JP2008135363A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】放電灯の点灯開始時に該放電灯に印加する高圧パルスのパルス幅を簡単な手法で拡大することができ、直流昇圧回路の最大出力電圧を低くしても、放電灯の起動時の放電・点灯を円滑に開始することができる放電灯点灯装置を提供する。
【解決手段】放電灯５に高圧パルスを印加する起動回路６のトランス２５は、２次巻き線２５ｂに励起される高圧パルスの波形が、ブレークダウン素子２６の導通に応じてコンデンサ２４から１次巻き線２５ａに瞬時的に電流が流れることに起因して２次巻き線２５ｂに励起され第１高圧パルス成分と、その第１高圧パルス成分の発生直後に１次巻き線２５ａに電流が流れなくなることに起因して２次巻き線２５ｂに逆起電力により励起される第２高圧パルス成分とを合成してなる減衰振動波形となり、且つ、両高圧パルス成分が位相をずらして重なり合うことにより当該減衰振動波形のパルス部分が形成されるように構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、自動車のヘッドランプに使用されるＨＩＤランプ（High Intensity Discharge Lamp）などの放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関する。

従来、ＨＩＤランプなどの放電灯を点灯させる放電灯点灯装置としては、バッテリなどの直流電源から入力される直流電圧を昇圧する直流昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）と、この直流昇圧回路の出力を交流に変換可能なインバータ回路と、放電灯の点灯開始時に該放電灯の放電を開始させる起動用高圧パルスを放電灯に印加する起動回路とを備え、直流昇圧回路からインバータ回路を介して放電灯に電力を供給して、該放電灯を点灯させるようにしたものが一般に知られている（例えば特許文献１、２を参照）。

図５は、従来の一般的な放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。同図中、１００は自動車のバッテリなどの直流電源、１０１は直流昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）、１０２はインバータ回路、１０３は起動回路、１０４は放電灯としてのＨＩＤランプ、１０５は直流昇圧回路１０１およびインバータ回路１０２を制御するコントローラ（制御回路）である。また、コントローラ１０５による直流昇圧回路１０１およびインバータ回路１０２の制御のために、直流昇圧回路１０１と、インバータ回路１０２との間には、ＨＩＤランプ１０４の発生電圧（以下、ランプ電圧ということがある）を検出するための電圧検出用分圧抵抗１０６，１０７と、ＨＩＤランプ１０４に流れる電流（以下、ランプ電流ということがある）を検出するための電流検出用抵抗１０８とが介装されると共に、ＨＩＤランプ１０４の起動直後のランプ電流の落ち込みを防止するための起動補助回路１０９が介装されている。

図示の例では、直流昇圧回路１０１は、半導体スイッチ素子１１０、昇圧トランス１１１、整流用ダイオード１１２および平滑用コンデンサ１１３を図示の如く接続して構成されたＰＷＭ制御方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。この直流昇圧回路１０１は、半導体スイッチ素子１１０と昇圧トランス１１１の１次巻き線との直列回路に直流電源１００から直流電圧を入力した状態で、半導体スイッチ素子１１０を所定の周期でＯＮ・ＯＦＦすることにより昇圧トランス１１１の２次巻き線に高圧のパルス電圧を発生させる。そして、このパルス電圧を、２次巻き線に直列に接続された整流用ダイオード１１２および平滑用コンデンサ１１３でそれぞれ整流、平滑化することによって、直流電源１００の直流電圧を昇圧してなる直流の出力電圧を発生する。この直流昇圧回路１０１の出力電圧は、コントローラ１０５によって、半導体スイッチ素子１１０のＯＮ・ＯＦＦのデューティを制御する（半導体スイッチ素子１１０をＰＷＭ制御する）ことによって操作され、無負荷状態（直流昇圧回路１０１の出力電流が０である状態）において最大で４００Ｖ程度の出力電圧を発生可能とされている。

また、インバータ回路１０２は、４個の半導体スイッチ素子１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄを図示の如くブリッジ接続して構成され、これらの半導体スイッチ素子１０２ａ〜１０２ｄのＯＮ・ＯＦＦをコントローラ１０５により制御することで、直流昇圧回路１０１から入力される直流を交流に変換して出力することが可能となっている。なお、半導体スイッチ素子１０２ａ，１０２ｄの組と、１０２ｂ，１０２ｃの組とのうちの一方をＯＮ状態に維持し、且つ他方をＯＦＦ状態に維持することによって、インバータ回路１０２は、直流昇圧回路１０２の出力電圧とほぼ同等の大きさで、且つ、その出力電圧と同極性または逆極性の直流電圧を出力することも可能である。

起動回路１０３は、ダイオード１１４、抵抗１１５およびコンデンサ１１６の直列回路と、サイリスタ１１７およびダイオード１１８の並列回路と、起動用トランス１１９と、サイリスタ１１７のトリガ回路１２０とを、インバータ回路１０２とＨＩＤランプ１０４との間で図示の如く接続して構成されている。この起動回路１０３では、ＨＩＤランプ１０４の点灯開始前に、直流昇圧回路１０１からダイオード１１４および抵抗１１５を介してコンデンサ１１６に充電される電圧に応じてトリガ回路１２０がサイリスタ１１７をＯＮにすることで、コンデンサ１１６の充電電荷を起動用トランス１１９の１次巻き線に瞬時的に通電する。これにより、ＨＩＤランプ１０４に直列に接続されている起動用トランス１１９の２次巻き線に起動用高圧パルスを励起して、この起動用高圧パルスをＨＩＤランプ１０４に印加する。

なお、電圧検出用分圧抵抗１０６，１０７は、直列に接続されており、その両端に直流昇圧回路１０１の出力電圧が印加されるようになっている。そして、電圧検出用分圧抵抗１０６，１０７のうちの抵抗１０７に発生する電圧（これは直流昇圧回路１０１の出力電圧に比例する）を、ＨＩＤランプ１０４のランプ電圧の検出信号としてコントローラ１０５に出力する。また、電流検出用抵抗１０８は、ＨＩＤランプ１０４のランプ電流に比例する電圧を発生し、これをランプ電流の検出信号としてコントローラ１０５に出力する。また、起動補助回路１０９は、抵抗１２１およびコンデンサ１２２の直列回路により構成され、その両端に、直流昇圧回路１０１の出力電圧が電流検出用抵抗１０８を介して印加されるようになっている。補足すると、ＨＩＤランプ１０４には、後述するように２５ｋＶ程度の起動用高圧パルスが印加されるため、そのＨＩＤランプ１０４のランプ電圧を直接的に検出することは回路的に難しい。また、起動用高圧パルスの印加時以外では、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ〜１０２ｄのＯＮ抵抗などに起因する若干の誤差はあるものの、直流昇圧回路１０１の出力電圧は、ＨＩＤランプ１０４のランプ電圧と概ね同等となる。そのため、電圧検出用分圧抵抗１０６，１０７による検出信号（直流昇圧回路１０１の出力電圧に比例した電圧信号）が、ＨＩＤランプ１０４のランプ電圧の検出信号として使用される。

上記構成の放電灯点灯装置によるＨＩＤランプ１０４の動作制御（ＨＩＤランプ１０４の放電・点灯を開始させて、連続的な点灯を安定的に行なうための制御）は次のように行なわれる。図６（ａ），（ｂ）はそれぞれ、この動作制御におけるランプ電圧、ランプ電流の経時変化を例示するタイミングチャートである。

まず、直流昇圧回路１０１に直流電源１００から直流電圧（例えば約１２Ｖ）を入力した状態で、コントローラ１０５により、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ，１０２ｄの組をＯＮ状態に制御し、且つ半導体スイッチ素子１０２ｂ，１０２ｃの組をＯＦＦ状態に制御する。さらに、コントローラ１０５により直流昇圧回路１０１の半導体スイッチ素子１１０をＰＷＭ制御し、該直流昇圧回路１０１の出力電圧を最大の４００Ｖ程度まで昇圧する。このとき、直流昇圧回路１０１の出力電圧がインバータ回路１０２を介してＨＩＤランプ１０４に印加される（図６（ａ）の時刻t1〜t2の期間）。

この期間において、前記起動補助回路１０９のコンデンサ１２２が充電され、さらに、起動回路１０３のコンデンサ１１６が充電される。そして、起動回路１０３のコンデンサ１１６の充電電圧が所定値を超えると、トリガ回路１２０によって、サイリスタ１１７がＯＮにされる（図６（ａ），（ｂ）の時刻t2）。これにより、コンデンサ１１６の電荷が起動用トランス１１９の１次巻き線およびサイリスタ１１７を介して瞬時に放電し、起動用トランス１１９の２次巻き線に波高値が２５ｋＶ程度の起動用高圧パルスが発生する。そして、この起動用高圧パルスがＨＩＤランプ１０４に印加されることとなる。

図７は、その起動用高圧パルスの波形の例を示すグラフである。前記起動回路１０３では、サイリスタ１１７に過大な逆方向電圧が作用して該サイリスタ１１７が損傷しないように、サイリスタ１１７の順方向と逆向きのダイオード１１８が該サイリスタ１１７に並列接続されている。このため、起動用高圧パルスの波形は、図７に示すように単純な減衰振動のものとなる。

この起動用高圧パルスの印加によって、ＨＩＤランプ１０４の放電・点灯が開始し、直流昇圧回路１０１からインバータ回路１０２を介してＨＩＤランプ１０４に瞬時的な突入電流が流れる。このとき、ＨＩＤランプ１０４に突入電流が流れることで、直流昇圧回路１０１の出力部のコンデンサ１１３が急速に放電する。このため、ＨＩＤランプ１０４の起動直後（起動用高圧パルスの印加直後）のランプ電流は、図６（ｂ）に示すように急速に低下する。この場合、前記起動補助回路１０９を省略すると、図６（ｂ）に破線で示すようにランプ電流が過剰に低下して（ランプ電流の過剰な落ち込みが発生して）、ＨＩＤランプ１０４の立ち消えが生じやすい。起動補助回路１０９は、これを防止するためのものであり、そのコンデンサ１２２の充電電荷を抵抗１２１を介してＨＩＤランプ１０４に放電する（これは起動用高圧パルスの印加時から若干遅れる）ことで、ランプ電流の過剰な低下を抑制し、ＨＩＤランプ１０４の放電・点灯を持続させる。なお、ＨＩＤランプ１０４が冷えた状態でのＨＩＤランプ１０４の起動（所謂、コールドスタート）の直後においては、ＨＩＤランプ１０４で発生するランプ電圧は２０Ｖ程度であるので、該ランプ電圧は起動用高圧パルスの印加後、低下していく。

一方、ＨＩＤランプ１０４の起動直後は、その電極の温度が低く、ＨＩＤランプ１０４の放電が不安定になりやすい。そこで、ＨＩＤランプ１０４の電極を早急に昇温して、ＨＩＤランプ１０４の放電を安定化させるために、ＨＩＤランプ１０４の起動開始時から所定時間が経過するまでの期間（図６（ａ），（ｂ）の時刻t2からt4までの期間。以下、放電安定化期間という）においては、ＨＩＤランプ１０４の定常的な点灯時における交流点灯周波数（例えば４００Ｈｚ）の周期よりも十分に長い所定時間（例えば１０〜２０ｍｓ程度）ずつ、正極性および負極性の直流電流を順次、ＨＩＤランプ１０４に流すようにインバータ回路１０２がコントローラ１０５により制御される。すなわち、前記放電安定化期間のうち、図６（ａ），（ｂ）の時刻t2からt3の期間では、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ，１０２ｄをＯＮに制御し、且つ半導体スイッチ素子１０２ｂ，１０２ｃをＯＦＦに制御することによって、ＨＩＤランプ１０４に正極性のランプ電流を流し、これに続く時刻t3からt4の期間では、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ，１０２ｄをＯＦＦに制御し、且つ半導体スイッチ素子１０２ｂ，１０２ｃをＯＮに制御することによって、ＨＩＤランプ１０４に負極性のランプ電流を流す。なお、これらの期間では、前記電圧検出用分圧抵抗１０６，１０７を介してコントローラ１０５に入力されるランプ電圧の検出信号に応じてランプ電流、またはＨＩＤランプ１０４への供給電力（以下、ランプ電力ということがある）の目標値が決定される。その目標値は、ＨＩＤランプ１０４の電極を早期に昇温させ、ＨＩＤランプ１０４の放電を安定化する上で適切なランプ電流またはランプ電力の目標値である。そして、電流検出用抵抗１０８を介して検出されるランプ電流、あるいは、そのランプ電流の検出値とランプ電圧の検出値とから把握されるランプ電力がその目標値に一致するように、直流昇圧回路１０１の出力が半導体スイッチ素子１１０を介してコントローラ１０５によりフィードバック制御される。

上記放電安定化期間の終了時には、ＨＩＤランプ１０４の電極は十分に昇温しているので、その後はＨＩＤランプ１０４の交流点灯を行なっても、ＨＩＤランプ１０４の立ち消えを生じることなく、放電・点灯を安定に行なうことができる。そこで、前記放電安定化期間が終了すると（図６（ａ），（ｂ）の時刻t4）、次に、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ，１０２ｄの組と、半導体スイッチ素子１０２ｂ，１０２ｃの組との交互のＯＮ・ＯＦＦがコントローラ１０５により４００Ｈｚ程度の周波数で制御される。これによりＨＩＤランプ１０４の交流点灯が開始される。

この交流点灯では、前記電圧検出用分圧抵抗１０６，１０７を介して検出されるランプ電圧に応じてランプ電流またはランプ電力の目標値が設定され、前記電流検出用抵抗１０８を介して検出されるランプ電流、あるいは、そのランプ電流の検出値とランプ電圧の検出値とから把握されるランプ電力が、それらの目標値になるように直流昇圧回路１０１の出力がコントローラ１０５により半導体スイッチ素子１１０を介してフィードバック制御される。

この場合、ＨＩＤランプ１０４のコールドスタートの直後では、ＨＩＤランプ１０４の光束（光量）が安定的な点灯時よりも低いので、ＨＩＤランプ１０４の光束を早急に立ち上げる必要がある。また、一般に、ＨＩＤランプ１０４の継続的な点灯時には、該ＨＩＤランプ１０４の発光管の温度の上昇に伴い、ランプ電圧が上昇していくと共に、光束が上昇していく。そこで、ＨＩＤランプ１０４の交流点灯におけるランプ電流またはランプ電力の目標値は、ランプ電圧が比較的低い状態でＨＩＤランプ１０４の定格電流（安定点灯時のランプ電流）の数倍のウォームアップ電流をＨＩＤランプ１０４に流すようにランプ電圧の検出値に応じて設定される。例えば図８に例示するように、交流点灯におけるランプ電流またはランプ電力の目標値がランプ電圧の検出値に応じて設定される。なお、この図８の例は、ＨＩＤランプ１０４として、水銀を封入したＨＩＤランプを使用した場合の例である。

このようにＨＩＤランプ１０４の交流点灯におけるランプ電流またはランプ電圧を制御することで、図６（ａ）に示すように、ランプ電圧が徐々に増加していき、最終的に８５Ｖ程度の電圧で安定する。また、図６（ｂ）に示すように、ランプ電流が徐々に減少していき、最終的に０．４Ａ程度の電流で安定する。
特開平１１−３２９７６８号公報 特開２０００−３６３９３号公報

ところで、従来は、水銀を封入したＨＩＤランプ（以下、水銀封入ＨＩＤランプということがある）が一般的に使用されていたが、近年では、環境保護などのために、水銀の封入を必要としないＨＩＤランプ（以下、水銀フリーＨＩＤランプということがある）が開発され、これを水銀封入ＨＩＤランプの代わりに使用することの要望が高まっている。

この水銀フリーＨＩＤランプは、前記した従来の放電灯点灯装置を使用して、水銀封入ＨＩＤランプと同様に試験的には点灯させることが可能である。

しかるに、水銀フリーＨＩＤランプでは、その起動直後に必要な最大のウォームアップ電流が水銀封入フリーＨＩＤランプよりも大きいと共に、安定点灯時においても、水銀封入ＨＩＤランプと同等の光束を得るためには、水銀封入ＨＩＤランプの２倍程度のランプ電流を必要とする。そして、このように必要なランプ電流が水銀封入ＨＩＤランプよりも大きくなることで、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ〜１０２ｄのＯＮ抵抗や起動用トランス１１９の１次巻き線の抵抗に起因する電圧降下の大きさやそのばらつきが大きくなる。このため、前記電圧検出用分圧抵抗１０６，１０７を介して検出される電圧（＝直流昇圧回路１０１の出力電圧）の、実際のランプ電圧に対する誤差が大きくなる。

さらに、水銀フリーＨＩＤランプの起動後の初期のランプ電圧（交流点灯の開始時刻付近でのランプ電圧）は、２５Ｖ程度で、水銀封入ＨＩＤランプの初期のランプ電圧（２０Ｖ程度）と同程度であるものの、安定点灯時におけるランプ電圧は、４２Ｖ程度で、水銀封入ＨＩＤランプの安定点灯時におけるランプ電圧（８５Ｖ程度）の半分程度である。従って、水銀フリーＨＩＤランプのランプ電圧の変化幅は、水銀封入ＨＩＤランプのランプ電圧の変化幅よりも大幅に小さいものとなる。

このように、水銀フリーＨＩＤランプを使用した場合には、水銀封入ＨＩＤランプを使用した場合に比べて、ランプ電圧の変化幅が小さく、また、ランプ電圧の検出値の、実際のランプ電圧に対する誤差が大きくなるため、前述のようなＨＩＤランプの動作制御を好適に行なうことが困難となり、場合によっては、ＨＩＤランプの早急な寿命劣化による立ち消えを生じる恐れがあった。

また、水銀フリーＨＩＤランプでは、必要なランプ電流が水銀封入ＨＩＤランプよりも大きくなるため、図５に示したような従来の放電灯点灯装置で、水銀フリーＨＩＤランプを動作させると、水銀封入ＨＩＤランプを動作させる場合よりも、放電灯点灯装置の直流昇圧回路１０１の昇圧トランス１１１の２次巻き線の直流抵抗や、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ〜１０２ｄのＯＮ抵抗などの抵抗分に起因するジュール熱による発熱が大きくなり、該放電灯点灯装置の回路効率が低下してしまうという不都合があった。

上記のような不都合を解消するためには、例えば、直流昇圧回路１０１の最大出力電圧を下げることが考えられる。直流昇圧回路１０１の最大出力電圧を下げれば、インバータ回路１０２の半導体スイッチ素子１０２ａ〜１０２ｄの必要耐圧が低減され、それらのＯＮ抵抗を小さくすることが可能である。さらに、直流昇圧回路１０１の昇圧トランス１１１の２次巻き線の巻き数を減らして、その直流抵抗を低減させることが可能であるので、放電灯点灯装置の発熱を低減することが可能となると考えられる。

しかしながら、前記した従来の放電灯点灯装置では、直流昇圧回路１０１の最大出力電圧を下げると、換言すれば、ＨＩＤランプの点灯開始前に直流昇圧回路１０１からＨＩＤランプに印加する電圧を従来の４００Ｖ程度よりも低くすると、ＨＩＤランプの放電が安定に開始せず、ＨＩＤランプの起動ミスが生じやすいことが本願発明者等の検討により判明した。

そして、本願発明者が、その原因について種々様々の検討を重ねた結果、従来の放電灯点灯装置では、起動回路１０３から印加される起動用高圧パルスのパルス幅、すなわち、該起動用高圧パルスのＨＩＤランプへの印加時間が短すぎ、これが、直流昇圧回路の最大出力電圧を４００Ｖよりも低くしたときのＨＩＤランプの放電開始を不安定化する一つの要因となることが判明した。

本発明はかかる背景に鑑みてなされたものであり、放電灯の点灯開始時に該放電灯に印加する起動用高圧パルスのパルス幅を簡単な手法で拡大することができ、ひいては、直流昇圧回路の最大出力電圧を低くしても、ＨＩＤランプなどの放電灯の起動時の放電・点灯を円滑に開始することができる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。

本発明の放電灯点灯装置は、かかる目的を達成するために、直流電源から入力される直流電圧を昇圧し、その昇圧後の出力電圧をインバータ回路を介して放電灯に入力する直流昇圧回路と、該直流昇圧回路から電力の供給を受けて、前記放電灯の点灯を開始するための起動用高圧パルスを該放電灯に印加する起動回路とを備え、前記放電灯の点灯開始時に、前記直流昇圧回路からインバータ回路を介して所定値の直流電圧を前記放電灯に印加した状態で、前記起動回路から起動用高圧パルスを放電灯に印加して該放電灯の点灯を開始させる放電灯点灯装置において、前記起動回路は、前記インバータ回路の一対の出力端子間で前記放電灯と直列に接続された２次巻き線を有する起動用トランスと、前記放電灯の点灯開始前に前記直流昇圧回路から電力の供給を受けて充電される起動用コンデンサと、該起動用コンデンサの両端間で前記起動用トランスの１次巻き線と直列に接続され、該起動用コンデンサの充電電圧が所定のブレークダウン電圧以上となった時に自律的に導通するブレークダウン素子とを備え、該ブレークダウン素子の導通により前記起動用コンデンサの充電電荷を前記起動用トランスの１次巻き線を介して瞬時的に放電させることにより、該起動用トランスの２次巻き線に前記起動用高圧パルスを励起するように構成された回路であり、前記起動用トランスは、その２次巻き線に励起される起動用高圧パルスの波形が、前記起動用コンデンサから該起動用トランスの１次巻き線に瞬時的に電流が流れることに起因して該起動用トランスの２次巻き線に励起される第１の高圧パルス成分と、該第１の高圧パルスの発生直後に該起動用トランスの１次巻き線に電流が流れなくなることに起因して該起動用トランスの２次巻き線に逆起電力により励起される第２の高圧パルス成分とを合成してなる減衰振動波形となり、且つ、前記両高圧パルス成分が位相をずらして重なり合うことにより当該減衰振動波形のパルス部分が形成されるように、両巻き線のうちの少なくともいずれか一方の結合性が調整されたトランスであることを特徴とする（第１発明）。

この第１発明によれば、前記起動回路の起動用トランスの２次巻き線に励起される起動用高圧パルスの波形が、前記起動用コンデンサから該起動用トランスの１次巻き線に瞬時的に電流が流れることに起因して該起動用トランスの２次巻き線に励起される第１の高圧パルス成分と、該第１の高圧パルスの発生直後に該起動用トランスの１次巻き線に電流が流れなくなることに起因して該起動用トランスの２次巻き線に逆起電力により励起される第２の高圧パルス成分とを合成してなる減衰振動波形となり、且つ、前記両高圧パルス成分が位相をずらして重なり合うことにより当該減衰振動波形のパルス部分が形成されるような波形となる。このため、起動用高圧パルスの各パルス部分（起動用高圧パルスの減衰振動波形における半周期分のパルス部分）が、前記第１の高圧パルス成分および第２の高圧パルス成分の位相をずらした重なりによって、それぞれの高圧パルス成分のパルス幅よりも大きなパルス幅となり、起動用高圧パルスの各パルス部分の幅を広くすることができる。このため、放電灯の点灯開始時に、高圧の電圧が連続的に付与される時間を長くすることができる。ひいては、放電灯の点灯開始前に直流昇圧回路から放電灯に印加される前記所定値の直流電圧が比較的低い状態であっても、起動用高圧パルスの印加に応じた放電灯の放電を安定して開始させることができる。

従って、第１発明によれば、放電灯の点灯開始時に該放電灯に印加する起動用高圧パルスのパルス幅を簡単な手法で拡大することができ、ひいては、前記直流昇圧回路からインバータ回路を介して印加される前記所定値の直流電圧、すなわち、該直流昇圧回路の最大出力電圧を従来よりも低くしても、ＨＩＤランプなどの放電灯の起動時の放電・点灯を円滑に開始させることができる。そして、このように直流昇圧回路の最大出力電圧を従来よりも低くすることができるため、前記インバータ回路のスイッチ素子の必要耐圧が小さくなって、該スイッチ素子のＯＮ抵抗（導通時の抵抗値）を従来よりも小さくできると共に、直流昇圧回路に備えられる昇圧トランスの２次巻き線の巻き数を従来よりも少なくして、該２次巻き線の抵抗値（直流抵抗値）を小さくできる。その結果、第１発明の放電灯点灯装置の発熱を抑制することができると共に、該放電灯点灯装置の回路効率を高めることができる。加えて、直流昇圧回路の最大出力電圧を従来よりも低くして、直流昇圧回路の昇圧トランスの２次巻き線側に備える整流用ダイオードや、インバータ回路の各スイッチ素子などの回路部品の必要耐圧を低減できることから、それらの各部品の小型化および低コスト化を図ることができる。ひいては、放電灯点灯装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

さらに、インバータ回路のスイッチ素子のＯＮ抵抗を小さくできることで、放電灯の点灯中における、前記直流昇圧回路の出力電圧と、放電灯の実際の発生電圧との差を小さくできる。このため、従来の放電灯点灯装置と同様に、直流昇圧回路の出力電圧を放電灯の発生電圧を示すものとをして検出して、その検出電圧に応じて放電灯の電流あるいは電力を制御する場合に、その制御を好適に行なうことが可能となる。

なお、前記第１発明は、前記放電灯として、水銀が封入されるＨＩＤランプ（水銀封入ＨＩＤランプ）、および水銀が封入されないＨＩＤランプ（水銀フリーＨＩＤランプ）とのいずれを使用した場合でも、上記の効果を奏することができる。そして、特に、水銀フリーＨＩＤランプを使用した場合には、従来の放電灯点灯装置よりも、大幅に回路効率を高めることができると共に、ＨＩＤランプの交流点灯時などおける該ランプの電流や電力の制御を好適に行なうことが可能となる。

前記第１発明では、前記起動回路のブレークダウン素子は、前記放電灯の点灯開始前に前記直流昇圧回路から該放電灯に印加される前記所定値の電圧よりも高いブレークダウン電圧を有する素子であり、前記直流昇圧回路は、前記直流電源の直流電圧が周期的に印加される１次巻き線を有し、且つ、第１の２次巻き線および第２の２次巻き線を有する昇圧トランスと、該昇圧トランスの第１の２次巻き線の両端間で直列に接続された第１の整流用ダイオードおよび第１の平滑用コンデンサと、前記第２の２次巻き線の一端に接続された第２の整流用ダイオードとを備える回路であり、該直流昇圧回路の第１の平滑用コンデンサの高電位側の一端から前記インバータ回路に入力する直流電圧を出力すると共に、前記第２の整流用ダイオードから前記起動回路の起動用コンデンサに充電する直流電圧を出力するようにすることが好ましい（第２発明）。

この第２発明では、前記起動回路のブレークダウン素子として、前記放電灯の点灯開始前に前記直流昇圧回路から該放電灯に印加される前記所定値の電圧よりも高いブレークダウン電圧を有する素子を使用することによって、該ブレークダウン素子の導通に応じて起動用トランスの１次巻き線に励起されるパルス電圧の波高値を高めることができる。その結果、前記放電灯の放電を開始させる所要の波高値の起動用高圧パルスを該起動用トランスの２次巻き線に励起するために必要な２次巻き線の巻き数を減少させることが可能となる。ひいては、該２次巻き線の抵抗値（直流抵抗値）を低減し、放電灯の連続的な点灯時における放電灯点灯装置の発熱をより一層低減できると共に、直流昇圧回路の出力電圧と放電灯の実際の発生電圧との差をより一層小さくできる。これにより、放電灯点灯装置の回路効率をより一層高めることができると共に、放電灯の電流や電力の制御を好適に行なうことが可能となる。

この場合、前記ブレークダウン素子の導通に必要なブレークダウン電圧は、前記放電灯の点灯開始前に前記直流昇圧回路から該放電灯に印加される前記所定値の電圧よりも高いものの、前記直流昇圧回路に前記第２の２次巻き線とこれに接続された第２の整流用ダイオードとを備えることで、該直流昇圧回路の第２の２次巻き線側から、前記起動回路の起動用コンデンサを前記ブレークダウン素子の導通に必要なブレークダウン電圧以上に充電するための直流電圧を該起動用コンデンサに支障なく供給することができる。

この第２発明では、前記直流昇圧回路の第２の２次巻き線の他端は、前記第１の平滑用コンデンサの高電位側の一端に接続されていることが好適である（第３発明）。

この第３発明によれば、前記第２の整流用ダイオードがオフになるときに第２の２次巻き線から該第２の整流用ダイオードに印加される電圧を該平滑用コンデンサの電圧分だけ、低くすることができるので、前記ブレークダウン素子のブレークダウン電圧が比較的高い電圧であっても、第２の整流用ダイオードの必要耐圧が過大になるのを防止することができる。その結果、該第２の整流用ダイオードの小型化および低コスト化を図ることができる。

また、前記第２発明あるいは第３発明では、直流昇圧回路の第２の２次巻き線側から比較的高圧の直流電圧が、起動回路の起動用コンデンサに供給されることとなるので、該直流昇圧回路と起動回路との間で高周波ノイズが放射され、それが直流昇圧回路から放電灯に至る回路（インバータ回路など）の動作に影響を及ぼす恐れがある。そこで、前記第２発明あるいは第３発明では、前記直流昇圧回路の第２の整流用ダイオードから出力される直流電圧を平滑化する第２の平滑用コンデンサを該第２の整流用ダイオードの近傍で該第２の整流用ダイオードに接続して設けることが好ましい（第４発明）。

この第４発明によれば、前記第２の整流用ダイオードから出力される直流電圧のリップル成分を第２の平滑用コンデンサによって低減できるので、前記高周波ノイズの放射を低減できる。また、前記第２の整流用ダイオードから出力される直流電圧のリップル成分が低減されることで、前記起動回路の起動用コンデンサの充電効率を高めることができる。

本発明の放電灯点灯装置の一実施形態を図１〜図４を参照して説明する。

まず、図１を参照して、本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成を説明する。図１はその回路構成を示す図である。図示のように、本実施形態の放電灯点灯装置１は、直流電源２から入力される直流電圧を昇圧する直流昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）３と、直流を交流に変換して出力可能なインバータ回路４と、放電灯５に起動用高圧パルスを印加する起動回路６と、直流昇圧回路３およびインバータ回路４を制御するコントローラ（制御回路）７と、第１起動補助回路８および第２起動補助回路９とを備える。また、放電灯点灯装置１は、放電灯５の発生電圧を検出するための電圧検出手段として、一対の電圧検出用分圧抵抗１０，１１を備えると共に、放電灯５に流れる電流を検出するための電流検出手段として、電流検出用抵抗１２を備える。

なお、本実施形態では、直流電源２は、例えば自動車用のバッテリであり、その出力電圧は約１２Ｖである。また、放電灯５は、例えば、自動車のヘッドランプ用のＨＩＤランプである。以下、放電灯５をＨＩＤランプ５という。

直流昇圧回路３は、一対の入力端子１３ａ，１３ｂと、１つの１次巻き線１４ａおよび２つの２次巻き線１４ｂ，１４ｃを有する昇圧トランス１４と、半導体スイッチ素子１５と、２つの整流用ダイオード１６，１７と、平滑用コンデンサ１８と、３つの出力端子１９ａ，１９ｂ，１９ｃとを備え、前記一対の入力端子１３ａ，１３ｂ間に、直流電源２から直流電圧を入力し、その直流電圧を昇圧してなる２種類の出力電圧を、それぞれ出力端子１９ａ，１９ｂから出力する。なお、出力端子１９ｃは、それらの出力電圧の基準電位部である。また、半導体スイッチ素子１５は、本実施形態ではＦＥＴである。

この直流昇圧回路３では、昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａおよび半導体スイッチ素子１５が一対の入力端子１３ａ，１３ｂ間に直列に接続されている。そして、半導体スイッチ素子１５は、そのゲート（制御信号入力部）がコントローラ７に接続され、そのゲートにコントローラ７から所定周期のパルス信号を付与することによって半導体スイッチ素子１５のＯＮ・ＯＦＦ（導通・遮断）が制御されるようになっている。

また、整流用ダイオード１６，１７のうちの整流用ダイオード１６は、そのアノードが昇圧トランス１４の２次巻き線１４ｂの一端に接続されると共に、カソードが２次巻き線１４ｂの他端に平滑用コンデンサ１８を介して接続されている。従って、整流用ダイオード１６および平滑用コンデンサ１８が、２次巻き線１４ｂの両端間に直列に接続されている。そして、平滑用コンデンサ１８の整流用ダイオード１６側の一端（高電位側の一端）と、２次巻き線１４ｂ側の他端とが、それぞれ出力端子１９ｂ，１９ｃに接続されている。

また、整流用ダイオード１７は、そのアノードが２次巻き線１４ｃの一端に接続されると共に、カソードが出力端子１９ａに接続されている。そして、２次巻き線１４ｃの他端は、平滑用コンデンサ１８の整流用ダイオード１６側の一端に接続されている。

なお、整流用ダイオード１７のカソードが接続された出力端子１９ａは、平滑用コンデンサ２０を介して接地部に接続されている。該平滑用コンデンサ２０は、整流用ダイオード１７に近接して設けられている。

上記のように構成された直流昇圧回路３では、その入力端子１３ａ，１３ｂ間に直流電源２から直流電圧（約１２Ｖ）を入力した状態で、半導体スイッチ素子１５のＯＮ・ＯＦＦを所定周期で行なって、昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａに直流電源２から直流電圧を周期的に印加することにより、直流電源２から入力される直流電圧を昇圧してなる２種類の直流電圧を、それぞれ出力端子１９ａ，１９ｂから出力する。このとき、半導体スイッチ素子１５のＯＮ・ＯＦＦのデューティが、コントローラ７により制御され、その制御によって、出力端子１９ａ，１９ｂからそれぞれ出力される直流電圧の大きさを調整可能とされている。出力端子１９ｂからの出力は、主としてＨＩＤランプ５にその点灯用の電力を供給するものであり、出力端子１９ａからの出力は、起動回路６にその動作用の電力を供給するものである。

この場合、本実施形態では、出力端子１９ｂから出力可能な最大の電圧（出力電流を０とした状態での最大出力電圧）は、２００Ｖ程度とされている。また、出力端子１９ａから出力可能な最大の電圧（出力電流を０とした状態での最大出力電圧）は、出力端子１９ｂからの最大出力電圧よりも高く、例えば９５０Ｖ程度とされている。そして、昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａの巻き数と、これに対する各２次巻き線１４ｂ，１４ｃの巻き数比とは、出力端子１９ｂ，１９ａからそれぞれ上記の最大出力電圧を発生し得るように設定されている。

また、特に、昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａと２次巻き線１４ｂとの巻き数比は、出力端子１９ｂから２００Ｖ程度の最大出力電圧を発生し得ることに加えて、ＨＩＤランプ５の安定点灯中（定常的な点灯時）にできるだけ効率よく該ＨＩＤランプ５に電力を供給し得るように（昇圧トランス１４における電力の変換効率ができるだけ高くなるように）、直流電源２の直流電圧とＨＩＤランプ５の安定点灯時の発生電圧（ランプ電圧）との比に概ね等しくなるように設定されている。この場合、直流電源２（バッテリ）の直流電圧にはばらつきがあるので、１次巻き線１４ａと２次巻き線１４ｂとの巻き数比は、放電灯点灯装置１を正常に動作させ得る直流電源２の最低保証電圧とＨＩＤランプ５の安定点灯時のランプ電圧との比に概ね等しくなるように設定することが好ましい。例えば、ＨＩＤランプ５（水銀フリーＨＩＤランプ）の安定点灯時のランプ電圧が４２Ｖ程度で、直流電源２（バッテリ）の最低保証電圧が１０Ｖであるとした場合、昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａと２次巻き線１４ｂとの巻き数比は、１：４程度に設定することが好適である。このように、昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａと２次巻き線１４ｂとの巻き数比を設定することにより、ＨＩＤランプ５の連続的な点灯中における昇圧トランス１４の変換効率を高めることができる。

なお、水銀フリーＨＩＤランプの安定点灯時のランプ電圧のばらつきを考慮すると、該ランプ電圧は、３３Ｖ〜５１Ｖ（４２Ｖ±９Ｖ）程度である。従って、１次巻き線１４ａと２次巻き線１４ｂとの巻き数比を、直流電源２の最低保証電圧とＨＩＤランプ５の安定点灯時のランプ電圧との比に概ね等しくするためには、該巻き数比を１：３〜１：５の範囲で設定すればよい。

補足すると、直流昇圧回路３の昇圧トランス１４の２次巻き線１４ｂ，１４ｃはそれぞれ、本発明における第１の２次巻き線、第２の２次巻き線に相当する。また、整流用ダイオード１６，１７はそれぞれ本発明における第１の整流用ダイオード、第２の整流用ダイオードに相当し、平滑用コンデンサ１８，２０はそれぞれ本発明における第１の平滑用コデンサ、第２の平滑用コンデンサに相当する。

前記インバータ回路４は、従来の図５のものと同様に、４個の半導体スイッチ素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄをブリッジ接続して構成されている。より詳しくは、インバータ回路４は、その一対の入力端子２１ａ，２１ｂ間に、半導体スイッチ素子４ａ，４ｂの直列回路と半導体スイッチ素子４ｃ，４ｄの直列回路とを並列に接続して構成されている。そして、半導体スイッチ素子４ａ，４ｂの直列回路の中点と、半導体スイッチ４ｃ，４ｄの直列回路の中点とが、それぞれインバータ回路４の一対の出力端子２２ａ，２２ｂに接続されている。なお、各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄは、本実施形態ではＦＥＴである。そして、各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄは、そのゲート（制御信号入力部）がコントローラ７に接続され、そのゲートにコントローラ７からパルス信号を付与することによって各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄのＯＮ・ＯＦＦ（導通・遮断）が制御されるようになっている。

また、このインバータ回路４の入力端子２１ａ，２１ｂのうちの入力端子２１ａは、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂに接続され、入力端子２１ｂは、前記電流検出用抵抗１２を介して直流昇圧回路３の出力端子１９ｃ（基準電位端子）に接続されている。これにより、インバータ回路４には、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂから出力電圧（最大で２００Ｖ程度の直流電圧）が入力されるようになっている。

上記のように構成されたインバータ回路４では、半導体スイッチ素子４ａ，４ｄの組をＯＮにし、且つ半導体スイッチ素子４ｂ，４ｃの組をＯＦＦにする状態と、半導体スイッチ素子４ａ，４ｄの組をＯＦＦにし、且つ半導体スイッチ素子４ｂ，４ｃの組をＯＮにする状態とを交互に周期的に切り換えることにより、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂから入力される直流電圧とほぼ同等の振幅を有する交流電圧が、出力端子２２ａ，２２ｂから出力されることとなる。また、半導体スイッチ素子４ａ，４ｄの組をＯＮにし、且つ半導体スイッチ素子４ｂ，４ｃの組をＯＦＦにする状態、あるいは、半導体スイッチ素子４ａ，４ｄの組をＯＦＦにし、且つ半導体スイッチ素子４ｂ，４ｃの組をＯＮにする状態を継続させることによって、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂから入力される直流電圧と同極性または逆極性で、且つ、該直流電圧とほぼ同等の大きさの直流電圧がインバータ回路４の出力端子２２ａ，２２ｂから出力されることとなる。

前記起動回路６は、充電用抵抗２３およびコンデンサ２４の直列回路と、起動用トランス２５と、所定のブレークダウン電圧以上の電圧が印加されたときに自律的に導通するスイッチ素子としてのブレークダウン素子２６とから構成されている。

この場合、充電用抵抗２３およびコンデンサ２４の直列回路のコンデンサ２４側の一端は、インバータ回路４の出力端子２２ｂに接続され、充電用抵抗２３側の他端は、直流昇圧回路３の出力端子１９ａに接続されている。すなわち、直流昇圧回路３の出力端子１９ａと、インバータ回路４の出力端子２２ｂとの間で充電用抵抗２３およびコンデンサ２４が直列に接続されている。これにより、インバータ回路４の半導体スイッチ素子４ａ，４ｄの組をＯＮにし、且つ半導体スイッチ素子４ｂ，４ｃの組をＯＦＦにした状態において、コンデンサ２４が、直流昇圧回路３の出力端子１９ａから出力される直流電圧（９５０Ｖ程度）によって、充電用抵抗２３を介して充電されるようになっている。

また、起動用トランス２５の１次巻き線２５ａとブレークダウン素子２６とがコンデンンサ２４の両端間で直列に接続されている。本実施形態では、ブレークダウン素子２６として、そのブレークダウン電圧（導通電圧）が１０００Ｖよりも小さい電圧、例えば８００Ｖ程度となるガス封入式のスパークギャップ素子を用いている。

また、起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂは、インバータ回路４の出力端子２２ａ，２２ｂの間で、ＨＩＤランプ５と直列に接続されている。

上記のように構成された起動回路６では、コンデンサ２４が８００Ｖ程度まで充電されると、ブレークダウン素子２６が導通し、コンデンサ２４の充電電荷が瞬時的に起動用トランス２５の１次巻き線２５ａを流れる。これに応じて、起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂに起動用高圧パルスが発生し、これがＨＩＤランプ５に印加されることとなる。この場合、起動用トランス２５の１次巻き線２５ａの巻き数と、これに対する２次巻き線２５ｂの巻き数比とは、上記起動用高圧パルスの波高値が２５ｋＶ程度になるように設定されている。

また、本実施形態では、起動用トランス２５は、ブレークダウン素子２６の導通によって１次巻き線２５ａに瞬時的に電流が流れた直後に該１次巻き線２５ａの電流が流れなくなることに起因して発生する逆起電力を利用し、起動用高圧パルスの１パルス当たりの幅が従来よりも大きくなるようにしている。すなわち、本実施形態では、ブレークダウン素子２６の導通時にコンデンサ２４から１次巻き線２５ａに瞬時的に電流が流れることに起因して２次巻き線２５ｂに励起される順方向の高圧パルス成分（以下、第１高圧パルス成分という）と、その直後に１次巻き線２５ａに電流が流れなくなることに起因して２次巻き線２５ｂに逆起動力により発生する逆方向の高圧パルス成分（以下、第２高圧パルス成分という）とを合成したものが起動用高圧パルスとして２次巻き線２５ｂに励起される。なお、これらの第１高圧パルス成分および第２高圧パルス成分は減衰振動するので、起動用高圧パルスの波形も減衰振動波形となる。そして、この場合、これらの第１高圧パルス成分と第２高圧パルス成分とが（詳しくはそれらの高圧パルス成分の波形の同極性部分同士が）若干の位相をずらして重なり合うことにより起動用高圧パルスの減衰振動波形のパルス部分が形成されるように起動用トランス２５の巻き線２５ａまたは２５ｂの結合性が調整されている。具体的には、本実施形態では、起動用トランス２５の１次巻き線２５ａのインダクタンスの値が、該１次巻き線２５ａの漏れインダクタンスの値の３倍以上になるように、起動用トランス２５を構成した。なお、１次巻き線２５ａの漏れインダクタンスは、一般に、１次巻き線２５ａの巻き数が多いほど、減少する傾向がある。

上記のように構成した起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂで発生する起動用高圧パルスの波形の例を図２に示す。図示の如く、本実施形態での起動用高圧パルスの波形は、それを構成する第１高圧パルス成分Ｖ１と第２高圧パルス成分Ｖ２との同極性部分が位相をずらして重なるような減衰振動波形となる。これにより、これらの高圧パルス成分を合成してなる起動用高圧パルスの波形のパルス部分の幅Ｗ（該波形の半周期分の幅）が、各高圧パルス成分Ｖ１，Ｖ２の幅よりも大きくなって、前記図７に示した従来の放電灯点灯装置における起動用高圧パルスよりも大きなものとなっている。

本願発明者の各種実験、検討によれば、ＨＩＤランプ５に印加する起動用高圧パルスの幅が広い方が、ＨＩＤランプ５の放電の励起を安定して行なうことができ、該ＨＩＤランプ５の放電・点灯を円滑に開始することができる。そして、この効果は、特に、ＨＩＤランプ５の放電・点灯の開始前に、直流昇圧回路３からＨＩＤランプ５に印加する電圧が比較的低い場合に顕著に現れる。このために、本実施形態では、上記の如く、前記第１高圧パルス成分Ｖ１と第２高圧パスル成分Ｖ２との同極性部分が位相をずらして重なるように起動用トランス２５の１次巻き線２５ａの結合性を調整しておき、起動用高圧パルスの幅を広げるようにした。

なお、１次巻き線２５ａのインダクタンスの値を該１次巻き線２５ａの漏れインダクタンスの値の２倍程度にした場合には、前記第１高圧パルス成分と第２高圧パルス成分との位相ずれが小さすぎて、起動用高圧パルスの幅が十分に広がらず、ＨＩＤランプ５の点灯開始前の印加電圧を２００Ｖ程度とした場合には、ＨＩＤランプ５の放電・点灯を円滑に開始することができない場合がある。また、本実施形態では、起動用高圧パルスの幅を広げるために、起動用トランス２５の１次巻き線２５ａの結合性を調整したが、２次巻き線２５ｂの結合性、あるいは、両巻き線２５ａ，２５ｂの結合性を調整するようにしてもよい。

補足すると、前記起動回路６のコンデンサ２４は、本発明における起動用コンデンサに相当する。

前記第１起動補助回路８は、コンデンサ２７と充電用抵抗２８と放電用抵抗２９と放電用ダイオード３０とから構成されている。より詳しくは、第１起動補助回路８は、放電用抵抗３０と放電用ダイオード３０とを直列に接続してなる直列回路と、充電用抵抗２８とを並列に接続し、その並列回路の一端をコンデンサ２７に直列に接続することにより構成されている。この場合、放電用ダイオード３０は、コンデンサ２７の充電時に放電用抵抗２９を経由してコンデンサ２７に電流が流れるのを阻止し、且つ、コンデンサ２７の放電時に放電用抵抗２９を経由して電流が流れるのを許容するような向きで設けられている。本実施形態では、放電用ダイオード３０のアノードをコンデンサ２７に接続し、カソードを放電用抵抗２９に接続している。また、コンデンサ２７の放電時の電流が実質的に放電用抵抗２９および放電用ダイオード３０の直列回路だけを経由して流れるように、充電用抵抗２８の抵抗値が放電用抵抗２９の抵抗値よりも大きな抵抗値を有するものとされている。

前記第２起動補助回路９は、コンデンサ３１と充電用抵抗３２と放電用抵抗３３と放電用ダイオード３４とを前記第１起動補助回路８と同様に接続して構成されている。そして、この第２起動補助回路９においても、コンデンサ３１の放電時の電流が実質的に放電用抵抗３３および放電用ダイオード３４の直列回路だけを経由して流れるように、充電用抵抗３２の抵抗値が放電用抵抗３３の抵抗値よりも大きな抵抗値を有するものとされている。

これらの第１起動補助回路８および第２起動補助回路９は、直流昇圧回路３とインバータ回路４との間に介装されている。より具体的には、第１起動補助回路８および第２起動補助回路９のそれぞれのコンデンサ２７，３１側の一端が、インバータ回路４の入力端子２１ｂに接続されると共に電流検出用抵抗１２を介して直流昇圧回路３の出力端子１９ｃ（基準電位端子）に接続されている。また、第１起動補助回路８および第２起動補助回路９のそれぞれの他端は、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂとインバータ回路４の入力端子２１ａとに接続されている。従って、第１起動補助回路８および第２起動補助回路９は、直流昇圧回路３からインバータ回路４に入力される電圧に等しい電圧が印加されるようになっている。

上記のように構成された第１起動補助回路８では、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂから充電用抵抗２８を有する充電経路を介してコンデンサ２７の充電が行なわれ、また、そのコンデンサ２７の充電電荷が、放電用ダイオード３０および放電用抵抗２９を有する放電経路を介して放電されることとなる。このため、コンデンサ２７の充電経路と放電経路とが各別に備えられている。そして、それらの充電経路および放電経路のそれぞれの時定数が各別に設定されている。このことは、前記第２起動補助回路９でも同様である。

この場合、第１起動補助回路８の放電経路の時定数、すなわち、コンデンサ２７の容量値と放電用抵抗２９の抵抗値（より正確には放電用抵抗２９と放電用ダイオード３０の直列回路の抵抗値）との積は、第２起動補助回路９の放電経路の時定数、すなわち、コンデンサ３１の容量値と放電用抵抗３３の抵抗値（より正確には放電用抵抗３３と放電用ダイオード３４の直列回路の抵抗値）との積よりも小さなものとなるように、それらの容量値および抵抗値が設定されている。つまり、第１起動補助回路８のコンデンサ２７の放電は、第２起動補助回路９のコンデンサ３１の放電よりも早く行なわれるようになっている。

なお、前記電圧検出用分圧抵抗１０，１１は、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂ，１９ｃ間で直列に接続されており、出力端子１９ｃ側の分圧抵抗１１の発生電圧（これは直流昇圧回路３の出力端子１９ｂ，１９ｃ間の出力電圧に比例する）を、ＨＩＤランプ５の発生電圧（ランプ電圧）を示す検出信号として、コントローラ７に出力するようにしている。また、電流検出用抵抗１２は、その発生電圧をＨＩＤランプ５に流れる電流（ランプ電流）を示す検出信号としてコントローラ７に出力するようにしている。

以上が、本実施形態の放電灯点灯装置１の回路構成である。

ここで、本実施形態の放電灯点灯装置１の回路定数などの設計指針を説明しておく。直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８は、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂ，１９ｃ間の出力電圧を平滑化するためのものであるが、ＨＩＤランプ５の放電・点灯を開始した後、該ＨＩＤランプ５の点灯を安定に行なうためには、ランプ電圧やランプ電流にある程度のリップル成分（高周波成分）が必要である。このため、そのようなリップル成分を有するランプ電流を直流昇圧回路３からインバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に通電させることができるように、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８の容量値が設定されている。その容量値は、例えば、前記した従来の放電灯点灯装置の直流昇圧回路１０１の平滑用コンデンサ１１３の容量値と同程度（例えば０．２μＦ〜０．８μＦ）でよい。ただし、本実施形態におけるＨＩＤランプ５である水銀フリーＨＩＤランプは、前記したように、その安定点灯に必要なランプ電流が水銀封入ＨＩＤランプよりも大きいので、該ランプ電流にある程度のリップル成分を含ませ得るような平滑用コンデンサ１８の容量値は、水銀封入ＨＩＤランプを使用する場合よりも大きめの値（例えば１μＦ〜２μＦ）でもよい。なお、リップル成分が少な過ぎることに起因するＨＩＤランプの点灯の不安定さは、ＨＩＤランプの劣化が生じた状態で発生し易いので、平滑用コンデンサ１８の容量値の設定に際しては、ある程度劣化したＨＩＤランプを使用して確認することが望ましい。

第１起動補助回路８は、ＨＩＤランプ５の放電・点灯の開始時に、ＨＩＤランプ５に流すことが必要な突入電流を、後述するように直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８と協働してコンデンサ２７からＨＩＤランプ５に供給することを目的としている。また、第２起動補助回路９は、後述するように、ＨＩＤランプ５に突入電流が流れた直後のランプ電流の過剰な落ち込みを防止する（ランプ電流を持続させる）ようにコンデンサ３１からＨＩＤランプ５に電流を流すことを目的としている。従って、各起動補助回路８，９のコンデンサ２７，３１の容量値はそれぞれの目的を満足できるように設定されている。例えば、コンデンサ２７の容量値は、３．３〜４．７μＦ程度に設定され、コンデンサ３１の容量値は、４．７〜６．８μＦ程度に設定されている。

この場合、本実施形態では、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂから出力可能な最大出力電圧（直流昇圧回路３からインバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に印加可能な最大電圧）は前記したように２００Ｖ程度で、従来の放電灯点灯装置の直流昇圧回路１０１の最大出力電圧（４００Ｖ程度）の半分程度である。このため、該直流昇圧回路１０１の平滑用コンデンサ１８の容量値を従来の放電灯点灯装置の直流昇圧回路１０１の平滑用コンデンサ１１３と同一とした場合、ＨＩＤランプ５の放電・点灯の開始直前に平滑用コンデンサ１８に充電可能な電気エネルギーは、従来のものの１／４となる。従って、直流昇圧回路１０１の平滑用コンデンサ１８の容量値を従来の放電灯点灯装置の直流昇圧回路１０１の平滑用コンデンサ１１３と同一とした場合、第１起動補助回路８のコンデンサ２７の容量値は、平滑用コンデンサ１８の容量値の４倍以上に設定することが好ましい。

また、第２起動補助回路９のコンデンサ３１の容量値は、例えば第１起動補助回路８のコンデンサ２７の容量値と同程度でよい。ただし、第２起動補助回路９のコンデンサ３１は、ＨＩＤランプ５に突入電流が流れた直後のランプ電流の持続を目的とするので、その容量値は、第１起動補助回路８のコンデンサ２７の容量値よりも大きくてもよい。

前記第１起動補助回路８の充電用抵抗２８および第２起動補助回路９の充電用抵抗３２は、その抵抗値が小さ過ぎると、上記リップル成分が各起動補助回路８，９のコンデンサ２７，３１で吸収されてしまう。そこで、本実施形態では、充電用抵抗２８，３２の抵抗値は、数百Ω〜数ｋΩ程度の値に設定されている。また、第１起動補助回路８の放電用抵抗２９の抵抗値は、ＨＩＤランプ５の起動時に、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８とほぼ同時にコンデンサ２７からＨＩＤランプ５に突入電流を供給するために、十分に小さな抵抗値に設定されている。その抵抗値は、例えば、数Ω〜数十Ωである。なお、第１起動補助回路８の放電用抵抗２９は、省略してもよい。すなわち、第１起動補助回路８の放電経路に放電用ダイオード３０だけを備えるようにしてもよい。

また、第２起動補助回路９の放電用抵抗３３の抵抗値は、前記したように、該第２起動補助回路８の放電経路の時定数を、第１起動補助回路８の放電経路の時定数よりも大きくするように設定されている。その抵抗値は、例えば数十Ω〜数百Ωである。

なお、各起動補助回路８，９の放電経路には、放電用ダイオード３０，３４が設けられているので、放電用抵抗２９，３３の抵抗値は、前記リップル成分には影響を及ぼさない。

また、本実施形態では、直流昇圧回路３からインバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に印加可能な電圧の最大値を、前記したように２００Ｖ程度とし、前記した従来の放電灯点灯装置の半分程度とした。このため、前記インバータ回路４の各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄの耐圧を従来よりも下げることができ、ひいては、各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄのＯＮ抵抗（導通時の抵抗）を従来よりも小さくすることができる。そこで、本実施形態では、半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄとして、そのＯＮ抵抗が従来の１／３程度の抵抗値（例えば０．２５Ω程度）となるものを使用している。

また、起動回路６のブレークダウン素子２６として、前記したように８００Ｖ程度のブレークダウン電圧で導通するガス封入式のスパークギャップ素子を使用することによって、起動回路６で起動用高圧パルスを発生させるときに起動トランス２５の１次巻き線２５ａに誘起される電圧を従来よりも高くなるようにした。これにより、起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂに２５ｋＶ程度の波高値の起動用高圧パルスを発生させる上で必要な起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂの巻き数を従来よりも少なくするようにした。加えて、本実施形態では、起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂとして、テープ状の平角線を使用することで、起動用トランス２５の小型化を図りつつ、２次巻き線２５ｂの抵抗値（直流抵抗値）をできるだけ小さくするようにした。このため、本実施形態における起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂの抵抗値（直流抵抗値）は、１Ω以下で、前記した従来の放電灯点灯装置の起動用トランス１１９の２次巻き線の抵抗値の１／３以下とされている。

また、前記したように、ブレークダウン電圧が８００Ｖ程度のブレークダウン素子２６を使用することから、そのブレークダウン電圧のばらつきを見込んで、直流昇圧回路３の出力端子１９ａから最大で９５０Ｖ程度の高電圧の直流電圧が出力されるように直流昇圧回路３の昇圧トランス１４を構成した。この場合、昇圧トランス１４の２次巻き線１４ｃの一端を平滑用コンデンサ１８の一端（高電位側の一端）に接続することによって、整流用ダイオード１７のオフ時に２次巻き線１４ｃの逆起電力によって該整流用ダイオード１７に作用する電圧が１０００Ｖ以下に収まるようにした。これにより、整流用ダイオード１７の必要耐圧を１０００Ｖ以下に抑え、該整流ダイオード１７として小型なものを使用できるようにした。

さらに、この場合、直流昇圧回路３の出力端子１９ａから起動回路６に９５０Ｖ程度の高電圧を供給するため、多大な高周波ノイズが放射され、インバータ回路４の動作などに影響を及ぼす恐れがある。また、直流昇圧回路３の出力端子１９ａから出力される直流電圧にリップル成分が多すぎると、起動回路６のコンデンサ２４の充電効率が低下する。このため、本実施形態では、直流昇圧回路３の出力端子１９ａを整流用ダイオード１７の近傍で平滑用コンデンサ２０を介して接地部に接続し、出力端子１９ａからの出力のリップルをある程度低減するようにした。この場合、平滑用コンデンサ２０の容量値は、例えば１０００ｐＦ程度の小容量のものでよい。

なお、起動回路６のコンデンサ２４の容量値は、２５ｋＶ程度の波高値の起動用高圧パルスを起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂに発生させるために、例えば１００ｎＦ程度に設定されている。また、起動回路６の充電用抵抗２３の抵抗値、ひいては、コンデンサ２４の充電経路の時定数は、前記各起動補助回路８，９のコンデンサ２７，３１の充電が完了した後に、コンデンサ２４の充電電圧が、ブレークダウンスイッチ素子２６のブレークダウン電圧（８００Ｖ程度）に達するように設定されている。

次に、本実施形態の放電灯点灯装置１の動作を図３（ａ），（ｂ）、および図４を参照して説明する。図３（ａ），（ｂ）はそれぞれ、ＨＩＤランプ５を点灯させるときの該ＨＩＤランプ５の発生電圧（ランプ電圧）、電流（ランプ電流）の経時的変化を例示するタイミングチャート、図４はＨＩＤランプ５の交流点灯時におけるランプ電流またはランプ電力の目標値の設定例を示すグラフである。

直流昇圧回路３の入力端子１３ａ，１３ｂ間に直流電源２を接続して、該直流電源２から直流昇圧回路３に直流電圧（約１２Ｖ）を入力すると、放電灯点灯装置１は次のように動作する。

まず、コントローラ７は、インバータ回路４の半導体スイッチ素子４ａ，４ｄの組をＯＮ状態に制御すると共に、半導体スイッチ素子４ｂ，４ｃの組をＯＦＦ状態に制御する。併せて、コントローラ７は、直流昇圧回路３の半導体スイッチ素子１５をＰＷＭ制御することによって、直流電源２から入力される直流電圧を該直流昇圧回路３により昇圧させる（図３（ａ）の時刻t1〜t2）。

この場合、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂからの出力電圧は、その最大電圧としての２００Ｖ程度の電圧まで上昇され、この最大出力電圧が、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂからインバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に印加される。従って、ＨＩＤランプ５のランプ電圧は、図３（ａ）の時刻t1〜t2の期間において、２００Ｖ程度の電圧まで上昇する。

また、この期間では、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂからの出力電圧によって、各起動補助回路８，９のコンデンサ２７，３１が充電用抵抗２８，３２を介して、該出力電圧の最大値（２００Ｖ程度）とほぼ同等の電圧まで充電される。

さらに、この期間では、直流昇圧回路３の出力端子１９ａからの出力電圧が９５０Ｖ程度の電圧まで上昇され、その電圧によって、起動回路６のコンデンサ２４が充電用抵抗２３を介して充電されていく。この場合、起動補助回路８，９のコンデンサ２７，３１の充電が完了した後に、コンデンサ２４の充電電圧が、ブレークダウンスイッチ素子２６のブレークダウン電圧（８００Ｖ程度）まで上昇する。

そして、起動回路６のコンデンサ２４の充電電圧がブレークダウンスイッチ素子２６のブレークダウン電圧に達すると、該ブレークダウンスイッチ素子２６が導通し、コンデンサ２４の充電電荷が、瞬時的に起動用トランス２５ａの１次巻き線２５ａを通って放電する。この時、起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂに波高値が２５ｋＶ程度の起動用高圧パルス（前記図２に例示したような波形の高圧パルス）が励起され、その起動用高圧パルスが、直流昇圧回路３からインバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に印加されている直流電圧（２００Ｖ程度）に重畳されてＨＩＤランプ５に印加される（図３（ａ），（ｂ）の時刻t2）。

これによりＨＩＤランプ５の放電・点灯が開始する。このＨＩＤランプ５の放電・点灯の開始時において、ＨＩＤランプ５には、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８からインバータ回路４を介して該ＨＩＤランプ５の放電開始時の突入電流が供給されると同時に、第１起動補助回路８のコンデンサ２７からもインバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に突入電流が供給される（図３（ｂ）の時刻t2〜t3の期間）。

すなわち、第１起動補助回路８のコンデンサ２７の放電経路における放電用抵抗２９は、十分に０に近い抵抗値（例えば数Ω〜数十Ω）に設定されているので、ＨＩＤランプ５の放電開始時（起動用高圧パルスの印加直後）に、第１起動補助回路８のコンデンサ２７の充電電荷が、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８とほぼ同時に、インバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に放電する。これにより、ＨＩＤランプ５には、十分な突入電流が供給され、該ＨＩＤランプ５の放電を支障なく開始することができる。

ここで、前記したように、ＨＩＤランプ５のランプ電流にある程度のリップル成分が必要であることから、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８の容量値は、あまり大きくすることはできない。また、本実施形態では、ＨＩＤランプ５の点灯開始前に直流昇圧回路３からインバータ回路４を介してＨＩＤランプ５に印加する最大電圧（２００Ｖ程度）を従来の放電灯点灯装置の半分程度にしている。このため、ランプ電流にある程度のリップルを含ませ得るような容量値の平滑用コンデンサ１８では、ＨＩＤランプ５にその放電開始時に必要な突入電流を十分に供給することが困難である。例えば、前記第１起動補助回路８を省略すると、図３（ｂ）の破線ａで示す如く、ＨＩＤランプ５への突入電流を十分に大きくすることができない。しかるに、本実施形態では、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８からＨＩＤランプ５への突入電流の不足分が第１起動補助回路８のコンデンサ２７から補われる。これにより、ＨＩＤランプ５に、その放電・点灯の開始に必要な突入電流を供給できることとなる。

また、本実施形態では、前記したように、起動回路６の起動用高圧パルスのパルス幅Ｗが比較的大きなものとなっているので、ＨＩＤランプ５の起動時に直流昇圧回路３からＨＩＤランプ５に印加されている電圧が２００Ｖ程度の低い電圧であっても、ＨＩＤランプ５の放電を安定して開始することができる。

ＨＩＤランプ５に上記のように突入電流が流れることによって、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８および第１起動補助回路８のコンデンサ２７が急速に放電するので、ランプ電流は、ＨＩＤランプ５の放電開始時のピーク値から急激に減少していく。この場合、仮に、前記第２起動補助回路９が無いと、図３（ｂ）に破線ｂで示す如く、ランプ電流が過剰に落ち込んでＨＩＤランプ５の放電・点灯が停止してしまう恐れがある。しかるに、本実施形態では、第２起動補助回路９によってランプ電流の落ち込みが防止される。

すなわち、第２起動補助回路８のコンデンサ３１は、ＨＩＤランプ５の放電・点灯の開始時から、放電用抵抗３３を介して放電を開始するものの、その放電は、第１起動補助回路８のコンデンサ２７よりもゆっくり行なわれる。このため、第２起動補助回路９からＨＩＤランプ５への実質的な電流の供給が、ＨＩＤランプ５への突入電流の供給の直後に行なわれる（図３（ｂ）の時刻t3〜t4の期間）。これによって、ランプ電流の過剰な落ち込みを防止し、ＨＩＤランプ５の放電・点灯を継続する上で適切なランプ電流を持続させることができる。

本実施形態では、前記したように、起動用高圧パルスの幅を広くすると共に、前記第１起動補助回路８および第２起動補助回路９を備えることによって、ＨＩＤランプ５の点灯開始前に直流昇圧回路３からＨＩＤランプ５に印加する電圧（２００Ｖ程度）を従来よりも大幅に低いものとしつつ、ＨＩＤランプ５の放電・点灯を円滑に開始することができる。

なお、ＨＩＤランプ５が冷えた状態でのＨＩＤランプ１０４の起動（コールドスタート）の直後においては、ＨＩＤランプ１０４で発生するランプ電圧は２５Ｖ程度であるので、該ランプ電圧は、起動用高圧パルスの印加後、低下していく（図３（ａ）の時刻t2〜t6の期間）。

一方、ＨＩＤランプ５の起動直後の放電を安定化するために、コントローラ７は、ＨＩＤランプ５の起動開始時から所定時間が経過するまでの期間（図３（ａ），（ｂ）の時刻t2からt6の放電安定化期間）において、従来と同様に、ＨＩＤランプ５の定常的な点灯時における交流点灯周波数（例えば４００Ｈｚ）の周期よりも十分に長い所定時間（例えば１０〜２０ｍｓ程度）ずつ、正極性および負極性の直流電流を順次、ＨＩＤランプ５に流すようにインバータ回路４を制御する。すなわち、前記放電安定化期間のうち、図３（ａ），（ｂ）の時刻t2からt5の期間では、ＨＩＤランプ５に正極性のランプ電流を流し、これに続く時刻t5からt6の期間では、ＨＩＤランプ１０４に負極性のランプ電流を流すようにインバータ回路４の半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄが前記した従来の放電灯点灯装置と同様に制御される。また、これらの期間では、従来のものと同様に、前記電圧検出用分圧抵抗１０，１１を介してコントローラ７に入力されるランプ電圧の検出信号に応じてランプ電流またはＨＩＤランプ５への供給電力の目標値が決定される。そして、電流検出用抵抗１２を介して検出されるランプ電流、あるいは、そのランプ電流の検出値とランプ電圧の検出値とから把握されるランプ電力（ＨＩＤランプ５の供給電力）が、その目標値に一致するように、直流昇圧回路３の出力が半導体スイッチ素子１５を介してコントローラ７によりフィードバック制御される。

さらに、上記放電安定化期間の終了後（図３（ａ），（ｂ）の時刻t6以後の期間）には、従来のものと同様に、ＨＩＤランプ５の所定周波数（例えば４００Ｈｚ）での交流点灯が行なわれる。

すなわち、インバータ回路４の半導体スイッチ素子４ａ，４ｄの組と、半導体スイッチ素子４ｂ，４ｃの組との交互のＯＮ・ＯＦＦがコントローラ７により４００Ｈｚ程度の周波数で制御される。これによりＨＩＤランプ１０４の交流点灯が行なわれる。また、この交流点灯におけるランプ電流またはランプ電力の目標値が、前記電圧検出用分圧抵抗１０，１１を介して検出されるランプ電圧（直流昇圧回路３の出力電圧）に応じて設定され、前記電流検出用抵抗１２を介して検出されるランプ電流、あるいは、そのランプ電流の検出値とランプ電圧の検出値とから把握されるランプ電力が、それらの目標値になるように直流昇圧回路３の半導体スイッチ素子１５のＯＮ・ＯＦＦデューティが、コントローラ７によりフィードバック制御される。

この場合、本実施形態ではＨＩＤランプ５は、水銀フリーＨＩＤランプであるので、交流点灯におけるランプ電流またはランプ電力の目標値は、図４に例示するようにランプ電圧（直流昇圧回路３の出力電圧）の検出値に応じて設定される。

このようにＨＩＤランプ５の交流点灯におけるランプ電流またはランプ電力を制御することで、図３（ａ）に示すように、ランプ電圧が徐々に増加していき、最終的に４２Ｖ程度の電圧で安定する。また、図３（ｂ）に示すように、ランプ電流が徐々に減少していき、最終的に０．８Ａ程度の電流で安定する。

以上説明したように、本実施形態では、起動用高圧パルスの幅を広くすると共に、前記第１起動補助回路８および第２起動補助回路９を備えることによって、ＨＩＤランプ５の点灯開始前に該ＨＩＤランプ５に印加する電圧（直流昇圧回路３の出力端子１９ｂからの最大出力電圧）を従来の放電灯点灯装置よりも大幅に低い２００Ｖ程度の電圧としつつ、ＨＩＤランプ５の放電・点灯を円滑に開始することができる。

また、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂからの最大出力電圧を２００Ｖ程度の低い電圧としたことに伴い、インバータ回路４の各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄの必要耐圧を下げて、それらのＯＮ抵抗を従来の放電灯点灯装置の１／３以下に低減している。加えて、ＨＩＤランプ５に直列に接続される起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂとして平角線を使用すると共に、該２次巻き線２５ｂの巻き数を少なくすることで、該２次巻き線２５ｂの抵抗値（直流抵抗値）を、従来の放電灯点灯装置の１／３以下に低減している。さらに、直流昇圧回路３の出力端子１９ｂからの最大出力電圧を、従来の放電灯点灯装置の直流昇圧回路１０１の最大出力電圧の半分程度にしたことによって、直流昇圧回路３の昇圧トランス１４の２次巻き線１４ｂの巻き数は従来の放電灯点灯装置の昇圧トランス１１１の２次巻き線の巻き数よりも大幅に少なくできる。ひいては、直流昇圧回路３の昇圧トランス１４の２次巻き線１４ｂの抵抗値（直流抵抗値）を従来のものよりも大幅に低減できる。例えば、昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａを従来と同じとした場合、本実施形態における昇圧トランス１４の２次巻き線１４ｂの抵抗値は５０ｍΩ程度で、従来の放電灯点灯装置の昇圧トランス１１１の２次巻き線の抵抗値（３００ｍΩ程度）の１／６に低減できる。

上記のように、放電灯点灯装置１の回路部品（ランプ電流が流れる回路部品）の抵抗値を低減することができるため、水銀封入ＨＩＤランプよりも安定点灯時のランプ電流が大きくなる水銀フリーＨＩＤランプを放電灯として使用しても、直流昇圧回路３、インバータ回路４、および起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂでのジュール熱の発生を少なくできる。加えて、本実施形態では、直流昇圧回路３の昇圧トランス１４の１次巻き線１４ａと２次巻き線１４ｂとの巻き数比を前記したように設定することによって、ＨＩＤランプ５の連続的な点灯中における昇圧トランス１４の変換効率が高められている。この結果、本実施形態の放電灯点灯装置１では、従来の放電灯点灯装置に比べて、発熱を少なくすると共に、回路効率を高めることができる。例えば、従来の放電灯点灯装置では、水銀フリーＨＩＤランプを使用を連続的に点灯させた場合の回路効率は、７５％程度であったが、本実施形態の放電灯点灯装置１では、８２％という高い回路効率を達成できた。また、発熱についても、従来の放電灯点灯装置では、その外装ケースの温度が５０ｄｅｇ程度上昇するが、本実施形態の放電灯点灯装置１では、その外装ケースの温度上昇を２５ｄｅｇ程度に留めることができた。

さらに、インバータ回路４の各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄのＯＮ抵抗や起動用トランス２５の２次巻き線２５ｂの抵抗値の低減によって、ＨＩＤランプ５の点灯中に前記電圧検出用分圧抵抗１０，１１を介して検出されるランプ電圧と、実際のランプ電圧との差を小さくし、該ランプ電圧の検出精度を高めることができる。その結果、水銀封入ＨＩＤランプよりも交流点灯時のランプ電圧の変化幅が小さい水銀フリーＨＩＤランプを放電灯として使用しても、ＨＩＤランプ５の交流点灯時などにおけるＨＩＤランプ５のランプ電流やランプ電力を、ランプ電圧の検出値に応じて最適な目標値に精度よく制御することができ、ＨＩＤランプ５の適切な点灯制御を安定して行なうことができる。

また、直流昇圧回路３からＨＩＤランプ５への最大出力電圧の低減によって、直流昇圧回路３の昇圧トランス１４の２次巻き線１４ｂ側の整流用ダイオード１６や平滑用コンデンサ１８、インバータ回路４の各半導体スイッチ素子４ａ〜４ｄなどの耐圧を低くすることができることから、それらの回路部品の小型化、低コスト化を図ることができる。また、起動回路６に高電圧を出力する直流昇圧回路３の整流用ダイオード１７にあっても、その必要耐圧を１０００Ｖ以下に留めることができるので、該整流用ダイオード１７の小型化、低コスト化を図ることができる。ひいては、本実施形態の放電灯点灯装置１を、小型で低コストなものとすることができる。

なお、以上説明した実施形態では、放電灯として、水銀フリーＨＩＤランプを使用した場合を例に採って説明したが、水銀封入ＨＩＤランプを使用してもよい。この場合であっても、直流昇圧回路３からＨＩＤランプへの最大出力電圧を２００Ｖ程度の低い電圧にしつつ、ＨＩＤランプの点灯を円滑に開始できると共に、回路効率を従来の放電灯点灯装置よりも向上させ、また、従来の放電灯点灯装置よりも発熱を少なくできる。

また、前記実施形態では、ブレークダウン素子２６として、ガス封入式のスパークギャップ素子を使用したが、半導体式の双方向スイッチを使用するようにしてもよい。

また、前記実施形態では、直流昇圧回路３に２次巻き線１４ｃおよび整流用ダイオード１７を追加して、起動回路６のコンデンサ２４の高電圧を供給するものを示したが、例えば、ブレークダウン素子２６として、２００Ｖ程度で導通するスイッチ素子を使用し、直流昇圧回路３からインバータ回路４を介して起動回路５のコンデンサ２４にブレークダウン素子を導通させる電圧を供給するようにしてもよい。この場合には、直流昇圧回路３の２次巻き線１４ｃおよび整流用ダイオード１７や、平滑用コンデンサ２０は不要である。そして、この場合には、起動用トランス２５の１次巻き線２５ａの巻き数に対する２次巻き線２５ｂの巻き数の比率を大きくすることで、２次巻き線２５ｂに、２５ｋＶ程度の波高値の起動用高圧パルスを発生させることも可能である。

また、前記実施形態では、直流昇圧回路３の２次巻き線１４ｃの一端を平滑用コンデンサ１８の高電位側の一端に接続したが、該２次巻き線１４ｃの一端を接地部もしくは平滑用コンデンサ１８の低電位側の一端（基準電位端子１９ｃ）に接続したり、あるいは、２次巻き線１４ｂの整流ダイオード１６側の一端に接続するようにしてもよい。ただし、この場合には、整流用ダイオード１７の必要耐圧が前記実施形態の場合よりも大きくなる。

また、前記実施形態では、直流昇圧回路３からＨＩＤランプ５に印加する最大出力電圧を従来よりも大幅に低くしたため、前記第１起動補助回路８および第２起動補助回路９の両者を備えて、ＨＩＤランプ５の放電開始時の十分な電流を確保するようにしたが、直流昇圧回路３のＨＩＤランプ５に印加する最大出力電圧を本実施形態よりも高めになるようにした場合（ただし、従来の放電灯点灯装置よりも低くする）には、例えば、直流昇圧回路３の平滑用コンデンサ１８の容量値を、前記リップル成分を低減し過ぎない範囲で、できるだけ大きくし、第１起動補助回路８を省略するようにすることも可能である。

本発明の一実施形態の放電灯点灯装置の回路構成を示す図。 図１の放電灯点灯装置に備えた起動回路の起動用トランスの２次巻き線に励起される起動用高圧パルスの波形を例示する図。 図３（ａ），（ｂ）はそれぞれ、図１の放電灯点灯装置により点灯させるＨＩＤランプ（放電灯）の発生電圧、電流の経時的変化を例示するタイミングチャート。 図１の放電灯点灯装置によるＨＩＤランプの交流点灯時の電流または電力の目標値の設定例を示すグラフ。 従来の放電灯点灯装置の回路構成の例を示す図。 図６（ａ），（ｂ）はそれぞれ、図５の放電灯点灯装置により点灯させるＨＩＤランプ（放電灯）の発生電圧、電流の経時的変化を例示するタイミングチャート。 図５の放電灯点灯装置に備えた起動回路の起動用トランスの２次巻き線に励起される起動用高圧パルスの波形を例示する図。 図５の放電灯点灯装置によるＨＩＤランプの交流点灯時の電流または電力の目標値の設定例を示すグラフ。

符号の説明

１…放電灯点灯装置、２…直流電源、３…直流昇圧回路、４…インバータ回路、５…放電灯（ＨＩＤランプ）、６…起動回路、１４…昇圧トランス、１４ａ…昇圧トランスの１次巻き線、１４ｂ…昇圧トランスの第１の２次巻き線、１４ｃ…昇圧トランスの第２の２次巻き線、１６…第１の整流用ダイオード、１７…第２の整流用ダイオード、１８…第１の平滑用コンデンサ、２０…第２の平滑用コンデンサ、２４…起動用コンデンサ、２５…起動用トランス、２５ａ…起動用トランスの１次巻き線、２５ｂ…起動用トランスの２次巻き線、２６…ブレークダウン素子。

Claims (4)

1. 直流電源から入力される直流電圧を昇圧し、その昇圧後の出力電圧をインバータ回路を介して放電灯に入力する直流昇圧回路と、該直流昇圧回路から電力の供給を受けて、前記放電灯の点灯を開始するための起動用高圧パルスを該放電灯に印加する起動回路とを備え、前記放電灯の点灯開始時に、前記直流昇圧回路からインバータ回路を介して所定値の直流電圧を前記放電灯に印加した状態で、前記起動回路から起動用高圧パルスを放電灯に印加して該放電灯の点灯を開始させる放電灯点灯装置において、
   前記起動回路は、前記インバータ回路の一対の出力端子間で前記放電灯と直列に接続された２次巻き線を有する起動用トランスと、前記放電灯の点灯開始前に前記直流昇圧回路から電力の供給を受けて充電される起動用コンデンサと、該起動用コンデンサの両端間で前記起動用トランスの１次巻き線と直列に接続され、該起動用コンデンサの充電電圧が所定のブレークダウン電圧以上となった時に自律的に導通するブレークダウン素子とを備え、該ブレークダウン素子の導通により前記起動用コンデンサの充電電荷を前記起動用トランスの１次巻き線を介して瞬時的に放電させることにより、該起動用トランスの２次巻き線に前記起動用高圧パルスを励起するように構成された回路であり、
   前記起動用トランスは、その２次巻き線に励起される起動用高圧パルスの波形が、前記起動用コンデンサから該起動用トランスの１次巻き線に瞬時的に電流が流れることに起因して該起動用トランスの２次巻き線に励起される第１の高圧パルス成分と、該第１の高圧パルスの発生直後に該起動用トランスの１次巻き線に電流が流れなくなることに起因して該起動用トランスの２次巻き線に逆起電力により励起される第２の高圧パルス成分とを合成してなる減衰振動波形となり、且つ、前記両高圧パルス成分が位相をずらして重なり合うことにより当該減衰振動波形のパルス部分が形成されるように、両巻き線のうちの少なくともいずれか一方の結合性が調整されたトランスであることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記起動回路のブレークダウン素子は、前記放電灯の点灯開始前に前記直流昇圧回路から該放電灯に印加される前記所定値の電圧よりも高いブレークダウン電圧を有する素子であり、
   前記直流昇圧回路は、前記直流電源の直流電圧が周期的に印加される１次巻き線を有し、且つ、第１の２次巻き線および第２の２次巻き線を有する昇圧トランスと、該昇圧トランスの第１の２次巻き線の両端間で直列に接続された第１の整流用ダイオードおよび第１の平滑用コンデンサと、前記第２の２次巻き線の一端に接続された第２の整流用ダイオードとを備える回路であり、
   該直流昇圧回路の第１の平滑用コンデンサの高電位側の一端から前記インバータ回路に入力する直流電圧を出力すると共に、前記第２の整流用ダイオードから前記起動回路の起動用コンデンサに充電する直流電圧を出力するようにしたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 前記直流昇圧回路の第２の２次巻き線の他端は、前記第１の平滑用コンデンサの高電位側の一端に接続されていることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
4. 前記直流昇圧回路の第２の整流用ダイオードから出力される直流電圧を平滑化する第２の平滑用コンデンサを該第２の整流用ダイオードの近傍で該第２の整流用ダイオードに接続して設けたことを特徴とする請求項２または３記載の放電灯点灯装置。

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