JP2008125175A

JP2008125175A - サンプリング周波数制御方式および保護継電器

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Publication number: JP2008125175A
Application number: JP2006303716A
Authority: JP
Inventors: Shigeto Oda; 重遠尾田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-11-09
Filing date: 2006-11-09
Publication date: 2008-05-29
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Abstract

【課題】ゼロクロス点を求めなくても電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して精度良くサンプリング周波数が制御されるようにする。
【解決手段】電力系統の交流電気量からサンプリングされた交流電気量における所定期間前後の各サンプルリング電気量の差分を採る差分演算手段ST1、前記交流電気量及び前記差分量の夫々の実効値を演算する実効値演算手段ST2、及び前記交流電気量及び前記差分量の夫々の実効値の比Kを演算する比演算手段ST3を備え、前記比Kにより、前記電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して前記サンプリングの周期が制御され、サンプリング周波数が制御されるサンプリング周波数制御方式。
【選択図】図２

Description

この発明は、電力系統の交流電気量から所定周期のサンプリング周波数でサンプリングされた交流電気量により電力系統を系統異常から保護するデジタル保護継電器等に適用されるサンプリング周波数制御方式および当該サンプリング周波数制御方式によりサンプリング周波数が制御される保護継電器に関するものである。

従来のデジタル形保護継電器のサンプリング周波数制御は、交流入力信号の極性変化前後に係わるゼロクロス点の間隔から入力信号の周期を演算し、この演算した周期に基づいて前記サンプリング周期を補正する手段(特許文献１)、或いは、電力系統の現在の周波数を求め該周波数に応じて前記サンプリングの周期を補正する手段において周波数を例えば電圧のゼロクロス点を周波数タイミングとして記憶し、一定時間前と現在の周波数タイミングとの比較から求める（特許文献２）などが交流入力の周波数に追随してサンプリング周期を変化させていく手段として提案されている。

特開平２− １３２２０号公報（図１及びその説明）特開平３−２３０７２２号公報（図１及びその説明）

従来のデジタル形保護継電器のサンプリング周波数制御は、例えば電圧の交流入力の極性が変化するゼロクロス点に基づいて系統周波数を算出し、その周波数から保護継電器のサンプリングタイミングを制御して例えば、系統周波数の電気角30°となるようにサンプリング周波数を制御している。具体的には、入力交流量のAD変換されたデジタルデータに基づいてゼロクロス点を求めるために直線近似の内挿補間演算によって求める（特許文献１）などゼロクロス点を求めるために近似演算によって求めるなど誤差を含んだ演算結果に基づく制御になりうる可能性があるという問題点があった。

この発明は、前述のような実情に鑑みてなされたもので、ゼロクロス点を求めなくても電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して精度良くサンプリング周波数が制御されるようにすることを目的とするものである。

この発明に係るサンプリング周波数制御方式は、電力系統の交流電気量の実効値と、前記交流電気量の周期より短い所定の電気角の周期でサンプリングされた所定期間前後の各サンプルリング電気量の差分の実効値との比Kが、CPUで演算され、このCPUで演算された比Kにより、前記電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して前記サンプリングの周期が制御され、サンプリング周波数が制御されるサンプリング周波数制御方式である。

また、この発明に係る保護継電器は、電力系統の交流電気量から所定周期のサンプリング周波数でサンプリングされた交流電気量により電力系統を系統異常から保護する保護継電器において、前記サンプリング周波数制御方式により前記サンプリングの周期が制御され前記サンプリング周波数が制御されることを特徴とする保護継電器である。

この発明は、電力系統の交流電気量の実効値と、前記交流電気量の周期より短い所定の電気角の周期でサンプリングされた所定期間前後の各サンプルリング電気量の差分の実効値との比Kが、CPUで演算され、このCPUで演算された比Kにより、前記電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して前記サンプリングの周期が制御され、サンプリング周波数が制御されるサンプリング周波数制御方式としたので、ゼロクロス点を求めることなく電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して精度良くサンプリング周波数が制御される効果がある。

また、この発明は、電力系統の交流電気量から所定周期のサンプリング周波数でサンプリングされた交流電気量により電力系統を系統異常から保護する保護継電器において、前記サンプリング周波数制御方式により前記サンプリングの周期が制御され前記サンプリング周波数が制御されるようにしたので、ゼロクロス点を求めることなく電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して精度良くサンプリング周波数が制御される保護継電器を実現できる効果がある。

実施の形態１．
以下この発明の実施の形態１を図１〜図２により説明する。図１は周波数追随手段を有する保護継電器に適用した一例を示すブロック図、図２は保護継電器の周波数追随手段の動作の一例をフローチャートで示す図である。

図１において、保護継電器１に電力系統からPTやCT等を介して得られる電圧V,電流I等の交流電気量Ｓ_Ｉ１が入力される。入力された電気量Ｓ_Ｉ１は、入力変換器２によって保護継電器内部のアナログ回路３に適した電圧信号Ｓｖに変換され、アナログ回路３へ入力させる。

アナログ回路３は、図示省略してあるが周知のように、交流電気量の高調波成分を除去するためのフィルター回路、AD（アナログ・デジタル）変換するためのサンプル・ホールド回路、複数の交流電気量を順次切り替えてアナログ・デジタル変換器（以下「AD変換器」と記す）４へ入力するマルチプレクサ回路(図示せず)などによって構成されており、その出力Ｓａは、AD変換器４へ入力される。

AD変換器４によってアナログ回路３の出力ＳａからデジタルデータＤｄに変換された電気量は、CPU回路５の所定のメモリー素子（図示省略）に順次入力（記憶）されていく。

CPU回路５では、AD変換データＤｄをデジタル処理して保護演算を実行し、交流電気量が所定の条件の場合に、その旨を、出力回路であるDO（デジタルアウトプット）回路６を経由して、出力するように構成されている。

また、サンプリング回路制御手段７からの制御タイミング信号Ｓ_ct1によって前記アナログ回路３内の前記サンプル・ホールド回路、マルチプレクサ回路が制御され、制御タイミング信号Ｓ_ct2によってAD変換器４が制御される。サンプリング回路制御手段７からの制御タイミング信号Ｓ_ct3は、交流電気量が全てAD変換され、所定のメモリー素子に記憶された後にCPU回路５に対してデータ処理の起動をかける信号である。CPU回路５からサンプリング回路制御手段７への制御信号Ｓ_c57によって前記制御タイミング信号Ｓ_ct1，Ｓ_ct2，Ｓ_ct3の時間幅などが制御される。

次に図１の動作について図２によりフローチャートの流れに沿って各ステップST1〜ST7の順に説明する。

CPU回路５に入力された交流電気量のなかの例えば電圧データについて、系統の周波数が定格周波数から変位しているかどうかを次の手段で確認する。ここでは、保護継電器１に電源が入り、交流入力量からのサンプリングの制御を開始したときの（即ちサンプリング制御開始前の）サンプリング周波数（サンプリングタイミング）は定格周波数の電気角30°に設定されている場合を例にして説明する。

ステップST1：所定時間（現在の保護継電器１の認識している周波数（制御開始前の場
合は、定格周波数）で60°電気角）での入力V(t)，V(ｔ−2T)の差分（変
化）量ｄV（t）を演算する。
ｄV（t）＝V(t)−V(ｔ−2T)
ここで、T＝現在のサンプリング周波数の電気角30°に相当する時間。

ステップST2：V(t)とｄV(t)における実効値を演算する。例えば次の演算式で実効値の
ルート２倍（√２倍）に相当する振幅値を求める。
｜V(t)｜²＝V（ｔ）・V(t-６T)−V(t‐３T)・V(t‐３T)
｜ｄV(t)｜²＝ｄV（ｔ）・ｄV(t‐６T)−ｄV(t‐３T)・ｄV(t‐３T)
ここで、｜V(t)｜、｜ｄV(t)｜は、夫々V(t)、ｄV(t)の振幅値を示す。

ステップST3：｜ｄV(t)｜と｜V(t)｜との比K、即ち｜ｄV(t)｜/｜V(t)｜＝Kを求める。
なお、ステップST2の実効値演算としては、周波数が変位しても、前記K
値が、交流電気量の演算位相（演算タイミング）に依存せず、一定値にな
るような演算式を選択する。
周波数が変位しても前記K値が一定になる演算については例えば特開平
１−２２７６１３号公報にて提示された方法がある。ステップST2の実効値演算式は、前記特許文献の図２の（H）に示されている。この方法によれば、
｜V(t)｜²＝V（ｔ）・V(t-６T)−V(t‐３T)・V(t‐３T)
＝（sin ３T・sin３T）・ V²
ただし、Vは交流量V(t)の振幅値。sin３Tの３Tはサンプリング周期が正
確に入力電気量の電気角30°の場合には、電気角90°に相当するが、周波
数が変位した場合、90°から周波数変位量に応じてずれる。このずれは、
演算位相に依存しないため、｜ｄV(t)｜/｜V(t)｜＝Kは、結果的に演算タ
イミングに寄らず一定値を示す。

ステップST4：上記Kとサンプリング周期がステップST1での変化量の演算に用いた電気
角（この例では60°）に相当する場合における実効値｜ｄV(t)｜と｜V(t)
との比Kｆと比較する。
この例では電気角60°なので、｜ｄV(t)｜＝｜V(t)｜となり、｜ｄV(t)｜
/｜V(t)｜＝Kｆ＝１となる。即ち、サンプリング周波数が、正しく系統周
波数に追随している場合はK/Kf＝１となる。

ステップST5：K/Kf＝αから制御量を決定する。
−ε≦α‐1≦ε----の場合、現在のサンプリング周期が系統周波数にほ
ぼ追随しているとして、現状のサンプリング制御回路
からの信号を維持する。
−ε＞α‐1 ------の場合、現在のサンプリング周期が要求する電気角
（この例では、60°）を示すためには、周期時間を１制
御量だけ長くする。
α‐1＞ε ------の場合、現在のサンプリング周期時間が正しく電気
角を示すためには、周期時間を１制御量だけ短くす
る。
なお、εは、サンプリング周期時間の１制御量に相当する値とする。
ここで、ε＝0.01％（0.0001）とすれば、この場合、60Hzの場合の電気
角60°に相当する時間2.7778msの0.01％（即ち0.2778μs）が２Tの時間
の１制御量に相当する。 60°周期のサンプリングで0.2778μsの誤差があった場合には、１秒後には、（60（周波数）×6（60°電気角で１
サイクルでのサンプリング数）×0.2778μs/16.667ms（60 Hzでの1サイ
クルの周期））ｘ360°＝ 2.17°-----電気角で2.17°のずれに相当す
る。つまり、1制御量の誤差は、1秒間で電気角4.34°の誤差になる。故
障の前後での交流量の変化に基づく保護要素の場合、故障継続中は、常
に故障前のデータとの差分が必要となるが、その間でのサンプリング周
期の誤差を極力少なくする必要がある。系統故障継続時間として最大1
秒と仮定するとその間のサンプリング周期のずれは、5°以内となり、
保護演算には問題無いレベルで周波数を制御することが可能である。ま
た、上記ε値は保護要素の演算アルゴリズムで決定されるべきであり、
参考値として示したものである。

ステップST6：上記種々の場合の制御量の制御に応じて図１のサンプリング制御回路７
の各制御タイミング信号Ｓ_ct1，Ｓ_ct2，Ｓ_ct3を該当制御量だけ修正して出
力する。

ステップST7：ステップST1〜ST6を繰り返す。

このように、この発明の保護継電器においては、交流入力の実効値とその入力の一定時間の変化量の実効値の比からサンプリング周波数が系統周波数に追随しているかどうかを判断し、ずれがある場合には、サンプリング周期を制御して追随するように構成したものである。したがって、従来技術のように交流入力のゼロクロス点から補正する方法に比較してゼロクロス点を正確に測定するためのハードウエア−の必要も無く、しかも高精度に系統周波数にサンプリング周期を補正できる。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を、保護継電器の周波数追随手段の動作の他の例をフローチャートで示す図３によって説明する。

前述の実施の形態１では、ステップST1〜ST6の処理周期毎に１制御量分のサンプリング周期補正を行うようにしたが、この実施の形態２では、図３に示すように、ステップST4で演算する前記K/Kf値（α値）により、ステップST5で入力交流量の系統周波数と電気角のずれを演算し、瞬時に補正する制御量を求め、その制御量により補正を実施するようにしたものである。制御量として定格周波数の２T時間幅に対する割合で示すと、１制御量をεとすれば、（α‐1）/εの商が１制御量の倍数を示すことができるので、（（α‐1）/εの商）・ε分の制御を行うようにしたものである。このようにすれば、周波数追随が遅延無く実行できるという効果がある。

なお、実施の形態１では、1回の演算では、1制御量ずつ補正していく方式、実施の形態２では、1回の演算で必要な制御量を速やかに補正を実施する方式を提案したが、補正の必要な制御量がｎ以上の場合には、制御量をｎとし、補正の必要な制御量がｎ未満の場合には制御量を１づつとするような方式でもよい。この場合、制御必要量が比較的大きい場合には、制御量を大きくして追随速度を速め、かつ、制御必要量が小さい場合には、1制御量ずつゆっくりと制御して制御の正確性を兼ねる、つまり、実施形態の２の高速追随性と実施形態１のゆっくりとした高精度の追随性を両方兼ねることができる。

実施の形態３．
前述の実施の形態１，２では系統交流電気量に追随したサンプリング周波数を得る手段を説明したが、この実施の形態３では、制御量から入力交流量の周波数を計測する手段を備えていることを特徴とする。
以下、この発明の実施の形態３を、図４および図５により具体的に説明する。図４は保護継電器の周波数追随手段の動作の更に他の例をフローチャートで示す図、図５は周波数演算の説明図である。

図４において、リレーに電源をオンして演算をスタートした直後は、まず、サンプリング周波数は、系統の定格周波数の電気角に相当するサンプリング周期になるようにセットしておく。

入力電気量の周波数が定格周波数から変位している場合には、前記実施の形態１、或いは実施の形態２に示す手段で当該周波数にサンプリング周期を追随させるが、そのステップST5で決定した制御量を記憶する。

前記制御量について補正必要制御量が零になった段階までの各制御量の蓄積値を求める。この蓄積値より周波数を次の式で求める。
θ(t)を差分量に相当する位相角、１サイクルでのθ(t)のずれの積分量をΔθと置くと、
θ(t)＝Sin^-1(（１＋Σε）/2))
ここで、Σεは、定格周波数でのサンプリング周波数から最終的にサンプリング
が周波数に追随するまでの制御量の総量を示す。

従って、１＋Σεが、定格周波数でのサンプリング時の差分量の入力実効値に対する割合に相当する。したがって、θ(t)が、差分演算した電気量の相互位相角になる。（図５を参照）このθ(t)を１サイクル間積分した量は、前記相互位相角が差分量として電気角60°を示す場合には、360°（図５の(ａ)）となるが、周波数が定格周波数からずれている場合（図５の（ｂ））の電気角のずれΔθは、下記となる。
Δθ＝360°- 2 ・（360°/60°）・θ(t)
このΔθから周波数は、次式で計算できる。
ｆ＝fs x （１-Δθ/360°）＝fs x （θ(t)／30°）
ここで、fsは定格周波数である。

このように制御量の総数、即ち、定格周波数に基づく電気角相当のサンプリング周期から系統周波数に相当するサンプリング周期への必要制御量からソフトウエア‐演算で、周波数を高精度で計算することが可能である。

実施の形態４．
実施の形態１,及び２では、系統周波数に常時追随してサンプリング制御を行うように構成したが、実際には、系統故障などで交流電気量の周波数の変位や、位相変位が生じる可能性があるため、ステップ１、２におけるｄVが、その故障の影響を受け、系統周波数の交流量を正しく反映しない場合や入力電力量が小さくなって演算精度が確保できなくなる場合など、系統故障時などでは周波数制御を停止する必要がある場合がある。

実施の形態４では、図６に示すように、系統状態が正常か否かを判定する手段（ステップST0）を備え、正常の場合には、前記のサンプリング制御を実施し、異常の場合には、１時的にサンプリング制御のルートを外すことで、サンプリング周期は、その停止前の周期で継続するように構成される。系統状態の正常性確認にために、故障検出要素や、異常な交流電気量（例えば、歪波形の含有する電圧入力）を検出するなどの手段により判定を実施する。このようにすれば、系統異常時の異常な電気量を使用して誤った周波数追随しないという効果がある。

実施の形態５．
実施の形態１では、ステップ１の変化量演算の所定時間として電気角60°を例にしたが、30°或いは、それ以外の時間でも同じように演算が可能である。
電気角30°の場合におけるステップST1〜ST5は、次のようになる。

ステップST1：ｄV（t）＝V(t)−V(ｔ−T)
ここで、Tは、現在のサンプリング周波数の電気角30°に相当する時間。

ステップST2：V(t)とｄV(t)における実効値を演算する。実効値演算式は例である。
｜V(t)｜²＝V（ｔ）・V(t-６T)−V(t‐３T)・V(t‐３T)
｜ｄV(t)｜²＝ｄV（ｔ）・ｄV(t‐６T)−ｄV(t‐３T)・ｄV(t‐３T)
ここで、｜V(t)｜、｜ｄV(t)｜は、夫々V(t)、ｄV(t)の実効値を示す。

ステップST3：｜ｄV(t)｜と｜V(t)｜との比K、即ち｜ｄV(t)｜/｜V(t)｜＝Kを求める。

ステップST4：上記Kと求めるサンプリング周期でのステップST1での変化量の演算に用
いた電気角（この例では30°）に相当する場合における実効値｜ｄV(t)｜
と｜V(t)｜との比Kｆと比較する。
この例では、電気角30°なので、｜ｄV(t)｜＝2・sin15°｜V(t)｜とな
り、Kｆ＝2・sin15°となる。サンプリング周波数が、正しく系統周波数
に追随している場合はK/Kf＝１となる。

ステップST5：K/Kf＝αから制御量を決定する。
−ε≦α‐1≦ε----の場合、現在のサンプリング周期が系統周波数に追
随している。
−ε＞α‐1 ------の場合、現在のサンプリング周期時間が正しく電気
角を示すためには、周期時間を１制御量だけ長くする。
α‐1＞ε--------の場合、現在のサンプリング周期時間が正しく電気
角を示すためには、周期時間を１制御量だけ短くする。
となる。

このように差分量の対象を電気角30°とすることで、ステップST1〜ST6までの演算周期を最短30°にすることができるのでより追随性向上するという効果がある。

また、逆に、サンプリング制御量演算が図１のＣＰＵ回路５のＣＰＵ処理能力上保護リレーの負担になる場合には、90°や180°にしてCPU制御における処理可能時間を十分に採れるようにすることも可能である。
90°の場合：｜V(t)｜/｜ｄV(t)｜/＝2・sin45°からKｆ＝2・sin45°
180°の場合：｜V(t)｜/｜ｄV(t)｜/＝2 からKｆ＝2
となる。どのケースでも系統周波数に追随している場合には、K/Kf＝１となる。

このように実施の形態１〜４で示した電気角60°の差分以外の電気角を選択しても同様に周波数追随のためにサンプリング制御量が決定できる。

なお、図１〜図４，図６において、同一符号は同一又は相当部分を示す。

前述の各実施の形態は、デジタル形電力用保護継電器の交流電気量をデジタルデータに変換して保護継電器演算を実行する保護継電器のアナログ・デジタル変換のサンプリング周波数の制御に適用されるものであるが、保護継電器以外の電力系統におけるサンプリング周波数制御方式にも適用される。

なお、前述の各実施の形態の特徴点を列挙すれば、以下のことが言える。

特徴点１：従来技術の課題を解決するためになされたもので、入力交流量のAD変換されたデジタルデータ（瞬時値）に基づいて、例えば現在デジタルデータとサンプリング周期の一定時間前のデータとのずれ（差分）を求め、その差分と要求される正しい電気角のサンプリング周期でのデジタルデータの差分との違いを計測してその違いがゼロになるようにサンプリング周波数を制御することができる。

特徴点２：サンプリング周波数制御装置は、交流入力のデジタルデータの一定時間の瞬時値の差分量(変位量)の実効値と同時刻付近の交流入力の実効値の比を計算し、前記比と要求する正しいサンプリング周期でサンプリングされた場合における前記夫々の実効値の比の差を計測する手段を備えるとともに、前記差をゼロにするようにサンプリング周期を決める前記一定時間の時間幅を制御するものである。

特徴点３：サンプリング周期の時間幅の制御量から入力電気量の周波数を演算できる周波数演算手段を備えたものである。

特徴点４：サンプリング周波数制御手段を有する保護継電器は、系統周波数が定格周波数よりずれた系統周波数の場合でも、その系統周波数に追随した電気角によるサンプリングが可能となるため、或る時間差（例えば系統周波数のｎサイクル、ｎは正の整数）での入力変化量によって動作する、即ち｜ｄＶ｜＝｜Ｖ(ｔ)−Ｖ（ｔ−ｎサイクル）｜（但し、｜ｄＶ｜はｄＶの実効値を示す）によって動作する入力変化幅検出要素において、サンプリング周波数が系統周波数に正しく追随しているので、ｎサイクル前のデータであるＶ（ｔ−ｎサイクル）が簡単に誤差なく取得可能となり、誤差のない入力変化量の実効値｜ｄＶ｜の演算が可能となる。このように、過去のデータとの比較演算する保護要素の場合のデータ取得や、或いは、実効値演算などで系統周波数に応じた電気角前に相当するデータを得ることが可能なため、入力周波数の変位が発生しても誤差のない保護要素演算が可能となる。つまり、サンプリング周波数を系統周波数に追随させることで保護要素の周波数変動特性が向上する。

特徴点５：本方式では、サンプリング周波数が入力交流量の周波数に追随するために、追随制御開始前のサンプリング周期と、追随制御以降のサンプリング制御量の累積総量を記憶する手段を備えることで、前記制御累積総量から系統周波数を求めることができる。

特徴点６：電力系統よりCT或いはPTより交流電気量を入力する手段を有し、所定のサンプリング周波数にてA/D変換したデジタル量をCPU回路で演算するデジタル保護継電器において、サンプリングされた交流電気量の差分を採る差分演算手段、前記交流電気量及び前記差分量を夫々実効値演算する手段、前記夫々の実効値演算の比を計算する手段、前記手段の値によってサンプリング周波数の周期時間の制御をする制御手段を備えたことを特徴とする保護継電器。

特徴点７：保護継電器の電源入力時には、系統周波数に基づいたサンプリング周波数でサンプリングを開始し、交流電気量に基づくサンプリング周波数に追随させる手段を有する特徴点６の保護継電器において、電源入力以降のサンプリング周波数の周期制御量の総量から周波数を計測する手段を備えたことを特徴とする保護継電器。

特徴点８：電力系統に発生する異常を検出する要素を備え、前記が正常な場合にサンプリング制御を実行し、異常時にはサンプリング制御を停止し、異常発生前のサンプリング周波数でサンプリングする手段を備えたことを特徴とする特徴点６の保護継電器。

特徴点９：電力系統の交流電気量の実効値と、前記交流電気量の周期より短い所定の電気角の周期でサンプリングされた所定期間前後の各サンプルリング電気量の差分の実効値との比Kが、CPUで演算され、このCPUで演算された比Kにより、前記電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して前記サンプリングの周期が制御され、サンプリング周波数が制御されるサンプリング周波数制御方式。

特徴点10：電力系統の交流電気量からサンプリングされた交流電気量における所定期間前後の各サンプルリング電気量の差分を採る差分演算手段、前記交流電気量及び前記差分量の夫々の実効値を演算する実効値演算手段、および前記交流電気量及び前記差分量の夫々の実効値の比Kを演算する比演算手段を備え、前記比Kにより、前記電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して前記サンプリングの周期が制御され、サンプリング周波数が制御されるサンプリング周波数制御方式。

特徴点11：電力系統の交流電気量から所定周期のサンプリング周波数でサンプリングされた交流電気量により電力系統を系統異常から保護する保護継電器において、特徴点９または特徴点10に記載のサンプリング周波数制御方式により前記サンプリングの周期が制御され前記サンプリング周波数が制御されることを特徴とする保護継電器。

特徴点12：特徴点11に記載の保護継電器において、電源入力以降のサンプリング周波数の周期制御量の総量から周波数を計測する手段を備えていることを特徴とする保護継電器。

特徴点13：特徴点11に記載の保護継電器において、前記電力系統が正常な場合に前記サンプリング周波数制御方式によるサンプリング周波数制御を実行し、前記電力系統の異常時には前記サンプリング周波数制御方式によるサンプリング周波数制御を停止し、異常発生前のサンプリング周波数でサンプリングすることを特徴とする保護継電器。

この発明の実施の形態１を示す図で、保護継電器に適用した事例を示してあり、周波数追随手段を有する保護継電器の一例をブロック図で示す図である。この発明の実施の形態１を示す図で、保護継電器の周波数追随手段の動作の一例をフローチャートで示す図である。この発明の実施の形態２を示す図で、保護継電器の周波数追随手段の動作の他の例をフローチャートで示す図である。この発明の実施の形態３を示す図で、保護継電器の周波数追随手段の動作の更に他の例をフローチャートで示す図である。この発明の実施の形態３を示す図で、周波数演算の説明図である。この発明の実施の形態４を示す図で、保護継電器の周波数追随手段の動作の更に他の例をフローチャートで示す図である。

符号の説明

１保護継電器、
２入力変換器、
３アナログ回路、
４ A/D変換器、
５ CPU演算回路、
６出力回路、
７サンプリング回路制御手段、
ST1 ステップST1（差分演算手段）、
ST2 ステップST2（実効値演算手段）、
ST3 ステップST3（比演算手段）、
ST4，ST5 ステップST4，ST5（サンプリング周波数の周期時間の制御制御手段）。

Claims

電力系統の交流電気量の実効値と、前記交流電気量の周期より短い所定の電気角の周期でサンプリングされた所定期間前後の各サンプルリング電気量の差分の実効値との比Kが、CPUで演算され、このCPUで演算された比Kにより、前記電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して前記サンプリングの周期が制御され、サンプリング周波数が制御されるサンプリング周波数制御方式。
電力系統の交流電気量からサンプリングされた交流電気量における所定期間前後の各サンプルリング電気量の差分を採る差分演算手段、前記交流電気量及び前記差分量の夫々の実効値を演算する実効値演算手段、及び前記交流電気量及び前記差分量の夫々の実効値の比Kを演算する比演算手段を備え、前記比Kにより、前記電力系統の交流電気量の周波数変化に追随して前記サンプリングの周期が制御され、サンプリング周波数が制御されるサンプリング周波数制御方式。
電力系統の交流電気量から所定周期のサンプリング周波数でサンプリングされた交流電気量により電力系統を系統異常から保護する保護継電器において、請求項１または請求項２に記載のサンプリング周波数制御方式により前記サンプリングの周期が制御され前記サンプリング周波数が制御されることを特徴とする保護継電器。
請求項３に記載の保護継電器において、電源入力以降のサンプリング周波数の周期制御量の総量から周波数を計測する手段を備えていることを特徴とする保護継電器。
請求項３に記載の保護継電器において、前記電力系統が正常な場合に前記サンプリング周波数制御方式によるサンプリング周波数制御を実行し、前記電力系統の異常時には前記サンプリング周波数制御方式によるサンプリング周波数制御を停止し、異常発生前のサンプリング周波数でサンプリングすることを特徴とする保護継電器。