JP2008125085A - 変調器及び変調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できる送信装置を提供すること。
【解決手段】送信データに対してブロック符号化処理を施してブロック符号化データを形成する符号化部１１と、ブロック符号化データを変調してデータシンボルを形成する変調部１５と、１つのデータシンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ換えて変調部１５に供給する並べ換え部１２とを設けたことにより、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できる送信装置１０を実現できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えばＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号のようなブロック符号を用いて、送信データを符号化して送信する送信装置及び送信方法に関する。

無線通信においては、一般に、誤り訂正能力を高めるために送信データを符号化して送信するようになっている。その符号化の一つとして、非特許文献１に記載されているようなＬＤＰＣ符号がある。このＬＤＰＣ符号は、非常に大きなブロック単位（拘束長）で誤り訂正を行うことができるので、バースト誤りに強く、フェージング環境下での通信に適していると考えられている。

また、データ伝送速度を高めるためる技術として、非特許文献２に記載されているような、複数のアンテナからＯＦＤＭ信号を送信するマルチアンテナ送信装置が知られている。この種のマルチアンテナ送信装置においては、周波数選択性フェージングによるバースト誤りを抑制する一つの方法として、データを周波数方向（サブキャリア方向）にインターリーブすることが提案されている。

図２８に、この種のマルチアンテナ送信装置による送信信号のフレーム構成例を示す。図２８において、フレームの先頭には、フェージング変動による歪み、つまりチャネル推定、及び、送受信機間の周波数オフセットを推定するためのプリアンブルが配置され、それに続いてデータシンボルが配置される。また、キャリアＹには、経時的に変動する周波数オフセットを推定するためのパイロットシンボルが配置される。なお、図中の１つの四角は１シンボルを示す。つまり、図２８の例では、各時間ｉ、ｉ＋１、………において、データシンボルとパイロットとを合わせて合計７シンボルからなる１ＯＦＤＭシンボルが送信される。このとき、データは、１ＯＦＤＭシンボル内で、インターリーブが施されており、（１）（２）（３）………（１１）（１２）の順番に配置される。
「低密度パリティ検査符号とその復号法 ＬＤＰＣ(Low Density Parity)符号／sum-product復号方法」 トリケップス ２００２年 「High Speed Physical Layer （PHY） in 5GHzband」IEEE802.11a 1999.

ところで、ＬＤＰＣ等のブロック符号を用いた場合、例えば変調多値数を大きくするほど、１つの符号化ブロックを送信するためのシンボル数は少なくなり、１つの符号化ブロックが、より短時間で送信されることになる。この結果、その送信期間にフェージングによるノッチがあった場合には、バースト誤りが発生し易くなる。つまり、変調多値数が大きくなるほど、バースト誤りの確率が高くなる。

ここで、ＬＤＰＣ等のブロック符号は、ブロックサイズを変えることができ、ブロックサイズを大きくするほど（すなわち拘束長を長くするほど）、フェージングのノッチ等に起因するバースト誤りの確率は小さくなる。よって、適応変調のように変調多値数を変える場合には、変調多値数を大きくするほど、符号化ブロックサイズを大きくすれば、バースト誤りを抑制できると考えられる。

しかしながら、変調多値数を変更する毎に、ブロックサイズを変えるように符号化器を設計することは、符号化器の構成が複雑化するので望ましくない。

さらに、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）方式等のマルチアンテナ送信においては、フレームの先頭に配置されたプリアンブルの直後のデータシンボルについては、高い分離精度が確保できるので受信信号として高いＳＮＲを確保できるが、プリアンブルから離れるに従って分離精度が低下するので受信信号のＳＮＲも低下する問題があった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく、比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できる送信装置、及びプリアンブルからの距離に起因する誤り率特性の劣化を抑制できるマルチアンテナ送信装置を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明の送信装置の一つの態様は、複数のビットで構成される送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して、複数のビットで構成される誤り訂正符号化データを形成する符号化手段と、１つのシンボルが、複数の前記誤り訂正符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記誤り訂正符号化データに属するビットを並べ換える並べ換え手段と、前記並び換えられた誤り訂正符号化データから前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調手段と、前記ベースバンド信号に基づく変調信号を送信する送信手段と、を具備し、前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットであり、前記並べ換え手段は、複数の前記誤り訂正符号化データで構成される１系統のデータを入力とし、前記１系統のデータに含まれるビットを並び換えるものであり、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換える構成を採る。

また、本発明の送信装置の一つの態様は、前記変調手段は、複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、形成されるシンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットであるようにする。

本発明によれば、各符号化ブロック内のデータが複数のシンボルに離散的に配置されるようになるので、変調多値数を多くした場合でもバースト誤りを抑制し得、符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりフェージングのノッチ等による誤り率特性の劣化を抑制し得る送信装置を実現できる。

また、各符号化ブロック間の、プリアンブルからの距離を実質的に均一化できるので、プリアンブルからの距離に起因する誤り率特性の劣化を抑制し得るマルチアンテナ送信装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。送信装置１０は送信データＳ１を符号化部１１に入力する。符号化部１１は、送信データＳ１に対してブロック符号化処理を施し、これにより得たブロック符号化データＳ２を並べ換え部１２に送出する。本実施の形態の場合、符号化部１１は、ＬＤＰＣ符号化処理を行うようになっている。

並べ換え部１２は、１つのデータシンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データＳ２を並べ換えて変調部１５に供給する。具体的には、ブロック符号化データＳ２をセレクタ１３に入力し、当該セレクタ１３によってブロック符号化データＳ２をビット単位でメモリ１４−１〜１４−３又は変調部１５に送出する。メモリ１４−１〜１４−２はバッファメモリとして機能し、一旦格納したビットを、タイミングを合わせて変調部１５に送出する。例えば、変調部１５でＱＰＳＫを行う場合には、メモリ１４−１を用い、メモリ１４−１に格納されたビットがセレクタ１３から直接変調部１５に送出されるビットとタイミングを合わせて出力される。これにより、変調部１５では、メモリ１４−１から入力されるビットと、直接セレクタ１３から入力されるビットの計２ビットを用いてＱＰＳＫの１シンボルが形成される。また変調部１５で１６ＱＡＭを行う場合には、メモリ１４−１〜１４−３を用い、メモリ１４−１〜１４−３に格納されたビットがセレクタ１３から直接変調部１５に送出されるビットとタイミングを合わせて出力される。これにより、変調部１５では、メモリ１４−１〜１４−３から入力されるビットと、直接セレクタ１３から入力されるビットの計４ビットを用いて１６ＱＡＭの１シンボルが形成される。

因みに、図１では、図を簡単化するために、３つのメモリ１４−１〜１４−３しか記載していないが、変調部１５で６４ＱＡＭを行う場合には、５つのメモリを設け、変調部１５によって、各メモリからの入力と直接セレクタ１３から入力されるビットの計６ビットを用いて６４ＱＡＭの１シンボルを形成すればよい。

なお、図１に示した並べ換え部１２の構成は一例であって、要は、１つのブロック内符号化データが複数のデータシンボルに割り当てられるように、ブロック符号化データＳ２を並べ換えて変調部１５に供給する構成であればどのような構成を採用してもよい。

変調部１５は、制御信号Ｓ１０に基づいて適応変調を行う。すなわち、変調部１５は、制御信号Ｓ１０に基づいて、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭのうちいずれの変調処理を行うかを変更する。なお、制御信号Ｓ１０は、並べ換え部１３のセレクタ１３にも入力されており、セレクタ１３は変調部１５でどの変調処理が行われるかに応じて、ビット並べ換え規則を変更する。その詳細については後述する。

変調部１５により得られた送信シンボルＳ３は、無線部１６に入力される。無線部１６は、変調シンボルＳ３に対してディジタルアナログ変換やアップコンバート等の所定の変調処理を施し、これにより得たＲＦ信号Ｓ４をアンテナ１７に供給する。

図２を用いて、本実施の形態の符号化部１１によるＬＤＰＣ符号の生成処理を説明する。符号化部（ＬＤＰＣエンコーダ）１１は、送信データＳ１（すなわちＬＤＰＣ符号化前データ）を入力とし、これをＬＤＰＣ符号化することによりブロック符号化データＳ２（すなわちＬＤＰＣ符号化後データ）を出力する。例えば、ＬＤＰＣ符号化前のデータを（ｍ1a，ｍ2a，・・・，ｍ490a）とし、パリティチェックマトリクスをＧとすると、ＬＤＰＣ符号化後データとして（Ｃ1a，Ｃ2a，・・・，Ｃ980a）が出力される。つまり、４９０ビットからなる符号化前ブロック＃１から、９８０ビットからなる符号化後ブロック＃１が形成される。

図３を用いて、変調部１５による変調処理を説明する。この変調処理は周知の技術であるため簡単に説明する。図３（ａ）はＢＰＳＫの信号点配置を示しており、１シンボルで１ビット、つまりｂ１が送信される。図３（ｂ）はＱＰＳＫの信号点配置を示しており、１シンボルで２ビット、つまり（ｂ１，ｂ２）が送信される。図３（ｃ）は１６ＱＡＭの信号点配置を示しており、１シンボルで４ビット、つまり（ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４）が送信される。図３（ｄ）は６４ＱＡＭの信号点配置を示しており、１シンボルで４ビット、つまり（ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６）が送信される。

次に、図４〜図７を用いて、本実施の形態の特徴である並べ換え部１２による並べ換え処理について説明する。図４〜図７は、ＬＤＰＣ符号化された各符号化ブロック内のビットが、変調後のどのシンボルに割り当てられているかを示すものである。具体的には、９８０ビットで構成されている１つのブロック内符号化データ（ＬＤＰＣ符号化後のデータ）が、どのシンボルに配置されているかを示すものである。また、横軸はシンボルの時間的な並びを示している。縦軸は１シンボルを構成するビット番号、つまり、ＢＰＳＫの場合ｂ１、ＱＰＳＫの場合ｂ１，ｂ２、１６ＱＡＭの場合ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４、６４ＱＡＭの場合ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６を示している。

さらに、図中＃Ｘ−Ｙは、Ｘ番目の符号化ブロックのＹ番目（９８０ビットの中のＹ番目）のビットを示している。例えば＃１−１は、１番目の符号化ブロックの１番目のビットを示す。同様に、例えば＃３−９７９は、３番目の符号化ブロックの９７９番目のビットを示す。

図４（ａ）は、変調方式がＢＰＳＫのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式がＢＰＳＫのときには、１シンボルで１ビット（ｂ１）を送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化ブロックを１つだけ送信する。

図４（ｂ）は、変調方式がＱＰＳＫのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式がＱＰＳＫのときには、１シンボルで２ビット（ｂ１、ｂ２）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを２つ送信できる。ここでの各シンボルは、図からも明らかなように、異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成される。具体的には、ＱＰＳＫの９８０シンボルのビットｂ１に符号化後ブロック＃１のビット＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。

図４（ｃ）は、変調方式が１６ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が１６ＱＡＭのときには、１シンボルで４ビット（ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを４つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、１６ＱＡＭの９８０シンボルのビットｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。

図４（ｄ）は、変調方式が６４ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が６４ＱＡＭのときには、１シンボルで６ビット（ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５、ｂ６）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを６つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、６４ＱＡＭの９８０シンボルのビットｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ５に符号化後ブロック＃５のデータ＃５−１〜＃５−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ６に符号化後ブロック＃６のデータ＃６−１〜＃６−９８０を割り当てる。

これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。

次に、本実施の形態の並べ換え部１２の並べ換え処理の第２の例を、図５を用いて説明する。図５でも、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図４と同様であり、図４のように並べ換えたときと同様の効果を得ることができる。図５が図４と異なる点は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭにおいて、一つの符号化後ブロックを固定ビット（例えば、ｂ１のみ）に割り当てるのではなく、全てのビット（例えば、１６ＱＡＭのときにはｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４）に割り当てるようにした点である。具体的には、例えば変調方式が１６ＱＡＭのとき、符号化後ブロック＃１については、データ＃１―１をｂ１に割り当て、＃１−２をｂ２に割り当て、＃１−３をｂ３に割り当て、＃１−４をｂ４に割り当てるというように、ブロック＃１のデータをｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４を用いて送信するという特徴をもつ。

このような割り当て方を採用した理由について述べる。１６ＱＡＭのｂ１の受信品質、ｂ２の受信品質、ｂ３の受信品質、ｂ４の受信品質には差がある。このとき、ｂ１の受信品質が最も悪いものとする。すると、例えば、ブロック＃１をｂ１のみで送信した場合、ブロック＃１は受信品質が悪いブロックとなってしまう。パケット通信を行っている場合、パケットエラーは最も受信品質の悪いブロックの受信品質に影響を受けることになる。したがって、この場合、ブロック＃１〜＃４の受信品質をなるべく均一にした方が良い。図５のような割り当てを行うとこれを実現できる。さらに、好適には、ブロック＃１〜ブロック＃４についてｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４に割り当てる回数をできる限り均一となるようにすると良い。なお、割り当てる回数の差は、高々１回であることが望ましい。因みに、１回の差は、送信シンボル数が必ず４（ビット）の倍数（１６ＱＡＭが１シンボルに送信できるビット数）であるとは限らないために、どのように割り当てたとしても発生してしまうことがある。

なお、ここでは１６ＱＡＭのときを例に説明したが、６４ＱＡＭについても同様の処理を行うことで同様の効果を得ることができる。但し、ＱＰＳＫの場合は、ｂ１、ｂ２には受信品質の差がないため、同様の効果を得ることができるとは限らない。しかし、送信装置、受信装置により発生する歪みにより受信品質に差が発生する可能性は否定できないため、効果が得られる可能性はある。

次に、本実施の形態の並べ換え部１２の並べ換え処理の第３の例を、図６に示す。図６でも、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図４と同様であり、図４のように並べ換えたときと同様の効果を得ることができる。図５が図４と異なる点は、同一シンボルでは、同一のブロックデータを送信するが、ＱＰＳＫでは、送信する順番として、ブロック＃１のデータ、ブロック＃２のデータブロックを交互に、１６ＱＡＭでは、ブロック＃１、ブロック＃２、ブロック＃３の順番で、６４ＱＡＭでは、ブロック＃１、ブロック＃２、ブロック＃３、ブロック＃４、ブロック＃５、ブロック＃６の順番で送信している点である。すなわち、図４のようにブロックのデータを連続したシンボルに割り当てるのではなく、間隔おいたシンボルに割り当てるようにしてもよい。但し、図４や図５のような割り当て方の方が、ブロック内データをより多くのシンボルに分散できるので、受信品質の改善効果は高い。

次に、本実施の形態の並べ換え部１２の並べ換え処理の第４の例を、図７に示す。図７でも、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図４と同様であり、図４のように並べ換えたときと同様の効果を得ることができる。図７は、図５と図６の考えを組み合わせた例である。図７では、２ビット単位で、割り当てるシンボルを変更している。これにより、図４や図５と同様の効果を得ることができるが、図４や図５のような割り当て方の方が、ブロック内データをより多くのシンボルに分散できるので、受信品質の改善効果は高い。

このように本実施の形態によれば、送信データに対してブロック符号化処理を施してブロック符号化データを形成する符号化部１１と、ブロック符号化データを変調してデータシンボルを形成する変調部１５と、１つのデータシンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ換えて変調部１５に供給する並べ換え部１２とを設けたことにより、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できる送信装置１０を実現できる。

因みに、並べ換え部１２の処理は、変調部１５の変調多値数が多くなるほど、１シンボルがより多くのブロックのブロック符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ換えていると言うこともできる。

（実施の形態２）
図８に、本発明の実施の形態２に係るマルチアンテナ送信装置の構成を示す。

マルチアンテナ送信装置１００は、所謂ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ通信を行う送信装置であり、２つのアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信するようになっている。具体的には、アンテナ１１４Ａからは変調信号Ａを送信すると共に、アンテナ１１４Ｂからは変調信号Ｂを送信する。ここで図８では、変調信号Ａについての信号処理系統と、変調信号Ｂについての信号処理系とはほぼ同様の構成であるため、変調信号Ａの処理系統については符号の後ろに「Ａ」を付けて示し、それと対応する変調信号Ｂの処理系統については符号の後ろに「Ｂ」を付けて示した。

マルチアンテナ送信装置１００のフレーム構成信号生成部１１５は、フレーム構成に関する情報、符号化方法の情報及び変調方式の情報などの制御信号１１６を出力する。符号化部１０２Ａは、変調信号Ａのデータ１０１Ａ及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づいた符号化を施し、符号化後のデータ１０３Ａを出力する。

並べ換え部１０４Ａは、符号化後のデータ１０３Ａ及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づいて符号化後のデータ１０３Ａを並び換え、並び換え後のデータ１０５Ａを出力する。

変調部１０６Ａは、並べ換え後のデータ１０５Ａ及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づきＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭのいずれか変調を施し、ベースバンド信号１０７Ａを出力する。

シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０８Ａは、ベースバンド信号１０７Ａを入力とし、シリアルパラレル変換を施し、パラレル信号１０９Ａを出力する。逆フーリエ変換部（ｉｆｆｔ）１１０Ａは、パラレル信号１０９Ａを入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号１１１ＡすなわちＯＦＤＭ信号を出力する。無線部１１２Ａは、フーリエ変換後の信号１１１Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の所定の無線処理を施すことで変調信号Ａの送信信号１１３Ａを形成する。送信信号Ａはアンテナ１１４Ａから電波として出力される。

変調信号Ｂについても、符号化部１０２Ｂ、並べ換え部１０４Ｂ、変調部１０６Ｂ、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０８Ｂ、逆フーリエ変換部（ｉｆｆｔ）１１０Ｂ、無線部１１２Ｂによって同様の処理が施され、変調信号Ｂの送信信号１１３Ｂがアンテナ１１４Ｂから電波として出力される。

図９に、マルチアンテナ送信装置１００の各アンテナ１１４Ａ、１１４Ｂから送信される変調信号Ａ、変調信号Ｂのフレーム構成例を示す。図９（ａ）はアンテナ１１４Ａから送信される変調信号Ａのフレーム構成を示し、図９（ｂ）はアンテナ１１４Ｂから送信される変調信号Ｂのフレーム構成を示すものである。本実施の形態の場合、通信方式として空間多重のＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）伝送を用いるので、同一キャリア、同一時刻の変調信号Ａと変調信号Ｂのシンボルは、それぞれ異なるアンテナから同時に送信され、空間で多重される。

フレームの先頭に配置されているプリアンブルは、チャネル変動を推定するためのものであり、受信機では、プリアンブルを用いてチャネル変動を推定し、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）を施すことで、変調信号Ａと変調信号Ｂとを分離することができる。

キャリアＹの時間方向に亘って配置されたパイロットシンボルは、受信装置において、プリアンブルで除去できなかった周波数オフセットや、デバイスの特性による歪み（振幅・位相）を推定し、除去するためにシンボル用いられるシンボルである。

またデータシンボルは、データを伝送するためのシンボルであり、プリアンブルに続いて送信される。

図１０に、マルチアンテナ送信装置１００から送信された信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の構成を示す。

マルチアンテナ受信装置３００の無線部３０３＿１は、アンテナ３０１＿１で受信した受信信号３０２＿１を入力とし、増幅、周波数変換等を施し、ベースバンド信号３０４＿１を出力する。フーリエ変換部（ｆｆｔ）３０５＿１は、ベースバンド信号３０４＿１を入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号３０６＿１を出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部３０７＿１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１を入力とし、図９（ａ）に示した変調信号Ａのプリアンブルを抽出し、このプリアンブルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿１を出力する。

変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０９＿１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１を入力とし、図９（ｂ）に示した変調信号Ｂのプリアンブルを抽出し、このプリアンブルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３１０＿１を出力する。

なお、無線部３０３＿２、フーリエ変換部３０５＿２、変調信号Ａのチャネル変動推定部３０７＿２、変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０９＿２は、上述と同様の動作をする。

信号処理部３１１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１、３０６＿２、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿１、３０８＿２、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３１０＿１、３１０＿２を入力とし、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）等の処理を行うと共にデコードを行いことで、変調信号Ａの受信データ３１２Ａ及び変調信号Ｂの受信データ３１２Ｂを得る。信号処理部３１１の詳細の動作については、図１２を用いて後述する。

図１１に、マルチアンテナ送信装置とマルチアンテナ受信装置との間での通信モデルを示す。アンテナ４０９Ａから送信される変調信号をＴｘａ（ｔ）、アンテナ４０９Ｂから送信される変調信号をＴｘｂ（ｔ）（ｔ：時間）とする。また、各送受信アンテナ間でのチャネル変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とし、アンテナ４１０＿１で受信した受信信号をＲｘ１（ｔ）、アンテナ４１０＿２で受信した受信信号をＲｘ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。

図１２に、マルチアンテナ受信装置３００の信号処理部３１１の構成を示す。分離・周波数オフセット推定・補償部４０１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１、３０６＿２、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿１、３０８＿２、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３１０＿１、３１０＿２を入力とし、（１）式についての逆行列演算（ＺＦ）を行うことで変調信号Ａと変調信号とを分離する。また分離・周波数オフセット推定・補償部４０１は、図９に示したパイロットシンボルを用いて、周波数オフセットや、デバイスの特性による歪み（振幅・位相）を推定し、推定結果に基づいて、これを補償することで、変調信号Ａの補償後のベースバンド信号４０２Ａ、変調信号Ｂの補償後のベースバンド信号４０２Ｂを得る。

軟判定計算部４０３Ａは、変調信号Ａの補償後のベースバンド信号４０２Ａを入力とし、ブランチメトリックを計算することで軟判定値４０４Ａを得る。デインターリーブ部４０５Ａは、軟判定値４０４Ａを入力とし、デインターリーブ（並べ換え部１０４Ａと逆の処理）を行うことでデインターリーブ後の軟判定値４０６Ａを得る。デコーダ４０７Ａは、デインターリーブ後の軟判定値４０６Ａを入力とし、これを復号することで変調信号Ａの受信データ４０８Ａを得る。

また、軟判定計算部４０３Ｂ、デインターリーブ部４０５Ｂ、デコーダ４０７Ｂは、上述と同様の動作をし、変調信号Ｂの受信データ４０８Ｂを得る。

図１３は、図９のフレーム構成で変調信号を送信した場合に、受信装置において得られる、時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３、ｉ＋４、ｉ＋５におけるキャリア１から６の信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の関係の一例を示したものである。図１３のように、データシンボルのＳＮＲは、プリアンブルから時間的に離れるにつれてＳＮＲが低下する。これは、受信装置における周波数の推定誤差、デバイスの特性による歪み（振幅・位相）の推定誤差が、プリアンブルから時間的に離れるにつれて大きくなるからである。

例えば図２８のように、１ＯＦＤＭシンボル内でインターリーブを施し、受信装置においてデインターリーブを施した場合、時間ｉ＋４、ｉ＋５のようにプリアンブルから時間的に離れたＯＦＤＭシンボルに属するデータは、デインターリーブを施しても、図１３の現象を考慮すると、ＳＮＲが劣悪なデータシンボルのみで構成されることになるので、誤り訂正を行っても符号化ゲインを得るのが困難であり、誤り率特性が劣化することになる。

送受信装置がそれぞれ１本のアンテナのみ具備する従来のシステムでは、この問題を解決することは、非常に簡単であった。周波数オフセット、歪み推定のためのシンボル、例えばパイロットシンボルを挿入すればよい。このとき、パイロットシンボルの挿入頻度もそれほど多くする必要がないため、パイロットシンボルの挿入による伝送速度の低下も小さく、パイロットシンボルを挿入しても、システムとしてのデメリットはそれほど大きくなかった。

一方、空間多重を用いたＭＩＭＯシステムを例とするマルチアンテナシステムでは、伝送路上で混ざり合った各変調信号を分離するための分離用シンボル（図９のプリアンブル）は必ず必要となる。また、この分離用シンボルを用いて、チャネル変動ｈ１１〜ｈ２２を推定する。チャネル変動ｈ１１〜ｈ２２の推定精度を劣化させる要因として、周波数オフセット、歪みの時間的変動がある。しかしながら、パイロットシンボルを挿入し、周波数オフセット、歪み推定の時間的変動を推定するだけでは前述のＳＮＲの低下を防ぐことはできない。あくまでも、チャネル変動ｈ１１〜ｈ２２の推定精度を確保しない限り、前述のＳＮＲの低下を防ぐことはできない。これを実現するためには、分離用シンボルの挿入頻度をあげる方法が考えられる。つまり、パイロットシンボルの挿入頻度をあげても、解決が困難である。しかし、分離用シンボルは、全キャリアに亘って配置する必要があるので、分離用シンボルの挿入頻度をあげると伝送速度の低下が著しいという課題が発生する。したがって、分離用シンボルの挿入頻度をできる限り少なく保ったままで、ＳＮＲを改善することが重要である。

本実施の形態では、プリアンブルの挿入頻度を増やさずに、プリアンブルの離れた位置のシンボルに割り当てられたデータの誤り率特性の劣化を抑制することができるマルチアンテナ送信装置を提案するものである。

本実施の形態では、符号化部１０２Ａ、１０２Ｂと変調部１０６Ａ、１０６Ｂとの間に設けた並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂの並べ換え処理を工夫することで、上述した問題を解決した。以下その詳細について説明する。

ここで、並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂは、入力されるｍ番目のデータを周波数軸においてキャリアｐ（ｍ）の位置のデータシンボルに、時間軸において時間ｑ（ｍ）の位置のデータシンボルに配置するように並び替えるものとする。この並び換え処理を、π（ｍ）＝（ｐ（ｍ），ｑ（ｍ））で表す。

図１４及び図１５は、並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂによる符号化後のデータの並べ換え処理例を示す。なお図１４及び図１５は、一例として６ＯＦＤＭシンボル内でデータの並び換えを行った例を示すものである。なお、プリアンブルは省略している。図１４、図１５において、（１）、（２）、（３）………は、データの配置の順番を示しており、例えば、１番目に入力されたデータを（１）のデータシンボルに配置し、２番目に入力されたデータを（２）のデータシンボルに配置することを意味している。

図１４、図１５の並び換えで重要なことは、１番目のデータ、２番目のデータを異なる時間のデータシンボル位置に配置することである。例えば、符号化部１０２Ａ、１０２Ｂがブロックサイズ６のブロック符号化処理を施した場合には、並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂは、符号化ブロック内の６個のデータを、時間的に異なる位置のシンボルに割り当てる。つまり、例えば、ｑ（１）≠ｑ（２）≠ｑ（３）≠ｑ（４）≠ｑ（５）≠ｑ（６）、ｑ（７）≠ｑ（８）≠ｑ（９）≠ｑ（１０）≠ｑ（１１）≠ｑ（１２）となるようにブロック符号化後のデータをシンボルに割り当てる。

これにより、受信装置がデインターリーブを施したデータ系列において、ＳＮＲが劣悪なデータが連続することがなくなるため、誤り訂正を行うことで符号化ゲインを得ることができるようになり、誤り率特性の劣化を抑制できる。

因みに、周波数軸方向におけるＳＮＲの相関性（近いキャリア同士ではＳＮＲの相関性が高い）を考慮した場合、上記の条件に加え、ｐ（１）≠ｐ（２）≠ｐ（３）≠ｐ（４）≠ｐ（５）≠ｐ（６）、ｐ（７）≠ｐ（８）≠ｐ（９）≠ｐ（１０）≠ｐ（１１）≠ｐ（１２）となるように符号化データを並び換えると、誤り率特性の劣化を一段と抑制できるようになる。

このように、本実施の形態によれば、同一符号化ブロック内の符号化データが、時間方向の複数のデータシンボルに割り当てられるように符号化データを並び換える並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂを設けたことにより、プリアンブルから遠く離れた位置のデータシンボルに符号化ブロック内の全てのデータが割り当てられることを回避できる。換言すれば、各符号化ブロック間の、プリアンブルからの距離を実質的に均一化できるので、プリアンブルからの距離に起因する誤り率特性の劣化を抑制し得るマルチアンテナ送信装置１００を実現できる。また、フェージングによるノッチの影響も軽減できる。

なお、本実施の形態では、図９のように、プリアンブル、データシンボル、パイロットシンボルのみで構成されたフレーム構成を例に採って説明したが、これに限ったものではなく、例えば制御情報を伝送するシンボル等を含んでいてもよい。要は、データシンボルの前にプリアンブルを配置するものに広く適用して好適である。

また、図８に示した構成例では、各変調信号Ａ、Ｂについて各々符号化部１０２Ａ、１０２Ｂを設けた構成を説明したが、１つの符号化部で変調信号Ａ、Ｂ両方の符号化処理を行う構成に適用することもできる。

図１６に、その構成例を示す。図８との対応部分に同一符号を付して示す図１６において、マルチアンテナ送信装置５００がマルチアンテナ送信装置１００と異なる点は、符号化部１０２及び並び替え部１０４が一つしかない点である。

符号化部１０２は、データ１０１及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づいた符号化を施すことで、符号化後のデータ１０３を得る。並び換え部１０４は、符号化後のデータ１０３及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に含まれるフレーム構成の情報に基づき、符号化後のデータイ１０３を並び換え、並び換え後のデータ１０５Ａ、１０５Ｂをそれぞれ変調部１０６Ａ、１０６Ｂに供給する。

図１７、図１８、図１９に、並べ換え部１０４による符号化後のデータの並べ換え処理例を示す。

図１７では、はじめに、符号化後の６ビットのデータを変調信号Ａの異なる時間のデータシンボルに割り当てる（図１７の（１）、（２）、（３）、（４）、（５）、（６）に相当する）。更に、符号化後の６ビットのデータを変調信号Ｂの異なる時間のデータシンボルに割り当てる（図１７の（７）、（８）、（９）、（１０）、（１１）に相当する）。次に、符号化後の６ビットのデータを変調信号Ａに割り当てる。このように、符号化後のデータを異なる時間のデータシンボルに割り当てると共に、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互に割り当てる。このようにすることで、図１４、図１５に示した割り当て例と同様の効果を得ることができるのに加えて、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互に割り当てているため、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。

図１８では、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互にデータの割り当てを行っている。そのとき、奇数番目だけを抽出した６ビットのデータ、または、偶数番目だけを抽出した６ビットのデータを、異なる時間のシンボルに配置する。例えば、変調信号Ａの（１）（３）（５）（７）（９）（１１）のデータシンボルを見れば明らかである。このようにすることで、図１４、図１５に示した割り当て例と同様の効果を得ることができるのに加えて、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互に割り当てているため、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。

図１９では、まず、変調信号Ａにデータを割り当て、次に変調信号Ｂに割り当てている。そして、符号化後の６ビットを単位として、これらを異なる時間のシンボルに配置する。このようにすることで、図１４、図１５に示した割り当て例と同様の効果を得ることができる。

図２０に、図１６に示すような構成のマルチアンテナ送信装置５００から送信された信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示す。ここでマルチアンテナ受信装置の全体構成は、図１０に示したような構成とすればよく、信号処理部３１１を、図２０に示すように構成すればよい。

図１２との対応部分に同一符号を付して示す図２０の信号処理部３１１は、デインターリーブ部４０５、デコーダ部４０７が１つだけしか設けられていない点を除いて、図１２の信号処理部３１１と同様の構成である。デインターリーブ部４０５は、変調信号Ａの軟判定値４０４Ａ、変調信号Ｂの軟判定値４０４Ｂを入力とし、フレーム構成に応じてデインターリーブを行う（図１６の並べ変え部１０４と逆の処理を行う）ことで、デインターリーブ後の軟判定値４０６を得る。デコーダ４０７は、デインターリーブ後の軟判定値４０６を入力とし、これを復号することで受信データ４０８を得る。

（実施の形態３）
本実施の形態では、マルチアンテナ送信装置でＬＤＰＣ符号化を行う場合の具体的な形態を説明する。さらには、適応変調を行う場合の具体的な形態を説明する。

図２１は、図８の符号化部１０２Ａ、１０２Ｂでそれぞれ符号化後のブロックサイズが９８０ビットでなるＬＤＰＣ符号化を行った場合の、並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂによるデータシンボルへの符号化後データの割り当て例を示す。変調信号ＡのＡ（１）、Ａ（２）、………、Ａ（９８０）の９８０シンボルに１つの符号化ブロック内の９８０ビットを割り当てる。ここで、（１）、（２）、………、（９８０）は、データの順番を示している。同様に、変調信号ＢのＢ（１）、Ｂ（２）、………、Ｂ（９８０）の９８０シンボルに１つの符号化ブロック内の９８０ビットを割り当てる。このように、１つの符号化ブロック内のデータ（ビット）が複数のデータシンボルに割り当てられている。これにより、１つの符号化ブロック内のデータを少ないデータシンボルに割り当てる場合と比較して、バースト誤りを抑制できる。

図２２に、図１６の符号化部１０２でブロックサイズが９８０ビットでなるＬＤＰＣ符号化を行った場合の、並べ換え部１０４によるデータシンボルへの符号化後データの割り当て例を示す。変調信号Ａ及び変調信号Ｂの９８０シンボルに１つの符号化ブロック内の９８０ビットを割り当てる。ここで、（１）、（２）、・・・、（９８０）はデータの順番を示している。このように、１つの符号化ブロック内のデータ（ビット）が複数のデータシンボルかつ複数のアンテナに割り当てることにより、１つの符号化ブロック内のデータを少ないデータシンボルに割り当てる場合と比較してバースト誤りを抑制できるのに加えて、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。

次に、通信状況により適応変調を行う（すなわち変調方式を切り換える）マルチアンテナ送信装置に、本発明を適用した場合の形態について説明する。

図２３に適応変調を行うマルチアンテナ送信装置の構成を示す。図８との対応部分に同一符号を付して示す図２３のマルチアンテナ送信装置６００は、例えば基地局に設けられている。受信装置２３０３は、アンテナ２３０１で受信した受信信号２３０２を入力とし、受信処理を行うことで、通信相手の端末が送信した通信状況の情報、例えばビットエラー率、パケットエラー率、フレームエラー率、受信電界強度、マルチパスの状況など情報を得、これから変調方式を決定し、これを制御情報２３０４として出力する。フレーム構成信号生成部１１５は、制御情報２３０４を入力とし、制御情報２３０４に基づき、変調方式、フレーム構成を決定し、これらをフレーム構成信号１１６として変調部１０６Ａ、１０６Ｂに加えて符号化部１０２Ａ、１０２Ｂ及び並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂに送出する。

並べ換え部１０４Ａ、１０４Ｂは、実施の形態１で説明したのと同様に、変調方式に応じて並べ換えを変更する。

図２４に、マルチアンテナ送信装置６００と通信を行う通信相手の端末の構成例を示す。図１０との対応部分に同一符号を付して示す図２４のマルチアンテナ受信装置７００の送信装置２４０３は、送信データ２４０２、ベースバンド信号３０４＿１、３０４＿２、受信データ３１２Ａ、３１２Ｂを入力とし、例えばベースバンド信号３０４＿１、３０４＿２から受信電界強度を推定し、受信データ３１２Ａ、３１２Ｂからビットエラー率、パケットエラー率、フレームエラー率を求め、これらの情報と送信データを含んだ送信信号２４０４を形成し、これをアンテナ２４０５から電波として出力する。これにより、基地局（マルチアンテナ送信装置６００）の変調方式が変更される。

なお、変調方式の変更方法はこれに限ったものではなく、通信相手である端末が希望する変調方式を指定してもよく、また、基地局が、通信相手の端末が送信した変調信号を受信し、その受信状態に基づいて、送信する変調信号の変調方式を決定するようにしても同様に実施することができる。

（実施の形態４）
本実施の形態では、ＬＤＰＣ符号化後の最後のブロックデータの割り当て方の工夫を説明する。図２５において、縦軸は周波数を示し、キャリア１からｎを用いてデータを送信する。また横軸は時間を示す。

図２５において、１パケットのデータを最初は１６ＱＡＭを用いて送信しているものとする。したがって、９８０シンボルで４つの符号化後ブロック＃１〜＃４を送信することになる。１パケットのデータ量が可変であるとすると、最後に送信するデータ量が、必ずしも、１６ＱＡＭで４つの符号化ブロックを満たす量となるわけではない。

そこで、本実施の形態では、最後に送信する符号化ブロックの数が１つの場合、図２５（ａ）のように、最後のブロックの変調方式としてＢＰＳＫを選択し、９８０シンボルで１つの符号化ブロック＃１のみを送信する。

また、最後に送信する符号化ブロックの数が１つより多く２つ以下の場合、図２５（ｂ）のように、最後のブロックの変調方式としてＱＰＳＫを選択し、９８０シンボルで２つの符号化ブロック＃１、＃２を送信する。この場合には、図４（ｂ）、図５（ｂ）、図６（ｂ）又は図７（ｂ）で説明したような並べ換えを行うとよい。

また、最後に送信する符号化ブロックの数が２つより多い場合、図２５（ｃ）のように、最後のブロックの変調方式として１６ＱＡＭを選択し、９８０シンボルで例えば４つの符号化ブロック＃１〜＃４を送信する。この場合には、図４（ｃ）、図５（ｃ）、図６（ｃ）又は図７（ｃ）で説明したような並べ換えを行うとよい。

このように送信することで、１つの符号化ブロックデータが常に９８０シンボルによって送信されるため、フェージングのノッチによる影響を軽減でき、受信品質が向上する。

なお、別の割り当て方としては、符号化ブロックの数に拘わらず１６ＱＡＭを選択し、不足した分のデータはすべて、例えば“０”のダミーのデータを送信するようにしてもよい。このように送信しても、１つの符号化ブロックデータが常に９８０シンボルによって送信されるため、フェージングのノッチによる影響を軽減でき、受信品質を向上させることができる。

以上の操作は、パケット通信を行っていた場合、受信品質をできる限り均一にするためには、非常に重要である。すなわち、もし、最後の符号化ブロックのデータを、９８０シンボルより少ないシンボル数で送信すると、最後の符号化ブロックの誤り率特性が劣化してしまい、パケットエラーの発生確率が大きくなってしまう。本実施の形態の方法によれば、これを有効に回避できる。

（比較例）
ここでは図２６を用いて、本発明による符号化ブロックデータの複数シンボルへの均一割り当て方法との比較例として、従来一般的に行われている割り当て方法とその欠点について説明する。

図２６（ａ）は、通信状況として時間と受信電界強度の関係の一例として、９８０シンボル区間での受信電界強度の状態を示している。

図２６（ｂ）は、変調方式がＢＰＳＫのときのフレーム構成例を示している。なお、図２６（ｂ）では、例えばＯＦＤＭのようにキャリア１からキャリアｎを用いているマルチキャリア伝送方式の場合を例として示している。従って、縦軸は周波数軸となっており、キャリア１からキャリアｎが存在する。変調方式がＢＰＳＫのときには、図２６（ｂ）のように１つの符号化後ブロック（ブロック＃１）を伝送するのに９８０シンボルが必要となる。

これに対して、変調方式が１６ＱＡＭのときには、１６ＱＡＭでは１シンボルで４ビットを伝送できるため、１つの符号化後ブロックを伝送するのに２４５シンボルが必要となる。したがって、９８０シンボルを用いると、ブロック＃１、ブロック＃２、ブロック＃３、ブロック＃４の４ブロックを送信できることになる。

そして、従来は、図２６（ｃ）に示すように、ＢＰＳＫと同様に、時間方向に、ブロック＃１のシンボル、ブロック＃２のシンボル、ブロック＃３のシンボル、ブロック＃４のシンボルと順に割り当てることが一般的である。

このとき、図２６（ｂ）のようにＢＰＳＫを用いているときには、図２６（ａ）のような通信状況であっても、１つの符号化ブロックに受信電界強度の良いときと悪いときが発生しているが、符号化ブロック単位で復号を行うと、受信電界強度の良いデータの影響により、誤りが訂正される可能性が高い。

これに対して、図２６（ｃ）のように１６ＱＡＭを用いているときには、ブロック＃１及びブロック＃３は、受信電界強度の良いときであるため受信品質は良いが、ブロック＃２及びブロック＃４は、受信電界強度が悪いため受信品質が悪くなる。このように、変調方式の変調多値数が増加するにつれ、１つの符号化ブロックが必要とするシンボル数が減少するため、フェージングによる受信電界強度のノッチの影響を受け易い。つまり、ノッチによる受信品質の低下を受け易くなる。

本発明の送信装置は、上記実施の形態でも説明したように、このような問題を符号長（ブロックサイズ）を変えること無しに、有効に解決したものである。

（他の実施の形態）
なお、上述した実施の形態１では、一つの符号化部１１を用いる場合を前提条件として説明が、別の実施の形態として、システムが、符号化率Ｒ＝１／２、２／３、ブロック長が９８０ビットの符号をサポートしている場合も、符号化率Ｒ＝１／２、２／３において、別々に実施すれば、上述の実施の形態を同様に実施することができる。また、システムが、符号化率Ｒ＝１／２、２／３、ブロック長が９８０、１９６０ビットの符号をサポートしている場合も、それぞれの場合において、別々に実施すれば、上述の実施の形態と同様に実施することができる。

また、上述した実施の形態２〜４では、マルチアンテナ送信装置、マルチアンテナ受信装置がそれぞれ２本のアンテナをもつ、空間多重を用いたＭＩＭＯシステムの場合について説明したが、これに限ったものではなく、アンテナ数が増大し、送信する変調信号数が増大した場合についても同様に実施することができる。また、スペクトル拡散通信方式を用いたシステムに適用した場合でも、同様の効果を得ることができる。

また、本発明のマルチアンテナ送信装置は、実施の形態２に示した構成に限らず、例えば固有モードを用いたＭＩＭＯシステムにも適用できる。図２７を用いて、固有モードの通信方法について詳しく説明する。

ＭＩＭＯシステムでは、受信局だけでなく送信局側においてもチャネル状態情報（CSI:Channel State Information）が既知である場合に、送信局が送信のチャネルシグネチャベクトル（channel signature vector）を用いてベクトル化された信号を送信アレーアンテナより受信局に対して送信し、さらに受信局で、受信アレーアンテナの受信信号から送信のチャネルシグネチャベクトルに対応付けられた受信のチャネルシグネチャベクトルを用いて送信信号を検出し復調する通信方法が実現できる。

特に、通信空間に複数のチャネルを構成し信号を多重伝送する通信モードとして、チャネル行列の特異ベクトル（singular vector）または固有ベクトル（eigen vector）を利用した固有モード（eigenmode）がある。この固有モードは、これら特異ベクトルや固有ベクトルを前述したチャネルシグネチャベクトルとして利用する方法である。ここでチャネル行列は、送信アレーアンテナの各アンテナ素子と受信アレーアンテナの各アンテナ素子のすべてまたは一部の組み合わせの複素チャネル係数を要素とする行列である。

送信局が下り回線のチャネル状態情報を得る方法としては、無線回線の上りと下りで同一の周波数キャリアを利用するＴＤＤでは、チャネルの双対性（reciprocity）により、受信局からの上り回線を用いて送信局においてチャネル状態情報の推定（estimating）または測定（measuring）をすることが可能である。一方で、上りと下りで異なる周波数キャリアを利用するＦＤＤでは、受信局において下り回線のチャネル状態情報を推定または測定し、その結果を送信局へ通知（reporting）することにより、送信局において下り回線の正確なＣＳＩを得ることできる。

固有モードは、特にＭＩＭＯシステムの無線チャネルが狭帯域のフラットフェージング過程として扱える場合には、ＭＩＭＯシステムのチャネルキャパシティを最大にできるという特徴がある。例えば、ＯＦＤＭを採用した無線通信システムでは、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉を取り除くためガードインターバルを挿入し、ＯＦＤＭの各サブキャリアはフラットフェージング過程となるような設計を行うのが一般的である。したがって、ＭＩＭＯシステムにおいてＯＦＤＭ信号を送信する場合、固有モードを用いることによって、例えば各サブキャリアで複数の信号を空間的に多重化して伝送することが可能となる。

ＭＩＭＯシステムを利用した通信方法としては、送信局および受信局において下り回線のチャネル状態情報を既知とする固有モードに対して、受信局においてのみ無線チャネルのチャネル状態情報を既知とする方法がいくつか提案されている。固有モードと同じ目的である空間的に信号を多重化して伝送する方法としては、例えばＢＬＡＳＴが知られている。また信号の多重度を犠牲にし、つまりキャパシティを増加させるためでなくアンテナの空間ダイバーシチ効果得る方法としては、例えば時空間符号を用いた送信ダイバーシチが知られている。固有モードが送信アレーアンテナで信号をベクトル化して送信する、言い換えると信号をビーム空間（beam space）にマッピングしてから送信するビーム空間モードであるのに対して、ＢＬＡＳＴや送信ダイバーシチは信号をアンテナエレメント（antenna element）にマッピングすることからアンテナエレメントモードであると考えられる。

図２７は、固有モード通信の送受信機の構成の一例である。送信のチャネル解析部２６０７は、送信局と受信局間の伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化チャネルを構成するために複数の送信のチャネルシグネチャベクトルを算出するとともに、チャネル状態情報によって形成されるチャネル行列をＳＶＤ（ＳＶＤ：Singular Value Decomposition）に基づき、固有値（例えば、λＡ、λＢ、λＣ、・・・、λＸ）、また、固有パス（例えば、パスＡ、パスＢ、パスＣ、・・・、パスＸ）を求め、制御情報２６０８として出力する。

送信局は、多重フレーム生成部２６０１が送信ディジタル信号、制御情報２６０８を入力とし、多重化チャネルへマッピングするために複数の送信フレームを生成し、チャネルＡの送信ディジタル信号２６０２Ａ、チャネルＢの送信ディジタル信号２６０２Ｂ、・・・、チャネルＸの送信ディジタル信号２６０２Ｘを出力する。

符号化・並べ換え・変調部２６０３Ａは、チャネルＡの送信ディジタル信号２６０２Ａ、制御情報２６０８を入力とし、制御情報２６０８に基づき、符号化率、変調方式を決定し、チャネルＡのベースバンド信号２６０４Ａを出力する。チャネルＢからチャネルＸについても同様な動作となり、チャネルＢのベースバンド信号２６０４ＢからチャネルＸのベースバンド信号２６０４Ｘが得られる。なお、図２７では、図を簡単化するために、符号化・並べ換え・変調部を１つのブロックで示したが、実際には、上述した実施の形態１〜３のような構成となっており、並べ換え部によって１つのブロック内符号化データが複数のデータシンボルに割り当てられるように、ブロック符号化データが並べ換えられて変調部に供給されるようになっている。

ベクトル多重化部２６０５は、チャネルＡからチャネルＸのエースバンド信号２６０４Ａから２６０４Ｘ、制御情報２６０８を入力とし、チャネルＡからチャネルＸのエースバンド信号２６０４Ａから２６０４Ｘに個別にチャネルシグネチャベクトルを乗算し、合成した後、送信アレーアンテナ２６０６より受信局に対して送信する。

受信局では、受信のチャネル解析部２６１５が、予め送信局と受信局間の伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化された送信信号を分離するために複数の受信のチャネルシグネチャベクトルを算出する。多重信号分離部２６１０は、受信アレーアンテナ２６０９で受信した受信信号を入力として、各々のチャネルシグネチャベクトルを掛け合わせ得られる複数の受信信号、つまり、チャネルＡの受信信号２６１１ＡからチャネルＸの受信２６１１Ｘを生成する。

復号化部２６１２Ａは、チャネルＡの受信信号２６１１Ａ、送信方法情報２６１８を入力とし、送信方法情報２６１８（変調方式、符号化率の情報）に基づき復号を行い、チャネルＡのディジタル信号２６１３Ａを出力する。チャネルＢからチャネルＸについても同様な動作となり、チャネルＢのディジタル信号２６１３ＢからチャネルＸのディジタル信号２６１３Ｘが得られる。

送信方法情報検出部２６１７は、チャネルＡのディジタル信号２６１３Ａを入力とし、各チャネルの変調信号の送信方法、例えば、変調方式、符号化率の情報を抽出し、送信方法情報２６１８を出力する。

受信データ合成部２６１４は、チャネルＡからチャネルＸのディジタル信号２６１３Ａから２６１３Ｘ、および、送信方法情報２６１８を入力とし、受信ディジタル信号を生成する。

本発明は、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できるといった効果を有し、例えばＬＤＰＣ符号のようなブロック符号を用いて送信データを符号化して送信する送信装置及びマルチアンテナ送信装置に広く適用できる。

本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図 符号化部によるＬＤＰＣ符号化処理の説明に供する図 各変調方式の説明に供する図 並べ換え部によるＬＤＰＣ符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 並べ換え部によるＬＤＰＣ符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 並べ換え部によるＬＤＰＣ符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 並べ換え部によるＬＤＰＣ符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 実施の形態２のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 マルチアンテナ送信装置の各アンテナから送信される変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態２のマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図 マルチアンテナ送信装置とマルチアンテナ受信装置との間での通信モデルを示す図 マルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 受信装置における各時点の信号のＳＮＲ特性の関係を示す図 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 実施の形態２のマルチアンテナ送信装置の他の構成例を示すブロック図 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 信号処理部の構成を示すブロック図 ＬＤＰＣ符号化データの並べ換え処理例を示す図 ＬＤＰＣ符号化データの並べ換え処理例を示す図 適応変調を行うマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 適応変調信号を受信するマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態４の説明に供する図 比較例としての、従来の符号化ブロックの割り当て方法を適用した場合の通信状況による受信品質特性の劣化の説明に供する図 本発明を固有モードを用いたシステムに適用する場合の構成例を示すブロック図 従来のマルチアンテナ送信装置による送信信号のフレーム構成例を示す図

符号の説明

１０ 送信装置
１１、１０２Ａ、１０２Ｂ、１０２ 符号化部
１２、１０４Ａ、１０４Ｂ、１０４ 並べ換え部
１５、１０６Ａ、１０６Ｂ 変調部
１００、５００、６００ マルチアンテナ送信装置

Claims (6)

1. 複数のビットで構成される送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して、複数のビットで構成される誤り訂正符号化データを形成する符号化手段と、
   １つのシンボルが、複数の前記誤り訂正符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記誤り訂正符号化データに属するビットを並べ換える並べ換え手段と、
   前記並び換えられた誤り訂正符号化データから前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調手段と、
   前記ベースバンド信号に基づく変調信号を送信する送信手段と
   を具備し、
   前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットであり、
   前記並べ換え手段は、複数の前記誤り訂正符号化データで構成される１系統のデータを入力とし、前記１系統のデータに含まれるビットを並び換えるものであり、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換える
   ことを特徴とする送信装置。
2. 前記変調手段は、複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、形成されるシンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットである
   ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記変調信号は、ＯＦＤＭ方式を用いて形成された信号である
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信装置。
4. 複数のビットで構成される送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して、複数のビットで構成される誤り訂正符号化データを形成し、
   １つのシンボルが、複数の前記誤り訂正符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記誤り訂正符号化データに属するビットを並べ換え、
   前記並び換えられた誤り訂正符号化データから前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力し、
   前記ベースバンド信号に基づく変調信号を送信する送信方法であって、
   前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットであり、
   前記ビットの並べ換えは、複数の前記誤り訂正符号化データで構成される１系統のデータを入力とし、前記１系統のデータに含まれるビットを並び換えるものであり、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換える
   ことを特徴とする送信方法。
5. 複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、形成されるシンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットである
   ことを特徴とする請求項４に記載の送信方法。
6. 前記変調信号は、ＯＦＤＭ方式を用いて形成された信号である
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載の送信方法。

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