端に当接することで接続体１０３、１０９に電気的に接続されている。接続ランド１０２ａ、１１２ａの直径は接続体１０９の直径Ｒより若干大径に設定されている。

積層体１０１の内部には、ビアランド１０６と同一平面上に、第２のシールド層の一例である接地層１０７が設けられている。接地層１０７とビアランド１０６との間には、両者を電気的に絶縁する間隙１０８が形成されている。積層体１０１の最外層それぞれには、第１のシールド層の一例である接地層１４０が設けられている。

この具体例では、接続体１０３、１０９の特性インピーダンスが、配線層１０２より高い場合には、
ｒ＜ｍ …（７）
ｒ：ビアランド１０６の直径、
ｍ：配線層１０２、１１２の直径、具体的には、接続ランド１０２ａ、１１２ａの直径
とする。

また、接続体１０３、１０９の特性インピーダンスが、配線層１０２より低い場合には、
ｒ＞ｍ …（８）
とする。図９では、その一例として、ｒ＜ｍとしている。

これにより、接続体１０３、１０６と配線層１０２、１１２との間の特性インピーダンスの整合を図って、信号の反射量を抑えている。以下、その理由を説明する。

接続体１０３、１０６の特性インピーダンスＺは、その等価インダクタンスＩと等価キャパシタンスＣとより、Ｚ＝√（Ｉ／Ｃ）で表すことができる。等価インダクタンスＩは、上述した先の具体例に記載した接続距離ｈが相当する接続体１０３、１０６の長さに起因するインダクタンス成分である。等価キャパシタンスＣは接続体１０３、１０６と、接地層１４０との間に存在する容量に起因する。

ここで、ビアランドの直径ｒと接続ランド１０２ａ、１１２ａの直径ｍとの大きさの違いにより、等価キャパシタンスＣは変動し、直径ｒを直径ｍより大きくすると（ｒ＞ｍ）、キャパシタンスＣは、
ε・ε0・［｛π・（ｍ／２）｝2−π・（ｒ／２）2］／（ｈ／２）
だけ増加する。

同様に、直径ｒを直径ｍより小さくすると（ｒ＜ｍ）、キャパシタンスＣは、
ε・ε0・［｛π・（ｒ／２）｝2−π・（ｍ／２）2］／（ｈ／２）
だけ減少する。

ε：絶縁層１００Ａ〜１００Ｄの比誘電率
ε0：真空中での比誘電率
ｈ／２：接続体１０３、１０６と接続ランド１０２ａ、１１２ａとの間の離間距離であって、各絶縁層１００Ａ〜１００Ｄの厚さは互いに等しいため、接続距離ｈの半分（ｈ／２）となる
このように、直径ｍを直径ｒより大きくすることでキャパシタンスＣを増加させることができる。同様に、直径ｍを直径ｒより小さくすることでキャパシタンスＣを減少させることができる。

接続体全体のインピーダンスが配線層１０２、１１２より高い場合には、直径ｍを直径ｒより大きくすることで両者のインピーダンスを整合させて、信号反射量を抑制することができる。接続体全体のインピーダンスが配線層１０２、１１２より低い場合には、直径ｍを直径ｒより小さくすることで両者のインピーダンスを整合させて、信号反射量を抑制することができる。

接続距離ｈ＝４４５μｍ、直径ｒ＝４００μｍ、直径Ｒ＝２００μｍ、直径ｍ＝５００μｍとした場合（ｒ＜ｍ）において、隙間１０８の幅Ｌに対する反射量の特性を図１０に示す。図１０と、図２との比較してみれば明らかように、反射量を、前述した具体例において示した上限値０．０５以下に抑えることができる幅Ｌの範囲は、（ｒ＜ｍ）とした場合の方が、そうでない場合に比べて反射量を０．０５以下に抑えることができる幅Ｌのレンジは広くなる。具体的には、幅Ｌが増大する側におけるレンジが広くなっている。

この具体例は、図１１に示すように、第２シールド層である接地層１０７が設けられていない多層回路基板において実施しても、同様の効果を発揮する。図１１に示す多層回路基板においては、上述した各具体例に存在する隙間１０８の幅Ｌは無限大となり、幅Ｌの調整による特性インピーダンスの制御は不可能となる。そこで、配線層１０２、１１２の特性インピーダンスに合わせて接続体全体の特性インピーダンスを制御するためには、この具体例のように、直径ｒと直径ｍとの関係を調整すればよい。

以上の構成および特徴を備えた各具体例においては、上述した接続距離ｈの１５００倍以下の波長を有する信号を伝送する場合において、特に顕著な効果を発揮する。以下、その理由を説明する。

比誘電率ε＝１の媒質中で、グランド面のない基板上に長さ１ｍｍの配線を形成すると、その配線による信号の反射量は信号の周波数により、図１２に示す特性を有する。ここで、信号の反射量の上限値を上述したように５％とすると、信号の反射量に関する周波数の上限値が決まり、その上限値は、０．２ＧＨｚ（＝２００ＭＨｚ）となる。波長に換算すると、１．５ｍとなる。

伝送する信号の波長（上述した例では１．５ｍ）が、配線の長さ（上述した例では１ｍｍ）の１／１５００倍以下になると、配線による信号の反射が上限値（５％）を超えてしまい、配線の特性インピーダンスを制御する必要がでてくる。そこで、この具体例においては、配線の長さに相当する上記接続距離ｈの１５００倍以下の波長を有する信号を伝送した場合に顕著な効果を発揮する。

なお、一般に、媒質中での電磁波の波長λは、
λ＝Ｃv／（ｆ・√ε）
Ｃv：光速
ｆ：周波数
で表される。各具体例における媒質に相当する絶縁層１００Ａ〜１００Ｄは、その比誘電率εが１以上であるために、伝送する信号の波長は、上述した条件（ε＝１）の場合に比べて短くなる。しかしながら、接続距離ｈと波長との間の関係は上述した条件と同様に成立するのはいうまでもない。

なお、以上の具体例は、シールド層の一例である接地層を有する多層回路基板において本発明を説明したが、シールト゛層として、電源層を設けた多層回路基板において、本発明を適用しても同様の効果が得られる。さらには、グランド層と電源層とを両方とも有する多層回路基板において，本発明を適用しても同様の効果が得られる。

さらには、本発明は、図１３Ａ〜図１３Ｆに示す多層回路基板においても同様に実施できるのはいうまでもない。図１３Ａは、５層積層された絶縁層１００Ａ〜１００Ｅの内部に、３段積み重ねれられた接続体１５０Ａ〜１５０Ｃと、２層のビアランド１０６Ａ、１０６Ｂと、２層の接地層１０７Ａ、１０７Ｂ（電源層でもよい）と、配線層１０２、１１２とを収納配置し、最外層の絶縁層１００Ａ、１００Ｅの表面に接地層１５１（電源層でもよい）を設けた多層回路基板である。このような多層回路基板においても本発明の各発明を実施できる。

図１３Ｂは、３層積層された絶縁層１００Ａ〜１００Ｃの内部に、３段積み重ねられたの接続体１５０Ａ〜１５０Ｃと、２層のビアランド１０６Ａ、１０６Ｂと、２層の接地層１０７Ａ、１０７Ｂ（電源層でもよい）とを収納配置し、最外層の絶縁層１００Ａ、１００Ｃの表面に配線層１０２、１１２を設けた多層回路基板である。このような多層回路基板においても本発明の各発明を実施できる。

図１３Ｃは、３層積層された絶縁層１００Ａ〜１００Ｃの内部に、２段積み重ねられた接続体１５０Ａ、１５０Ｂと、一つのビアランド１０６と、１層の接地層１０７（電源層でもよい）と、一方の配線層１０２とを収納配置し、最外層の絶縁層１００Ａの表面に接地層１５１を設け、最外層の絶縁層１００Ｂの表面に配線層１１２を設けた多層回路基板である。このような多層回路基板においても本発明の各発明は実施できる。

図１３Ｄは、５層積層された絶縁層１００Ａ〜１００Ｅの内部に、３段積み重ねられた接続体１５０Ａ〜１５０Ｃと、２層のビアランド１０６Ａ、１０６Ｂと、１層の接地層１０７（電源層でもよい）と、配線層１０２、１１２とを収納配置し、最外層の絶縁層１００Ａ、１００Ｅの表面に接地層１５１（電源層でもよい）を設けた多層回路基板である。このような多層回路基板においても本発明の各発明を実施できる。

図１３Ｅは、３層積層された絶縁層１００Ａ〜１００Ｃの内部に、３段積み重ねられた接続体１５０Ａ〜１５０Ｃと、２層のビアランド１０６Ａ、１０６Ｂと、１層の接地層１０７（電源層でもよい）とを収納配置し、最外層の絶縁層１００Ａ、１００Ｃの表面に配線層１０２、１１２を設けた多層回路基板である。このような多層回路基板においても本発明の各発明を実施できる。

図１３Ｆは、多数積層された絶縁層において最も外側に位置する５層の絶縁層１００Ａ〜１００Ｅの内部に、３段積み重ねられた接続体１５０Ａ〜１５０Ｃと、２層のビアランド１０６Ａ、１０６Ｂと、２層の接地層１０７Ａ、１０７Ｂ（電源層でもよい）と、配線層１０２、１１２とを収納配置し、最外層の絶縁層１００Ａの表面に接地層１５１（電源層でもよい）を設けた多層回路基板である。このような多層回路基板においても本発明の各発明を実施できる。

図１Ａは、本発明の参考例に係る多層回路基板の概略構成を示す断面図であり、図１Ｂは図１ＡのＡ−Ａ'線断面図であり、図１Ｃは図１ＡのＢ−Ｂ'線断面図である。 参考例における信号反射率と間隙Ｌとの関係を示す線図である。 信号反射量の閾値の説明に供する図である。 図４Ａは図１Ａ〜図１Ｃの多層回路基板の周波数特性を表すスミスチャートであり、図４Ｂは従来例の多層回路基板の周波数特性を表すスミスチャートである。 図５Ａは、本発明の第１の好ましい具体例に係る多層回路基板の概略構成を示す断面図であり、図５Ｂは図５ＡのＣ−Ｃ'線断面図である。 図５Ａ、図５Ｂの多層回路基板の製造工程をそれぞれ示す断面図である。 図７Ａは、本発明の第２の好ましい具体例に係る多層回路基板の概略構成を示す断面図であり、図７Ｂは図７ＡのＤ−Ｄ'線断面図であり、図７Ｃは図７ＡのＥ−Ｅ'線断面図である。 図８は、第２の具体例における信号反射率と間隙Ｌとの関係を示す線図である。 本発明の第３の好ましい具体例に係る多層回路基板の概略構成を示す断面図である。 第３の具体例における信号反射率と間隙Ｌとの関係を示す線図である。 第３の具体例の変形例を示す断面図である。 周波数と反射量の関係を示す線図である。 本発明を実施できる多層回路基板の他の例をそれぞれ示す断面図である。

符号の説明

１００Ａ〜１００Ｄ 絶縁層 １０２ 配線層
１０３ 接続体 １０６ ビアランド
１０７ 接地層 １０８ 隙間
１０９ 接続体 １１２ 配線層
Ｒ 接続体１０３の直径
ｒ ビアランド１０６の直径
Ｎ 切欠部１０７ａの直径
Ｌ 隙間１０８の幅
ｈ 配線層１０２、１１２間の接続距離

Claims (4)

1. 互いに対向配置された少なくとも２つの第１のシールド層と、
   前記第１のシールド層の間に設けられた絶縁体と、
   前記絶縁体の内部に、前記第１のシールド層と実質的に平行に、かつ互いに対向して配置された少なくとも２つの配線層と、
   前記配線層の対向方向に沿って前記絶縁体を貫通して設けられて前記配線層どうしを接続する接続体と、
   前記配線層の対向方向に沿った前記接続体の中央位置において前記接続体に挟み込まれて、前記接続体の一端側部分と他端側部分とを電気的に接続する中間接続層と、
   前記中間接続層の略同一面上に設けられ、かつ、当該中間接続層の周囲に離間して配置された第２のシールド層とを有し、
   前記配線層を略円形とみなした場合の直径をｍとし、前記中間接続層を略円形とみなした場合の直径をｒとすると、
   前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが高い場合に、ｒ＜ｍとする多層回路基板。
2. 互いに対向配置された少なくとも２つの第１のシールド層と、
   前記第１のシールド層の間に設けられた絶縁体と、
   前記絶縁体の内部に、前記第１のシールド層と実質的に平行に、かつ互いに対向して配置された少なくとも２つの配線層と、
   前記配線層の対向方向に沿って前記絶縁体を貫通して設けられて前記配線層どうしを接続する接続体と、
   前記配線層の対向方向に沿った前記接続体の中央位置において前記接続体に挟み込まれて、前記接続体の一端側部分と他端側部分とを電気的に接続する中間接続層と、
   前記中間接続層の略同一面上に設けられ、かつ、当該中間接続層の周囲に離間して配置された第２のシールド層とを有し、
   前記配線層を略円形とみなした場合の直径をｍとし、前記中間接続層を略円形とみなした場合の直径をｒとすると、
   前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが低い場合に、ｒ＞ｍとする多層回路基板。
3. 互いに対向配置された少なくとも２つの第１のシールド層と、
   前記第１のシールド層の間に設けられた絶縁体と、
   前記絶縁体の内部に、前記第１のシールド層と実質的に平行に、かつ互いに対向して配置された少なくとも２つの配線層と、
   前記配線層の対向方向に沿って前記絶縁体を貫通して設けられて前記配線層どうしを接続する接続体と、
   前記配線層の対向方向に沿った前記接続体の中央位置において前記接続体に挟み込まれて、前記接続体の一端側部分と他端側部分とを電気的に接続する中間接続層と、
   前記中間接続層の略同一面上に設けられ、かつ、当該中間接続層の周囲に離間して配置された第２のシールド層とを有する多層回路基板の特性インピーダンス調整方法であって、
   前記配線層を略円形とみなした場合の直径をｍとし、前記中間接続層を略円形とみなした場合の直径をｒとすると、
   前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが高い場合には、ｒ＜ｍとし、
   前記接続体が前記配線層よりその特性インピーダンスが低い場合には、ｒ＞ｍとする多層配線基板の特性インピーダンス調整方法。
4. 下側絶縁層の下面に下側配線層を、また、下側絶縁層の内部に、その厚み方向に貫通して前記下側配線層に電気的に接続する下側接続体をそれぞれ形成する工程と、
   前記下側絶縁層の上面に、前記下側配線層に電気的に接続する中間接続層と、前記中間接続層の周囲に離間して配置されるシールド層とをそれぞれ形成する工程と、
   前記下側絶縁層の上面に被覆層を形成し、この被覆層に前記中間接続層とシールド層との間の隙間に実質的に一致する開口を形成する工程と、
   前記被覆層の上面に、前記下側絶縁層より比誘電率の低い絶縁体を形成し、前記開口上の前記絶縁体を除いて前記絶縁体を被覆層とともに除去する工程と、
   前記下側絶縁層の上面に、下側絶縁層と同等の比誘電率を有する上側絶縁層を形成する工程と、
   前記上側絶縁層の内部に、その厚み方向に貫通して前記中間接続層に電気的に接続する上側接続体を形成する工程と、
   前記上側絶縁層の上面に、前記上側接続体に電気的に接続する上側配線層を形成する工程と、
   を含む多層回路基板の製造方法。

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