JP5334401B2 - サンプリングパルス発生回路 - Google Patents

Description

本発明は、サンプリングパルス発生回路に関し、特に、電力系統の保護に用いられるディジタル保護継電器においてサンプリング周波数を入力要素の周波数に追従させるのに好適なサンプリングパルス発生回路に関する。

ディジタル保護継電器では、電力系統のアナログの入力要素（電流や電圧）をサンプリング／ホールド回路（Ｓ／Ｈ回路）でサンプリング（標本化）し、アナログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）後にフーリエ演算して、電力系統に生じた事故の検出などをすることが行われている（たとえば、下記の特許文献１参照）。

このときのフーリエ演算の精度は、入力要素をサンプリングするためのサンプリングパルスの周波数（サンプリング周波数）と入力要素の周波数（以下、「電力系統周波数」と称する。）との同期の精度による。すなわち、フーリエ演算では、隣接するデータ間やフーリエ展開から入力要素の大きさへ変換するアルゴリズムは時系列に並んだデータの位相角が等間隔になっていることが前提であるので、サンプリング周波数（標本化速度）と電力系統周波数とが比例関係にないと演算値に誤差が生じる。

そのため、電力系統においては系統動揺により電力系統周波数が緩やかに変動する現象が生じることがあるので、このような系統動揺によってサンプリング周波数と電力系統周波数との同期ずれが生じてディジタル保護継電器の演算誤差が発生することを防止して電力系統の保護の信頼性を保つためには、サンプリング周波数を電力系統周波数に追従するように調整することが必要になる。

従来、サンプリング周波数を調整する方法として、たとえば、下記の特許文献２には、第１の周波数計算を実施し、電力系統周波数の１次微分および２次微分を決定し、電力系統の特性から正常１次微分、１次最大微分値および２次最大微分値を決定し、１次微分および２次微分を１次最大微分値および２次最大微分値とそれぞれ比較し、１次微分を正常１次微分と比較し、１次微分が正常１次微分よりも小さければ、または、１次微分および２次微分の両方が１次最大微分値および２次最大微分値よりも小さければ、第１の周波数計算値を真実として受容れ、第１の周波数計算値に基づいて標本化速度を適応させる工程を含む、標本化速度を電力系統周波数に適応させる方法が開示されている。
特開２００２−１３５９６９号公報 特表２００２−５４４７５１号公報

しかしながら、上記の特許文献２に開示された標本化速度を電力系統周波数に適応させる方法では、電力系統周波数の１次微分および２次微分を決定したり、電力系統の特性から正常１次微分、１次最大微分値および２次最大微分値を決定したり、１次微分および２次微分を１次最大微分値および２次最大微分値とそれぞれ比較したり、１次微分を正常１次微分と比較したりする必要があり、複数の演算処理が必要であるという問題がある。

本発明の目的は、単純な演算処理によりサンプリング周波数を電力系統周波数に追従させることができるサンプリングパルス発生回路を提供することにある。

本発明のサンプリングパルス発生回路は、系統動揺により電力系統周波数が緩やかに変動する電力系統の入力要素の基本波成分であるアナログの入力信号をサンプリングするためのサンプリングパルスを発生するサンプリングパルス発生回路（１０）であって、基準周波数信号を分周して前記サンプリングパルスを発生するための分周器（１２）と、前記サンプリングパルスでサンプリングされてディジタル信号に変換された前記入力信号の基本波成分をフーリエ変換するためのフーリエ変換回路（１７）と、該フーリエ変換回路で求めた前記入力信号の位相（φ）から該入力信号と前記サンプリングパルスのサンプリング周波数（ｆ _s ）をサンプリング回数（ｍ）で割った周波数（ｆ _s ／ｍ）のパルスとの位相差（Δφ）を算出し、該算出した位相差に比例して前記分周器の分周率（ｎ）を制御する分周率制御回路（１８）とを具備し、前記サンプリング回数が、系統動揺前の前記入力信号の１周期分を前記サンプリングパルスでサンプリングする回数であることを特徴とする。
ここで、前記分周率制御回路が、前記位相差をΔφとし、前記基準周波数信号の周波数をｆ₀とし、前記分周器における平均的な分周率をｎ₀とし、前記サンプリング回数をｍとすると、前記分周器の分周率を制御するための分周率制御量（Δｎ）を次式に従って算出してもよい。
分周率制御量＝−ｃ×Δφ
ここで、ｃ＝ｍ×ｎ₀ ²／（２π×ｆ₀）
前記入力信号が、電力系統の保護に用いられるディジタル保護継電器に入力される入力要素であり、前記サンプリングパルス発生回路が前記ディジタル保護継電器に内蔵されていてもよい。
前記分周率制御回路が、前記位相差の絶対値が所定の値以上になると前記分周率制御量に制限をかけてもよい。
前記分周率制御回路が、前記位相差の絶対値が所定の値以上になると前記分周率制御量を減少させてもよい。

本発明のサンプリングパルス発生回路は、サンプリングパルスを発生するための分周器の分周率を、入力信号をフーリエ変換して求めた位相の時間変化量である位相差に基づいて制御するだけでよいので、単純な演算処理によりサンプリング周波数を電力系統周波数に追従させることができるという効果を奏する。

上記目的を、サンプリングパルスを発生するための分周器の分周率制御量を、ディジタル保護継電器の入力要素をフーリエ変換して求めた位相の時間変化量である位相差に比例して算出することにより実現した。

以下、本発明のサンプリングパルス発生回路の実施例について、図面を参照して説明する。
まず、本発明のサンプリングパルス発生回路においてサンプリングパルスの周波数ｆ_s（以下、「サンプリング周波数ｆ_s」と称する。）を、ディジタル保護継電器に入力される系統電圧Ｖ（入力要素）の周波数ｆ_k（以下、「電力系統周波数ｆ_k」と称する。）に追従させる方法について説明する。

系統動揺前の電力系統周波数ｆ _k の系統電圧Ｖの基本波成分のフーリエ変換を行った場合には、系統電圧Ｖ _k の1周期分をサンプリング周波数ｆ _s のサンプリングパルスでサンプリングする回数をサンプリング回数ｍ（標本化回数ｍ）とすると、（１）式が成り立つ。
ｆ _k ＝ｆ _s ／ｍ （１）
また、電力系統周波数ｆ _k とサンプリング周波数ｆ _s とが同期していると、電力系統周波数ｆ _k とサンプリング周波数ｆ _s をサンプリング回数ｍで割った周波数とは同じになるため系統電圧Ｖの基本波成分の位相φ _k とサンプリングパルスの位相φ _s をサンプリング回数ｍで割った値（サンプリング周波数ｆ _s をサンプリング回数ｍで割った周波数のパルスの位相φ _s ／ｍ）とは同じになるが、系統動揺により電力系統周波数ｆ _k が変動すると、系統電圧Ｖの基本波成分の位相φ _k とサンプリングパルスの位相φ _s をサンプリング回数ｍで割った値とには、（２）式で示す所定時間Δｔ当りの差Δφ／Δｔが生じる。
Δφ／Δｔ＝Δφ_k／Δｔ−（Δφ_s／ｍ）／Δｔ （２）
ここで、位相φ、角周波数ωおよび周波数ｆには（３）式および（４）式で示す関係があるため、
ω＝Δφ／Δｔ （３）
ω＝２πｆ （４）
電力系統角周波数を“ω_k”としサンプリング角周波数を“ω_s”とすると、（５）式が成り立つ。
Δφ／Δｔ＝ω_k−ω_s／ｍ （５）
したがって、電力系統周波数ｆ_kとサンプリング周波数ｆ_sを用いると、所定時間Δｔ当りの差Δφ／Δｔは（６）式で表される。
Δφ／Δｔ＝２π×（ｆ_k−ｆ_s／ｍ） （６）
（６）式は（７）式に変形することができる。
Δφ／２π＝（ｆ_k−ｆ_s／ｍ）×Δｔ （７）
（７）式より、電力系統周波数ｆ_kとサンプリング周波数ｆ_ｓをサンプリング回数ｍで割った値（＝ｆ_ｓ／ｍ）とに差がある（すなわち、系統動揺により電力系統周波数ｆ _k が変動する）と、この差に所定時間Δｔを掛けた値に応じた差Δφ（以下、「位相差Δφ」と称する。）が生じる。

周波数ｆ₀（以下、「基準周波数ｆ₀」と称する。）の基準周波数信号を分周器において分周率ｎで分周することによりサンプリングパルスを発生する場合には、サンプリング周波数ｆ_sは（８）式で表される。
ｆ_s＝ｆ₀／ｎ （８）
（７）式および（８）式より、（９）式が成り立つ。
Δφ／２π＝｛ｆ_k−ｆ₀／（ｍ×ｎ）｝×Δｔ （９）
したがって、サンプリング周波数ｆ_sが電力系統周波数ｆ_kに追従する条件は位相差Δφ＝０であるため、（９）式より、（１０）式が成り立つように分周率ｎを制御すればよい。
ｆ_k＝ｆ₀／（ｍ×ｎ） （１０）

ここで、系統電圧Ｖの基本波をフーリエ変換して得られるのは位相φであるため、位相φを用いて分周率ｎを制御できるように（１０）式を変形する。
サンプリング周波数ｆ_sを電力系統周波数ｆ_kに追従させる前後の分周率ｎを“ｎ₁”および“ｎ₂”とすると、（７）式より（１１）式が成り立つ。
Δφ／２π＝｛ｆ₀／（ｍ×ｎ₂）−ｆ₀／（ｍ×ｎ₁）｝×Δｔ
＝｛ｆ₀／ｍ×（１／ｎ₂−１／ｎ₁）｝×Δｔ
＝−ｆ₀／（ｍ×ｎ₂×ｎ₁）×Δｎ×Δｔ （１１）
したがって、（１１）式を用いて分周率ｎ₂を算出することにより、サンプリング周波数ｆ_sを電力系統周波数ｆ_kに追従させることができるが、実際の電力系統における系統動揺は極端な場合でも位相変化量が５０°／ｓ程度で周期が１秒程度であるために分周率ｎ₁，ｎ₂と平均的な分周率ｎ₀との差は大きくても数％であるので、定数ｃを（１２）式で定義する。
ｃ＝ｍ×ｎ₀ ²／（２π×ｆ₀） （１２）
この場合には、サンプリング周波数ｆ_sを電力系統周波数ｆ_kに追従するための分周率ｎの制御量Δｎ（以下、「分周率制御量Δｎ」と称する。）は（１３）式で表される。
Δｎ≒−ｃ×Δφ （１３）
したがって、図２に示すように位相差Δφに比例して分周率制御量Δｎを算出することにより、サンプリング周波数ｆ_sを電力系統周波数ｆ_kに追従させることができる。

以上説明したように、電力系統の系統動揺時には位相差Δφに比例して分周率制御量Δｎを算出することによりサンプリング周波数ｆ_sを電力系統周波数ｆ_kに追従させることができるが、電力系統の事故時（系統事故時）にはサンプリング発生回路が誤動作するおそれがあるため、これを防止するための方法について説明する。

たとえば１相地絡事故や２相短絡事故が生じた場合には、系統電圧Ｖの基本波成分をフーリエ変換すると、３０°の位相差Δφ₁が電力系統周波数ｆ _k の１周期（電力系統周波数ｆ _k が６０Ｈｚの場合には１６.７ｍｓ）で得られる。
この位相差Δφ₁を１秒当りの位相差Δφ_1(Δt=1)に換算すると、１秒当りの位相差Δφ_1(Δt=1)は（１４）式で表される。
Δφ_1(Δt=1)＝３０°×６０Ｈｚ＝１８００°／ｓ （１４）

電力系統の系統動揺時の位相の変化量が５０°／ｓ程度であることを考慮して、図３に示すように分周率制御量Δｎに制限をかける点（分周率制御量Δｎの一定の値にする点）を±３０°／ｓとして、差分を制御すると、１秒当りの位相差Δφ_2(Δt=1)および１秒当りの周波数制御量Δｆ_2(Δt=1)は（１５）式および（１６）式でそれぞれ表される。
Δφ_2(Δt=1)＝３０°／ｓ≒０．０１６７×Δφ_1(Δt=1) （１５）
Δｆ_2(Δt=1)＝３０°／３６０°≒０．０８３Ｈｚ／ｓ （１６）
また、系統事故時には、位相は１／６０秒のみ変化するため、位相差Δφ_2(Δt=1/60)および周波数制御量Δｆ_2(Δt=1/60)は、６０分の１の制御量となるので、（１７）式および（１８）式でそれぞれ表される。
Δφ_2(Δt=1/60)＝３０°／６０ｓ≒０．５°／ｓ （１７）
Δｆ_2(Δt=1/60)＝０．０８３Ｈｚ／６０ｓ≒０.００１４Ｈｚ／ｓ （１８）

ここで、安定度の高い４ＭＨｚ水晶発信子を基準周波数ｆ₀の基準周波数信号を発生するための振動子として使用し、サンプリング周波数ｆ_sを１４４０Ｈｚ（サンプリング間隔＝１５°およびサンプリング周期＝０．６９ｍｓ）とすると、分周器の平均的な分周率ｎ₀は（１９）式で示すように“２７７８”となる。
ｎ₀＝４ＭＨｚ／１４４０Ｈｚ≒２７７８ （１９）
したがって、分周率制御量Δｎに制限をかける点における系統動揺時の分周率制御量Δｎは、Δｔ＝１の場合となるため、（２０）式に示すように−３.８６回となる。
Δｎ_(Δt=1)＝−２７７８回×０．０８３Ｈｚ／６０Ｈｚ＝−３.８６回 （２０）
これに対して、系統事故時の分周率制御量Δｎは、Δｔ＝１／６０の場合となるため、（２１）式に示すように−０．０６４回となる。
Δｎ_(Δt=1/60)＝−２７７８回×０．００１４Ｈｚ／６０Ｈｚ
＝−０.０６４回 （２１）
その結果、系統事故時の分周率制御量Δｎ_(Δt=1/60)は系統動揺時の分周率制御量Δｎ_(Δt=1)に比べて２桁小さい値（６０分の１の値）になるため、系統事故時のサンプリング発生回路の誤動作を防止することができる。

なお、系統事故時におけるサンプリング発生回路の誤動作を防止するために、図３に示したように分周率制御量Δｎを一定の値にして分周率制御量Δｎに制限をかける代わりに、図４に示すように分周率制御量Δｎに制限をかける点以降は分周率制御量Δｎを減少させるようにしてもよい。
この場合には、系統事故時の分周率制御量Δｎを更に小さくする（ほとんど“０”にする）ことができる。

次に、本発明の一実施例によるサンプリングパルス発生回路について、図１を参照して説明する。
本実施例によるサンプリングパルス発生回路１０は、電力系統の保護に用いられるディジタル保護継電器に内蔵され、正常時の電力系統周波数ｆ_kが６０Ｈｚの系統電圧Ｖ（入力要素）をサンプリング回数ｍ＝２４回（サンプリング間隔１５°およびサンプリング周期＝０．６９ｍｓ）でサンプリングする際に使用されるものであり、図１に示すように、水晶発信器１１と、分周器１２と、パルス発生器１３と、サンプリング／ホールド回路１４（以下、「Ｓ／Ｈ回路１４」と称する。）と、アナログ／ディジタル変換回路１５（Ａ／Ｄ変換回路１５）と、フィルタ回路１６と、フーリエ変換回路１７と、分周率制御回路１８とを具備する。

水晶発信器１１は、基準周波数発振器として機能し、サンプリングパルスを発生するための基準周波数ｆ₀（＝４ＭＨｚ）の基準周波数信号を出力する。なお、水晶発信器１１の代わりに、安定度の高い他の振動子を使用してもよい。

分周器１２は、水晶発信器１１から入力される基準周波数信号を分周率ｎで分周して、系統電圧ＶをＳ／Ｈ回路１４でサンプリングする際に使用するサンプリングパルスを発生するためのものである。
なお、分周器１２の分周率ｎの平均的な分周率ｎ₀は、基準周波数信号の基準周波数ｆ₀が４ＭＨｚであるので、電力系統周波数ｆ_k＝６０Ｈｚの系統電圧Ｖをサンプリング回数ｍ＝２４でサンプリングするために“２７７８”に設定されている（（１９）式参照）。
また、分周器１２の分周率ｎは、分周率制御回路１８によって制御され、現在の分周率ｎ_iに分周率制御回路１８から入力される分周率制御量Δｎを加算した値（ｎ＝ｎ_i＋Δｎ）とされる。

パルス発生器１３は、分周器１２で分周された基準周波数信号を２値化して矩形波のサンプリングパルスを発生する。

Ｓ／Ｈ回路１４は、パルス発生器１３から入力されるサンプリングパルスを用いて系統電圧Ｖをサンプリングしたのち、サンプリングした値をホールドする。
Ａ／Ｄ変換回路１５は、Ｓ／Ｈ回路１４でサンプリングおよびホールドされたアナログの系統電圧Ｖをディジタルの系統電圧データに変換する。
フィルタ回路１６は、Ａ／Ｄ変換回路１５から入力される系統電圧データをフィルタリングして、系統電圧Ｖの基本波成分のみを抽出する。そのため、フィルタ回路１６は、１／２周期前の系統電圧データとの差をとる２次フィルタ、１／３周期前の系統電圧データとの差をとる３次フィルタ、または、２次フィルタと３次フィルタとの組合せとされている。

フーリエ変換回路１７は、フィルタ回路１６によって抽出された系統電圧Ｖの基本波成分をフーリエ変換処理する。
ここで、フーリエ変換を行う周期が長いほど正確に計測でき（すなわち、通常はほとんど存在しない高調波以外の不要な信号が除去でき）、フーリエ変換を行う周期が短いほど計測結果が早く出る（すなわち、サンプリング周波数ｆ_sの電力系統周波数ｆ_kへの追従レスポンスが良くなる）。また、フーリエ変換を行う周期が半周期の倍数である場合には、高調波成分がちょうど打ち消しあって、基本波成分のみの計測ができるが、直流成分は除去できずに残ってしまう。
そのため、工夫をすればフーリエ変換を行う周期を半周期としても利用できるが、フーリエ変換を行う周期は、高調波および直流成分が除去でき、基本波成分のみが計測でき、かつ、最も短い周期である電力系統周波数ｆ_kの１周期とするのが好ましい。
また、１周期分のフーリエ変換は、サンリング回数ｍ分のデータ（すわなち、電力系統周波数ｆ_kの１周期分のデータ）を用いて演算する。
さらに、フーリエ変換の演算は、電力系統周波数ｆ_kの１周期ごとに行ってもよいが、追従レスポンスを考慮してサンプリング周期（１／ｆ_ｓ）ごと（すなわち、最新の系統電圧Ｖのサンプリングデータから過去１周期分であるｍ個の系統電圧Ｖのサンプリングデータを用いて）に行ってもよい。

分周率制御回路１８は、フーリエ変換回路１７によって求められた位相φの時間変化量である位相差Δφを算出し、算出した位相差Δφに基づいて上述したようにして分周率制御量Δｎを算出する。
これにより、サンプリング周波数ｆ_sが電力系統周波数ｆ_kに追従するように分周器１２の分周率ｎを制御することができる。

以上では、電力系統の保護に用いられるディジタル保護継電器に使用する場合を例として本発明のサンプリングパルス発生回路について説明したが、基準周波数信号を分周器で分周してサンプリングパルスを発生する際にサンプリング周波数を入力信号の周波数に追従させる他の用途においても本発明のサンプリングパルス発生回路を使用することができる。

図３に示したように分周率制御量Δｎに制限をかける場合には、一般的には、次式に従って分周率制御量Δｎを求めればよい（図３は、ａ＝３０°およびｂ＝３．８６回としたときの例である。）。
Δｎ＝ｂ （Δφ＜−ａ）
Δｎ＝−（ｂ／ａ）×Δφ
＝−ｃ×Δφ （−ａ≦Δφ＜ａ）
Δｎ＝−ｂ （ａ≦Δφ）

また、図４に示したように分周率制御量Δｎに制限をかける点以降は分周率制御量Δｎを減少させる場合には、一般的には、ｅをネイピア数（ｅ¹≒２．７２）として次式に従って分周率制御量Δｎを求めればよい（図４は、ａ＝３０°およびｂ＝３．８６回としたときの例である。）。
Δｎ＝−（ｂ／ａ）×ｅ¹×Δφ×ｅ^Δφ/a
＝−ｃ×ｅ¹×Δφ×ｅ^Δφ/a （Δφ＜０）
Δｎ＝−（ｂ／ａ）×ｅ¹×Δφ×ｅ^-Δφ/a
＝−ｃ×ｅ¹×Δφ×ｅ^-Δφ/a （０≦Δφ）
ここで、１番目の式を位相差Δφで微分すると、
ｄΔｎ／ｄΔφ＝−（ｂ／ａ）×ｅ¹×Δφ×ｅ^Δφ/a（１＋Δφ／ａ）
となるので、ｄΔｎ／ｄΔφ＝０となるΔφ＝−ａの点で、Δｎは次式に示すように最大値ｂとなる。
Δｎ_(Δφ=-a)＝−ｃ×ｅ¹×（−ａ）×ｅ^-a/a
＝（ｂ／ａ）×ｅ¹×ａ×ｅ^-1
＝ｂ
同様に、２番目の式を位相差Δφで微分すると、
ｄΔｎ／ｄΔφ＝−（ｂ／ａ）×ｅ¹×Δφ×ｅ^-Δφ/a（１−Δφ／ａ）
となるので、ｄΔｎ／ｄΔφ＝０となるΔφ＝ａの点で、Δｎは次式に示すように最小値−ｂとなる。
Δｎ_(Δφ=a)＝−ｃ×ｅ¹×ａ×ｅ^-a/a
＝−（ｂ／ａ）×ｅ¹×ａ×ｅ^-1
＝−ｂ

本発明の一実施例によるサンプリングパルス発生回路１０の構成を示すブロック図である。 本発明のサンプリングパルス発生回路におけるサンプリング周波数ｆ_sを電力系統周波数ｆ_kに追従させる方法について説明するためのグラフである。 系統事故時における本発明のサンプリング発生回路の誤動作を防止するための方法について説明するためのグラフである。 系統事故時における本発明のサンプリング発生回路の誤動作を防止するための他の方法について説明するためのグラフである。

符号の説明

１０ サンプリングパルス発生回路
１１ 水晶発信器
１２ 分周器
１３ パルス発生器
１４ サンプリングホールド回路（Ｓ／Ｈ回路）
１５ アナログ／ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ変換回路）
１６ フィルタ回路
１７ フーリエ変換回路
１８ 分周率制御回路
Ｖ 系統電圧
ｆ 周波数
ｆ₀ 基準周波数
ｆ_s サンプリング周波数
ｆ_k 電力系統周波数
Δｆ_2(Δt=1)，Δｆ_2(Δt=1/60) 周波数制御量
ω 角周波数
ω_k 電力系統角周波数
ω_s サンプリング角周波数
φ 位相
φ_s 標本化位相
φ_k 系統位相
Δφ，Δφ₁，Δφ_1(Δt=1)，Δφ_2(Δt=1)，Δφ_2(Δt=1/60) 位相差
ｍ サンプリング回数（標本化回数）
ｎ，ｎ₁，ｎ₂ 分周率
ｎ₀ 平均的な分周率
ｎ_i 現在の分周率
Δｎ 分周率制御量
ｃ 定数

Claims (5)

1. 系統動揺により電力系統周波数が緩やかに変動する電力系統の入力要素の基本波成分であるアナログの入力信号をサンプリングするためのサンプリングパルスを発生するサンプリングパルス発生回路（１０）であって、
   基準周波数信号を分周して前記サンプリングパルスを発生するための分周器（１２）と、
   前記サンプリングパルスでサンプリングされてディジタル信号に変換された前記入力信号の基本波成分をフーリエ変換するためのフーリエ変換回路（１７）と、
   該フーリエ変換回路で求めた前記入力信号の位相（φ）から該入力信号と前記サンプリングパルスのサンプリング周波数（ｆ _s ）をサンプリング回数（ｍ）で割った周波数（ｆ _s ／ｍ）のパルスとの位相差（Δφ）を算出し、該算出した位相差に比例して前記分周器の分周率（ｎ）を制御する分周率制御回路（１８）とを具備し、
   前記サンプリング回数が、系統動揺前の前記入力信号の１周期分を前記サンプリングパルスでサンプリングする回数である、
   ことを特徴とする、サンプリングパルス発生回路。
2. 前記分周率制御回路が、前記位相差をΔφとし、前記基準周波数信号の周波数をｆ₀とし、前記分周器における平均的な分周率をｎ₀とし、前記サンプリング回数をｍとすると、前記分周器の分周率を制御するための分周率制御量（Δｎ）を次式に従って算出する、
   分周率制御量＝−ｃ×Δφ
   ここで、ｃ＝ｍ×ｎ₀ ²／（２π×ｆ₀）
   ことを特徴とする、請求項１記載のサンプリングパルス発生回路。
3. 前記入力信号が、電力系統の保護に用いられるディジタル保護継電器に入力される入力要素であり、
   前記サンプリングパルス発生回路が前記ディジタル保護継電器に内蔵されている、
   ことを特徴とする、請求項１または２記載のサンプリングパルス発生回路。
4. 前記分周率制御回路が、前記位相差の絶対値が所定の値以上になると前記分周率制御量に制限をかけることを特徴とする、請求項２または３記載のサンプリングパルス発生回路。
5. 前記分周率制御回路が、前記位相差の絶対値が所定の値以上になると前記分周率制御量を減少させることを特徴とする、請求項２または３記載のサンプリングパルス発生回路。