JP2008206385A - 自己振動電力コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 電力コンバータの出力電流によって自己駆動される、プッシュ−プル型電力コンバータを提供すること。
【解決手段】 本プッシュ‐プル型電力コンバータは、電流トランスと直列接続した主電源トランスを使用する。２つのトランスの２次側を介して流れる２次電流が電流駆動トランスの１次側にフィードバックされて、２つのスイッチを駆動するための電流が発生する。その駆動電流は主電源トランスの２次側の２次電流に比例する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに関し、特には、高効率電力変換で低い無負荷電力消費の、簡単で安価な電力コンバータに関する。

無公害への要求の高まりによって、パワーエレクトロニクス産業は、待機電力消費や高効率等の特性を向上させ、その結果、電力コンバータは全体として、より大きくて高価になってきた。多くの電力供給設計者は、高度に複雑な共振型コンバータを求め、その結果、量産の際に、関連する寄生を制御する問題が発生している。

本発明の目的は、電力コンバータの出力電流によって自己駆動される、プッシュ−プル型電力コンバータを提供することである。

この電力コンバータでは、一次側と二次側を有する主電源トランスが、電流トランスの一次側と二次側にそれぞれ直列に接続されている。主電源トランスの一次側は２つの一次巻線を備え、２つのスイッチング・トランジスタを介して、電流トランスの２つの一次巻線と直列に接続している。

本発明は、自動的な不感時間（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）制御が可能で、プッシュ−プル型電力コンバータの一次側または二次側での２つのブランチが同時に作動し得ないように保障されている。

スイッチング・トランジスタの駆動電流の基準として電力コンバータの出力電流を用いて、駆動回路の損失を最小にし、その結果、特に低負荷状態で高効率特性を得た。駆動電流の基準として出力電流を用いる他のメリットは、出力電流がゼロか小さい場合、電力コンバータが自動的にスイッチングを停止して、無負荷電力消費を更に向上させる。

通常の負荷状態では、電力コンバータは、主電源トランスが飽和する時間によって時間設定されたスイッチング周波数で連続的にスイッチングする。印加されたトランスのいずれかが飽和すると、スイッチング・トランジスタが自然にオフになる。更に、バイポーラ・スイッチング素子を用いると、コンバータ全体が、サージ、ＥＳＤおよび外部磁場への許容度が増す。
本発明の他の目的、利点、および新規な特徴については、下記の添付図と組合せた詳細な説明によって明らかになるであろう。

本発明は、一組の入力電圧（Ｖｉｎ）を、直接比例する独立した出力電圧（Ｖｏｕｔ）に、非常に低電力消費かつ高エネルギー変換効率で変換する、簡単で安価な電力コンバータに関する。

図１は、主電源トランス（Ｔ１）、電流駆動トランス（Ｔ２）、スイッチング・トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）としての２つのＮＰＮパワーＢＪＴトランジスタ、および整流器としての２つの出力ダイオード（Ｄ１）（Ｄ２）からなる、本発明の自己振動電力コンバータに関する。各トランス（Ｔ１）（Ｔ２）は２つの入力巻線（ＮＰ１，ＮＰ２）（ＮＥ
１，ＮＥ２）と２つの二次巻線（ＮＳ１，ＮＳ２）（ＮＣ１，ＮＣ２）を有する。主電源トランス（Ｔ１）の入力巻線（ＮＰ１，ＮＰ２）は、スイッチング・トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）を介して、電流駆動トランス（Ｔ２）の１次巻線（ＮＥ１，ＮＥ２）にそれぞれ直列に接続されて、２つの一次ブランチ（１１）（１２）を形成する。主電源トランス（Ｔ１）の出力巻線（ＮＳ１，ＮＳ２）は同様に、出力ダイオード（Ｄ１）（Ｄ２）を介して、電流駆動トランス（Ｔ２）の２次巻線（ＮＣ１，ＮＣ２）にそれぞれ直列に接続されて、２つの二次ブランチ（１３）（１４）を形成する。

スイッチング・トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）のうちの１つがオンになって二次巻線（ＮＳ１，ＮＳ２）（ＮＣ１，ＮＣ２）中を流れて出力されると、電流駆動トランス（Ｔ２）はその電流を変換して、トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）を駆動するために一次電流に戻す。各トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）のベース‐エミッタ接合は、一次側の電流駆動トランス（Ｔ２）のための整流器を形成する。

トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）と直列の抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）および電流駆動トランス（Ｔ２）は、駆動トランスが電流駆動トランスとして作動することを確認する。２つの二次ブランチ（１３）（１４）は、出力するための整流器（Ｄ１）（Ｄ２）を有する。この方法で、トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）を駆動する電流は出力電流の大きさに従い、直列のトランス（Ｔ１）（Ｔ２）の増幅係数を有する自身のコレクタ電流によって生成される。２つのトランス（Ｔ１）（Ｔ２）のいずれかからの磁化電流によって、スイッチング・トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）のコレクタからエミッタへの増幅から、電流を取り去る。例えば、第１の一次ブランチ（１１）の図２Ａに示される第１のスイッチング・トランジスタ（Ｑ１）がオンされて、電流が第１の二次ブランチ（１３）を介して出力される。電流駆動トランス（Ｔ２）は第１の二次ブランチ電流を一次電流に変換して、第１のトランジスタ（Ｑ１）を駆動する。

図２において、トランジスタ（Ｑ１）を駆動するのに充分な電流が残されていないので、スティーリング（ｓｔｅａｌｉｎｇ）は時に、第１のスイッチング・トランジスタ（Ｑ１）をオフにする。そこでトランジスタ（Ｑ１）にかかる電圧は増大して、電流駆動トランス（Ｔ２）の二次電圧が低下する。電流駆動トランス（Ｔ２）の二次側はほとんど直接に出力キャパシタ（Ｃ２）に接続されているので、二次電流は下がる。トランス電圧がキャパシタ電圧よりも低くなるので、出力ダイオード（Ｄ１）は作動停止する。二次電圧が残っていないと、電流駆動トランス（Ｔ２）を介してのトランジスタ（Ｑ１）へのそれ以上の電流はないので、トランジスタ（Ｑ１）はオフになる。

図２Ｃで、スイッチング・トランジスタ（Ｑ１）がオフになった後、主電源トランス（Ｔ１）内に蓄えられたエネルギーは外に出たがって、それによってリセットされる。主電源トランス（Ｔ１）の電圧は、蓄積されたエネルギーと回路の寄生キャパシタンスに依存する速度で自動的に反転する。主電源トランス（Ｔ１）の二次側は、出力ダイオード（Ｄ２）作動開始して、小電流が二次スイッチ（Ｑ２）第２の二次ブランチ（１４）を介して流れるまで、１次側と同様に揺れる。この小電流は、小さなエミッタ電流が電流駆動トランス（Ｔ２）を介して流れる原因となる。

図４において、小さなエミッタ電流は時に第２のスイッチング・トランジスタ（Ｑ２）をオンして、図２Ａ‐２Ｄの前述の動作を繰り返す。
ある点で、コンバータの出力電圧（Ｖｏｕｔ）は設定点（主トランスのターン比によって）に達して、出力ダイオード（Ｄ１）（Ｄ２）の接合キャパシタンスによって出力電圧が少々上昇する。これは時には、トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）が完全にオンされても、二次ブランチ（１３）（１４）には電流がない状態になる。この場合、二次電流はなくて、トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）を駆動する１次電流がなくて、コンバータは振動停止す
る。コンバータを再スイッチングさせるためには再起動が必要である。

第１のトランジスタ（Ｑ１）がオフになって、続いて次のスイッチング・トランジスタ（Ｑ２）をオンした後に、主電源トランス（Ｔ１）は揺れるので、重なりを避けるためにデッドタイムを制御する必要はない。換言すれば、重なり状態は発生し得ない。

開始する際、入力電圧（Ｖｉｎ）の突然の増加や出力電圧（Ｖｏｕｔ）の突然の減少は、短絡や過負荷のようになる。トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）が過剰電流をスイッチングしないように、駆動回路は制限されなければならない。これは、図３に示すように、電流駆動トランス（Ｔ２）の二次巻線（ＮＣ１）（ＮＣ２）に並列にダイオードのようなクランプ素子を配置する、あるいは、例えばツェナーダイオードを電流駆動トランス（Ｔ２）の一次側に並列に接続させたようなクランプ素子を配置する、ことによって達成され得る。このようにして、エミッタ電流は「盗まれて」、トランジスタはオフされる。

トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）は共通ベースの配置で接続されると最も安定である。この場合、最大許容コレクタ電圧は通常Ｖｃｅｏのほとんど２倍になる。これもまたこの接続形態の要件である。なぜならば、トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）はプッシュ‐プル型配置でトランスで駆動しているから、コレクタ電圧は入力電圧（Ｖｉｎ）の２倍になる。

低出力電圧／高出力電流への要求に対しては、出力ダイオード（Ｄ１）（Ｄ２）の代わりにＭＯＳＦＥＴを駆動するために、電流駆動トランス（Ｔ２）が使用され得る。この場合、一次トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）を介した電流が設定値に達した時に、ＭＯＳＦＥＴはオンされる。これによって、効率と出力電圧制御が改善される。低負荷の間は、本体や外部のダイオードが働き、電流が増加すると、ＭＯＳＦＥＴが代わって作動開始して、出力電圧が増加する。その結果、負荷制御と平均動作モード効率が全体的に向上する。

本発明は自己振動であるが、自身では開始しない。従って、電流駆動トランス（Ｔ２）の二次側またはスイッチング・トランジスタ（Ｑ１）（Ｑ２）のいずれかのエミッタ上で、再開パルス回路によって生成される開始パルスが必要である。出力リップルをあまり大きくせずにヒックアップ（ｈｉｃｃｕｐ）させるために、再開パルスは、出力リップル電圧がまだ要求される範囲内にあるように充分に高い周波数でなければならない。再開パルス回路は、コンバータが正常にスイッチングして、意図しないスイッチオンを起こさない間は、ディスエイブルでなければならない。

自己振動は主電源トランス（Ｔ１）のエネルギー蓄積によって起こる。その量はデューティサイクルの約５０％である。この高デューティサイクルは、可能な最高効率を保証し、出力へのほとんど連続な電流供給が得られ、小さな出力キャパシタンスを許容する。出力電圧（Ｖｏｕｔ）は入力電圧（Ｖｉｎ）を殆ど反映して、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の品質は印加した入力電圧（Ｖｉｎ）品質に比例する。従って、この設計は別名ＤＣトランスと言える。

従って、本発明の構成がダイオードのブリッジやバルクのキャパシタに応用されて、ＡＣ／ＤＣコンバータが作製される場合は、「ＤＣトランス」の性能を表す、出力電圧に必要な品質に応じて、バルクキャパシタのサイズや品質が選択される必要がある。

本発明の数々の特性や利点を、本発明の構造や特徴の詳細と一緒に記載したが、それは説明のためにのみ記載したものである。特に、形状、サイズ、部品の配置等の詳細は、本発明の理論内で変化し得るし、添付の請求項中の言葉の広い一般的な意味に最大限に拡張され得る。

本発明による自己振動電力コンバータの回路図。 電力コンバータの第１のスイッチング・トランジスタが電流駆動トランスによってオンされた図。 電力コンバータの第１のスイッチング・トランジスタがオフされた図。 電力コンバータの第２のスイッチング・トランジスタの小エミッタ電流の発生図。 電力コンバータの第２のスイッチング・トランジスタが電流駆動トランスによってオンされた図。 本発明による他の実施例の自己振動電力コンバータの回路図。

Claims (9)

1. １次側と２次側とを有する主電源トランスと、
   １次側と、主電源トランスの２次側と直列に接続された２次側と、を有する電流駆動トランスであって、主電源トランスと電流駆動トランスとの２次側を介して流れる２次電流が電流駆動トランスの１次側にフィードバックされて、２つの主スイッチに駆動電流を供給し、同駆動電流は主電源トランスの２次側の２次電流に比例する、前記電流駆動トランスと、
   からなるプッシュ‐プル型電力コンバータ。
2. ２つの１次巻線を備える１次側であって、主電源トランスの１次巻線はそれぞれ、１次スイッチを介して電流駆動トランスの１次巻線に直列に接続されて、２つの１次ブランチを形成する請求項１に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。
3. ２つの２次巻線を備える２次側であって、主電源トランスの２次巻線はそれぞれ、２つの出力ダイオードを介して電流駆動トランスの２次巻線に直列に接続されて、２つの２次ブランチを形成する請求項２に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。
4. 前記１次スイッチはＮＰＮパワーＢＪＴトランジスタである請求項３に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。
5. クランプ素子が電流トランスの２次巻線に並列に接続されている請求項４に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。
6. 前記クランプ素子はダイオードである請求項５に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。
7. 前記クランプ素子は電流トランスの１次側に並列で接続されている請求項４に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。
8. 前記クランプ素子はツェナーダイオードである請求項７に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。
9. 抵抗体が、各１次スイッチのエミッタと電流駆動トランスのそれぞれの１次巻線との間に接続されている請求項４に記載のプッシュ‐プル型電力コンバータ。

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