JP2008079104A - 位相同期ループ形周波数シンセサイザ - Google Patents

Abstract

【課題】電圧制御発振器の出力周波数範囲が狭帯域であるか広帯域であるかに関わらず、所望の周波数で位相同期を実現することができるようにする。
【解決手段】高周波信号Ｄ_o（ｔ）と局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）を出力する周波数混合手段を設け、位相比較器９，１０が第１及び第２の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ），Ｄ_v2（ｔ）と第１及び第２の基準信号Ｄ_r1（ｔ），Ｄ_r2（ｔ）との位相を比較して、位相の比較結果を示す第１及び第２の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ），Ｄ_e2（ｔ）を出力する。
【選択図】図１

Description

この発明は、例えば、無線通信装置などに用いられる位相同期ループ形周波数シンセサイザに関し、特に、所望の周波数において位相同期を実現することが可能な位相同期ループ形周波数シンセサイザに関するものである。

従来の位相同期ループ形周波数シンセサイザとして、以下の非特許文献１に開示されているものがある。
以下の非特許文献１に開示されている位相同期ループ形周波数シンセサイザは、基準信号Ｄ_r（ｔ）を生成する基準発振器、高周波信号Ｄ_o（ｔ）を生成する電圧制御発振器、局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を生成する局部発振源などを備えている。
位相同期ループ形周波数シンセサイザの単位ミクサは、電圧制御発振器が高周波信号Ｄ_o（ｔ）を生成すると、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）と局部発振源により生成された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を乗算することにより、低周波信号Ｄ_i（ｔ）を生成する。

位相同期ループ形周波数シンセサイザの不要波抑圧フィルタは、単位ミクサが低周波信号Ｄ_i（ｔ）を生成すると、その低周波信号Ｄ_i（ｔ）に含まれている不要な周波数成分を抑圧する。
位相同期ループ形周波数シンセサイザの分周器は、不要波抑圧フィルタが低周波信号Ｄ_i（ｔ）に含まれている不要な周波数成分を抑圧すると、抑圧後の低周波信号Ｄ_i（ｔ）を分周して、帰還信号Ｄ_v（ｔ）を生成する。
位相同期ループ形周波数シンセサイザの位相比較器は、分周器が帰還信号Ｄ_v（ｔ）を生成すると、その帰還信号Ｄ_v（ｔ）と基準発振器により生成された基準信号Ｄ_r（ｔ）の位相を比較して、その位相比較信号Ｄ_e（ｔ）を出力する。

位相同期ループ形周波数シンセサイザのループフィルタは、位相比較器から位相比較信号Ｄ_e（ｔ）を受けると、その位相比較信号Ｄ_e（ｔ）を平滑化して、平滑化後の位相比較信号Ｄ_e（ｔ）を制御信号Ｄ_t（ｔ）として出力する。
位相同期ループ形周波数シンセサイザの電圧制御発振器は、ループフィルタから制御信号Ｄ_t（ｔ）を受けると、その制御信号Ｄ_t（ｔ）にしたがって高周波信号Ｄ_o（ｔ）を生成する。

ここで、位相同期ループ形周波数シンセサイザにおける単位ミクサの入出力周波数の関係は次式で与えられる。
ｆ_i＝｜ｆ_o−ｆ_p｜ （１）
ただし、ｆ_iは低周波信号Ｄ_i（ｔ）の周波数、ｆ_oは高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数、ｆ_pは局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数である。

また、位相同期ループ形周波数シンセサイザにおける分周器の分周数Ｎは次式で与えられる。
Ｎ＝ｆ_i／ｆ_r
＝｜ｆ_o−ｆ_p｜／ｆ_r （２）
ただし、ｆ_rは基準信号Ｄ_r（ｔ）の周波数である。

位相同期ループ形周波数シンセサイザにおける分周器、位相比較器、ループフィルタ及び基準発振器に起因する雑音電力は、当該シンセサイザの出力である高周波信号Ｄ_o（ｔ）において、２０・ｌｏｇ１０（Ｎ）ｄＢ劣化するため、分周数Ｎを小さくするほど低雑音化を図ることができる。
式（２）より、高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oと、局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数ｆ_pとの差が小さくなる程、分周数Ｎを小さくできることが分かる。

Ｖ．Ｆ．Ｋｒｏｕｐａ、"Ｎｏｉｓｅ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ｏｆ ＰＬＬ Ｓｙｓｔｅｍｓ、" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍ．、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−３０、Ｎｏ．１０、ｐｐ．２２４４〜２２５２、１９８２．

従来の位相同期ループ形周波数シンセサイザは以上のように構成されているので、低周波信号Ｄ_i（ｔ）の周波数ｆ_iの最大値ｆ_{i_max}が分周器の分周数Ｎの最大値よって一義的に決まる。しかし、電圧制御発振器の出力周波数範囲が最大値ｆ_{i_max}の２倍より広い場合、局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数ｆ_pにおける上側波と下側波の両方で、最大値ｆ_{i_max}が得られる高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oが存在することになり、高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oを一義的に定めることができない課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、電圧制御発振器の出力周波数範囲が狭帯域であるか広帯域であるかに関わらず、所望の周波数で位相同期を実現することができる位相同期ループ形周波数シンセサイザを得ることを目的とする。

この発明に係る位相同期ループ形周波数シンセサイザは、高周波信号生成手段により生成される高周波信号と局部発振信号の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波帰還信号と第２の低周波帰還信号を出力する周波数混合手段と、その周波数混合手段から出力された第１の低周波帰還信号と基準信号生成手段により生成された第１の基準信号との位相を比較して、位相の比較結果を示す第１の位相比較信号を出力するとともに、その周波数混合手段から出力された第２の低周波帰還信号と基準信号生成手段により生成された第２の基準信号との位相を比較して、位相の比較結果を示す第２の位相比較信号を出力する位相比較手段とを設け、信号合成手段が位相比較手段から出力された第１の位相比較信号と第２の位相比較信号を合成し、合成後の位相比較信号を制御信号として高周波信号生成手段に出力するようにしたものである。

この発明によれば、高周波信号生成手段により生成される高周波信号と局部発振信号の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波帰還信号と第２の低周波帰還信号を出力する周波数混合手段と、その周波数混合手段から出力された第１の低周波帰還信号と基準信号生成手段により生成された第１の基準信号との位相を比較して、位相の比較結果を示す第１の位相比較信号を出力するとともに、その周波数混合手段から出力された第２の低周波帰還信号と基準信号生成手段により生成された第２の基準信号との位相を比較して、位相の比較結果を示す第２の位相比較信号を出力する位相比較手段とを設け、信号合成手段が位相比較手段から出力された第１の位相比較信号と第２の位相比較信号を合成し、合成後の位相比較信号を制御信号として高周波信号生成手段に出力するように構成したので、高周波信号生成手段により生成される高周波信号の周波数範囲が狭帯域であるか広帯域であるかに関わらず、所望の周波数で位相同期を実現することができる効果がある。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による位相同期ループ形周波数シンセサイザを示す構成図であり、図において、基準発振源１は基準信号Ｄ_r（ｔ）を生成する発振器である。ただし、図１の位相同期ループ形周波数シンセサイザは、基準発振源１により生成される基準信号Ｄ_r（ｔ）の周波数ｆ_rに依存しないので、基準発振器１は固定周波数を生成する水晶発振器であってもよいし、周波数を可変できる周波数シンセサイザであってもよい。
９０度電力分配器２は基準発振源１により生成された基準信号Ｄ_r（ｔ）を分配して、相互に９０度の位相差を有する第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）と第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）を位相比較器９，１０に出力する処理を実施する。なお、基準発振源１及び９０度電力分配器２から基準信号生成手段が構成されている。
局部発振源３は局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を生成して、その局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を直交ミクサ５に出力する発振器である。なお、局部発振源３は局部発振信号生成手段を構成している。

高周波帯帰還回路４は電圧制御発振器１２により生成された高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の高周波信号を高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として直交ミクサ５に出力する処理を実施する。
直交ミクサ５は高周波帯帰還回路４から出力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）と局部発振源３から出力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）と第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を不要波抑圧フィルタ６，７に出力する処理を実施する。

不要波抑圧フィルタ６は直交ミクサ５から出力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）に含まれている不要周波数成分を抑圧する処理を実施する。
不要波抑圧フィルタ７は直交ミクサ５から出力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）に含まれている不要周波数成分を抑圧する処理を実施する。
低周波帯帰還回路８は不要波抑圧フィルタ６により不要周波数成分が抑圧された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の第１の低周波信号を第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）として位相比較器９に出力するとともに、不要波抑圧フィルタ７により不要周波数成分が抑圧された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の第２の低周波信号を第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）として位相比較器１０に出力する処理を実施する。
なお、高周波帯帰還回路４、直交ミクサ５、不要波抑圧フィルタ６，７及び低周波帯帰還回路８から周波数混合手段が構成されている。

位相比較器９は低周波帯帰還回路８から出力された第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と９０度電力分配器２から出力された第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）との位相を比較して、位相の比較結果を示す第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を合成機能付きループフィルタ１１に出力する処理を実施する。
位相比較器１０は低周波帯帰還回路８から出力された第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）と９０度電力分配器２から出力された第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）との位相を比較して、位相の比較結果を示す第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成機能付きループフィルタ１１に出力する処理を実施する。
なお、位相比較器９，１０は位相比較手段を構成している。

合成機能付きループフィルタ１１は位相比較器９から出力された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と位相比較器１０から出力された第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成するとともに、合成後の位相比較信号を平滑化し、平滑化後の位相比較信号を制御信号（電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ））として電圧制御発振器１２に出力する処理を実施する。なお、合成機能付きループフィルタ１１は信号合成手段を構成している。
電圧制御発振器１２は合成機能付きループフィルタ１１から出力された制御電圧Ｄ_t（ｔ）にしたがって高周波信号Ｄ_o（ｔ）を生成し、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）を高周波帯帰還回路４に出力するとともに、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）を外部に出力する。なお、電圧制御発振器１２は高周波信号生成手段を構成している。

図２はこの発明の実施の形態１による位相同期ループ形周波数シンセサイザの直交ミクサ５を示す構成図であり、図において、入力端子２１は局部発振源３から出力される局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を入力する端子である。
入力端子２２は高周波帯帰還回路４から出力される高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を入力する端子である。
９０度電力分配器２３は入力端子２１から入力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を分配して、相互に９０度の位相差を有する第１の局部発振信号Ｄ_p1（ｔ）と第２の局部発振信号Ｄ_p2（ｔ）を単位ミクサ２４，２６に出力する処理を実施する。

単位ミクサ２４は９０度電力分配器２３から出力された第１の局部発振信号Ｄ_p1（ｔ）と入力端子２２から入力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号を第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）として出力端子２５に出力する処理を実施する。
出力端子２５は単位ミクサ２４から出力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を不要波抑圧フィルタ６に出力する端子である。

単位ミクサ２６は９０度電力分配器２３から出力された第２の局部発振信号Ｄ_p2（ｔ）と入力端子２２から入力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号を第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）として出力端子２７に出力する処理を実施する。
出力端子２７は単位ミクサ２６から出力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を不要波抑圧フィルタ７に出力する端子である。

次に動作について説明する。
基準発振源１は、予め設定された所望の周波数ｆ_rの基準信号Ｄ_r（ｔ）を生成し、その基準信号Ｄ_r（ｔ）を９０度電力分配器２に出力する。
９０度電力分配器２は、基準発振源１から基準信号Ｄ_r（ｔ）を受けると、その基準信号Ｄ_r（ｔ）を分配して、相互に９０度の位相差を有する第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）と第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）を位相比較器９，１０に出力する。
ここで、９０度電力分配器２から出力される第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）と第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_r1（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_rｔ） （３）
Ｄ_r2（ｔ）＝−ｓｉｎ（ω_rｔ） （４）
ただし、ω_rは基準信号Ｄ_r（ｔ）の角周波数である。

一方、局部発振源３は、局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を生成して、その局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を直交ミクサ５に出力する。
高周波帯帰還回路４は、位相同期を確立する際、電圧制御発振器１２から外部出力信号である高周波信号Ｄ_o（ｔ）を受けると、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の高周波信号を高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として直交ミクサ５に出力する。
ここで、高周波帯帰還回路４から出力される高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oが、局部発振源３から出力される局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数ｆ_pよりも高いと仮定すると、高周波帯帰還回路４から出力される高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_m（ｔ）
＝ｃｏｓ（ω_oｔ／α₁＋θ_o／α₂）
＝ｃｏｓ（ω_mｔ＋θ_m） （５）
ただし、ω_oは高周波信号Ｄ_o（ｔ）の角周波数、θ_oは高周波信号Ｄ_o（ｔ）の位相、α₁とα₂は高周波帯帰還回路４の周波数変換係数、ω_mは高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）の角周波数、θ_mは高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）の位相である。

直交ミクサ５は、高周波帯帰還回路４から高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を受け、局部発振源３から局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を受けると、その高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）と局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）と第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を不要波抑圧フィルタ６，７に出力する。
即ち、直交ミクサ５の９０度電力分配器２３は、入力端子２１から局部発振源３より出力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を入力すると、その局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を分配して、相互に９０度の位相差を有する第１の局部発振信号Ｄ_p1（ｔ）と第２の局部発振信号Ｄ_p2（ｔ）を単位ミクサ２４，２６に出力する。
ここで、９０度電力分配器２３から出力される第１の局部発振信号Ｄ_p1（ｔ）と第２の局部発振信号Ｄ_p2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_p1（ｔ）＝−ｓｉｎ（ω_pｔ） （６）
Ｄ_p2（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_pｔ） （７）
ただし、ω_pは局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の角周波数である。

直交ミクサ５の単位ミクサ２４は、入力端子２２から高周波帯帰還回路４より出力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を入力し、９０度電力分配器２３から第１の局部発振信号Ｄ_p1（ｔ）を受けると、第１の局部発振信号Ｄ_p1（ｔ）と高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号を第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）として出力端子２５に出力する。
また、直交ミクサ５の単位ミクサ２６は、入力端子２２から高周波帯帰還回路４より出力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を入力し、９０度電力分配器２３から第２の局部発振信号Ｄ_p2（ｔ）を受けると、第２の局部発振信号Ｄ_p2（ｔ）と高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号を第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）として出力端子２７に出力する。
これにより、直交ミクサ５の出力端子２５から第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）が不要波抑圧フィルタ６に出力され、直交ミクサ５の出力端子２７から第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）が不要波抑圧フィルタ７に出力される。なお、第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）と第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）の位相差は９０度である。

ここで、直交ミクサ５から出力される第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）と第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_i1（ｔ）
＝Ｄ_m（ｔ）・Ｄ_p1（ｔ）
＝ｃｏｓ（ω_mｔ＋θ_m）・−ｓｉｎ（ω_pｔ）
＝−０．５・ｓｉｎ（ω_mｔ＋ω_pｔ＋θ_m）＋０．５・ｓｉｎ（ω_mｔ−ω_pｔ＋θ_m）
（８）
Ｄ_i2（ｔ）
＝Ｄ_m（ｔ）・Ｄ_p2（ｔ）
＝ｃｏｓ（ω_mｔ＋θ_m）・ｃｏｓ（ω_pｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_mｔ＋ω_pｔ＋θ_m）＋０．５・ｃｏｓ（ω_mｔ−ω_pｔ＋θ_m）
（９）

図２の直交ミクサ５では、入力端子２１から局部発振源３より出力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を入力するとともに、入力端子２２から高周波帯帰還回路４より出力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を入力し、９０度電力分配器２３が入力端子２１から入力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を分配して、相互に９０度の位相差を有する第１の局部発振信号Ｄ_p1（ｔ）と第２の局部発振信号Ｄ_p2（ｔ）を単位ミクサ２４，２６に出力するものについて示したが、入力端子２１と入力端子２２の入力信号を逆にしてもよい。
即ち、入力端子２１から高周波帯帰還回路４より出力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を入力するとともに、入力端子２２から局部発振源３より出力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）を入力し、９０度電力分配器２３が入力端子２１から入力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を分配して、相互に９０度の位相差を有する第１の高周波帰還信号Ｄ_m1（ｔ）と第２の高周波帰還信号Ｄ_m1（ｔ）を単位ミクサ２４，２６に出力するようにしてもよい。

この場合、単位ミクサ２４は、９０度電力分配器２３から出力された第１の高周波帰還信号Ｄ_m1（ｔ）と入力端子２２から入力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数を混合することになるが、周波数混合後の信号は、図２の場合と同じ第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）となる。
また、単位ミクサ２６は、９０度電力分配器２３から出力された第２の高周波帰還信号Ｄ_m2（ｔ）と入力端子２２から入力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数を混合することになるが、周波数混合後の信号は、図２の場合と同じ第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）となる。
なお、直交ミクサ５は、２つの入力信号を、９０度の位相差を有する２つの信号に周波数変換する周波数変換機能を有するものであるため、このような周波数変換機能を有していれば、図２の構成以外でも、直交ミクサと見なすことができる。

不要波抑圧フィルタ６は、直交ミクサ５から第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を受けると、第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）に含まれている不要周波数成分（＝−０．５・ｓｉｎ（ω_mｔ＋ω_pｔ＋θ_m））を抑圧し、抑圧後の第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を低周波帯帰還回路８に出力する。
また、不要波抑圧フィルタ７は、直交ミクサ５から第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を受けると、第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）に含まれている不要周波数成分（＝０．５・ｃｏｓ（ω_mｔ＋ω_pｔ＋θ_m））を抑圧し、抑圧後の第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を低周波帯帰還回路８に出力する。

不要波抑圧フィルタ６，７から出力される抑圧後の低周波信号Ｄ_i1（ｔ），Ｄ_i2（ｔ）は次式となる。
Ｄ_i1（ｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_mｔ−ω_pｔ＋θ_m）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_iｔ＋θ_m）
（１０）
Ｄ_i2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_mｔ−ω_pｔ＋θ_m）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_iｔ＋θ_m）
（１１）
ただし、ω_iは低周波信号Ｄ_i（ｔ）の角周波数である。

低周波帯帰還回路８は、不要波抑圧フィルタ６から不要周波数成分が抑圧された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を受けると、第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の第１の低周波信号を第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）として位相比較器９に出力する。
また、低周波帯帰還回路８は、不要波抑圧フィルタ７から不要周波数成分が抑圧された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を受けると、第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の第２の低周波信号を第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）として位相比較器１０に出力する。

ここで、低周波帯帰還回路８から出力される第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_v1（ｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_iｔ／β₁＋θ_m／β₂）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_vｔ＋θ_v）
（１２）
Ｄ_v2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_iｔ／β₁＋θ_m／β₂）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_vｔ＋θ_v）
（１３）
ただし、ω_vは低周波帰還信号Ｄ_v（ｔ）の角周波数、θ_vは低周波帰還信号Ｄ_v（ｔ）の位相、β₁とβ₂は低周波帯帰還回路８の周波数変換係数である。

位相比較器９は、低周波帯帰還回路８から第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）を受け、９０度電力分配器２から第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）を受けると、第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）との位相を比較して、位相の比較結果を示す第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を合成機能付きループフィルタ１１に出力する。
また、位相比較器１０は、低周波帯帰還回路８から第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）を受け、９０度電力分配器２から第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）を受けると、第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）と第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）との位相を比較して、位相の比較結果を示す第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成機能付きループフィルタ１１に出力する。

ここで、位相比較器９，１０から出力される第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）は、位相比較器９，１０が理想乗算回路として動作している場合、次式で与えられる。
Ｄ_e1（ｔ）
＝Ｄ_v1（ｔ）・Ｄ_r1（ｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_vｔ＋θ_v）・ｃｏｓ（ω_rｔ）
＝０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ＋ω_rｔ＋θ_v）
＋０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ−ω_rｔ＋θ_v）
（１４）
Ｄ_e2（ｔ）
＝Ｄ_v2（ｔ）・Ｄ_r2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_vｔ＋θ_v）・−ｓｉｎ（ω_rｔ）
＝−０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ＋ω_rｔ＋θ_v）
＋０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ−ω_rｔ＋θ_v）
（１５）

合成機能付きループフィルタ１１は、位相比較器９，１０から第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を受けると、第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成するとともに、合成後の位相比較信号を平滑化し、平滑化後の位相比較信号を制御信号（電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ））として電圧制御発振器１２に出力する。
ここで、合成機能付きループフィルタ１１が第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）の加算演算を実施して合成を行う場合、合成機能付きループフィルタ１１から出力される電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）は、次式で与えられる。なお、式（１４）及び式（１５）における角周波数成分“ｓｉｎ（ω_vｔ＋ω_rｔ＋θ_v）”は高周波成分であるため、合成機能付きループフィルタ１１で抑圧される。
Ｄ_t（ｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_vｔ−ω_rｔ＋θ_v）
≡０．５・ｓｉｎ（θ_v） （１６）

電圧制御発振器１２は、合成機能付きループフィルタ１１から制御電圧Ｄ_t（ｔ）を受けると、その制御電圧Ｄ_t（ｔ）にしたがって高周波信号Ｄ_o（ｔ）を生成し、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）を高周波帯帰還回路４に出力するとともに、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）を外部に出力する。
図１の位相同期ループ形周波数シンセサイザでは、式（１６）から明らかなように、低周波帰還信号Ｄ_v（ｔ）の位相θ_vに応じて電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）を制御することができるため、ｆ_m（＝ｆ_o／α₁）＝ｆ_p＋ｆ_iの周波数において、位相同期を確立することができることが分かる。

次に、図１の位相同期ループ形周波数シンセサイザでは、電圧制御発振器１２から出力される高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数範囲が直交ミクサ５の出力周波数の２倍（２・ｆ_{i_max}）より広い場合においても一義的に高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oを定めることができることを説明するため、ｆ_m（＝ｆ_o／α₁）＝ｆ_p−ｆ_iの周波数においては、位相同期を確立することができないことを説明する。

ｆ_m（＝ｆ_o／α₁）＝ｆ_p−ｆ_iの周波数においては、不要波抑圧フィルタ６，７から出力される抑圧後の低周波信号Ｄ_i1（ｔ），Ｄ_i2（ｔ）は次式となる。
Ｄ_i1（ｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_mｔ−ω_pｔ＋θ_m）
＝−０．５・ｓｉｎ（ω_iｔ−θ_m）
（１７）
Ｄ_i2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_mｔ−ω_pｔ＋θ_m）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_iｔ−θ_m）
（１８）

式（１７）と式（１８）より、低周波帯帰還回路８から出力される第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_v1（ｔ）
＝−０．５・ｓｉｎ（ω_iｔ／β₁＋θ_m／β₂）
＝−０．５・ｓｉｎ（ω_vｔ−θ_v）
（１９）
Ｄ_v2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_iｔ／β₁＋θ_m／β₂）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_vｔ−θ_v）
（２０）

式（１９）と式（２０）より、位相比較器９，１０から出力される第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_e1（ｔ）
＝Ｄ_v1（ｔ）・Ｄ_r1（ｔ）
＝−０．５・ｓｉｎ（ω_vｔ−θ_v）・ｃｏｓ（ω_rｔ）
＝−０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ＋ω_rｔ−θ_v）
−０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ−ω_rｔ−θ_v）
（２１）
Ｄ_e2（ｔ）
＝Ｄ_v2（ｔ）・Ｄ_r2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_vｔ−θ_v）・−ｓｉｎ（ω_rｔ）
＝−０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ＋ω_rｔ−θ_v）
＋０．２５・ｓｉｎ（ω_vｔ−ω_rｔ−θ_v）
（２２）

合成機能付きループフィルタ１１が第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）の加算演算を実施して合成を行う場合、式（２１）と式（２２）より、合成機能付きループフィルタ１１から出力される電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）は、次式で与えられる。なお、式（２１）及び式（２２）における角周波数成分“ｓｉｎ（ω_vｔ＋ω_rｔ−θ_v）”は高周波成分であるため、合成機能付きループフィルタ１１で抑圧される。
Ｄ_t（ｔ）＝０ （２３）

式（２３）から明らかなように、ｆ_m（＝ｆ_o／α₁）＝ｆ_p−ｆ_iの周波数においては、電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）が常に“０”となるため、位相同期が確立されない。
よって、図１の位相同期ループ形周波数シンセサイザでは、電圧制御発振器１２から出力される高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数範囲が直交ミクサ５の出力周波数の２倍（２・ｆ_{i_max}）より広い場合においても一義的に高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oを定めることができる。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、電圧制御発振器１２により生成された高周波信号Ｄ_o（ｔ）と局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）を出力する周波数混合手段（高周波帯帰還回路４、直交ミクサ５、不要波抑圧フィルタ６，７、低周波帯帰還回路８）と、低周波帯帰還回路８から出力された第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と９０度電力分配器２から出力された第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）との位相を比較して、位相の比較結果を示す第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を出力する位相比較器９と、低周波帯帰還回路８から出力された第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）と９０度電力分配器２から出力された第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）との位相を比較して、位相の比較結果を示す第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を出力する位相比較器１０とを設け、合成機能付きループフィルタ１１が位相比較器９，１０から出力された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成し、合成後の位相比較信号を制御電圧Ｄ_t（ｔ）として電圧制御発振器１２に出力するように構成したので、電圧制御発振器１２により生成される高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数範囲が狭帯域であるか広帯域であるかに関わらず、所望の周波数で位相同期を実現することができる効果を奏する。

また、この実施の形態１によれば、電圧制御発振器１２により生成された高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の高周波信号を高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として出力する高周波帯帰還回路４と、高周波帯帰還回路４から出力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）と局部発振源３から出力された局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）と第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を出力する直交ミクサ５と、直交ミクサ５から出力された第１及び第２の低周波信号Ｄ_i1（ｔ），Ｄ_i2（ｔ）に含まれている不要周波数成分を抑圧する不要波抑圧フィルタ６，７と、不要波抑圧フィルタ６，７により不要周波数成分が抑圧された第１及び第２の低周波信号Ｄ_i1（ｔ），Ｄ_i2（ｔ）の周波数を変換し、周波数変換後の第１及び第２の低周波信号を第１及び第２の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ），Ｄ_v2（ｔ）として位相比較器９，１０に出力する低周波帯帰還回路８とから周波数混合手段を構成するようにしたので、構成の複雑化を招くことなく、位相比較器９，１０に与える第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）を生成することができる効果を奏する。

なお、この実施の形態１では、合成機能付きループフィルタ１１が第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）の加算演算を実施して合成するものについて示したが、合成機能付きループフィルタ１１が第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）の減算演算を実施して合成するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる。
ただし、減算演算を実施する場合、位相同期が確立される高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oは、局部発振信号Ｄ_p（ｔ）の周波数ｆ_pに対して、加算演算を実施する場合と逆側波の周波数になる。

また、この実施の形態１では、基準発振源１と９０度電力分配器２を用いて、相互に９０度の位相差を有する第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）と第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）を生成するものについて示したが、相互に９０度の位相差を有する第１の基準信号Ｄ_r1（ｔ）と第２の基準信号Ｄ_r2（ｔ）を生成することができれば、基準発振源１及び９０度電力分配器２以外の回路構成を用いてもよい。

実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２による位相同期ループ形周波数シンセサイザの合成機能付きループフィルタ１１を示す構成図であり、図において、入力端子３１は位相比較器９から出力される第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を入力する端子である。
入力端子３２は位相比較器１０から出力される第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を入力する端子である。
合成器３３は入力端子３１から入力された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と入力端子３２から入力された第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成し、合成後の位相比較信号を出力する処理を実施する。
ループフィルタ３４は合成器３３から出力された合成後の位相比較信号を平滑化し、平滑化後の位相比較信号を制御信号（電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ））として出力端子３５に出力する。
出力端子３５は制御電圧Ｄ_t（ｔ）を電圧制御発振器１２に出力する端子である。

次に動作について説明する。
合成機能付きループフィルタ１１の合成器３３は、入力端子３１から位相比較器９より出力される第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を入力し、入力端子３２から位相比較器１０より出力される第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を入力すると、第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）の加算演算又は減算演算を実施して合成する。
ループフィルタ３４は、合成器３３が第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成すると、合成後の位相比較信号を平滑化し、平滑化後の位相比較信号を電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）として出力端子３５に出力する。
これにより、電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）が合成機能付きループフィルタ１１の出力端子３５から電圧制御発振器１２に与えられる。

以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、位相比較器９から出力された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と位相比較器１０から出力された第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成する合成器３３と、合成器３３による合成後の位相比較信号を平滑化し、平滑化後の位相比較信号を電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）として出力するループフィルタ３４とから合成機能付きループフィルタ１１を構成するようにしたので、構成の複雑化を招くことなく、電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）を生成することができる効果を奏する。

実施の形態３．
図４はこの発明の実施の形態３による位相同期ループ形周波数シンセサイザの合成機能付きループフィルタ１１を示す構成図であり、図において、図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ループフィルタ３６（第１のループフィルタ）は入力端子３１から入力された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を平滑化する処理を実施する。
ループフィルタ３７（第２のループフィルタ）は入力端子３２から入力された第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を平滑化する処理を実施する。
合成器３８はループフィルタ３６により平滑化された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）とループフィルタ３７により平滑化された第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成し、合成後の位相比較信号を制御信号（電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ））として出力端子３５に出力する。

次に動作について説明する。
合成機能付きループフィルタ１１のループフィルタ３６は、入力端子３１から位相比較器９より出力される第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を入力すると、第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を平滑化する。
合成機能付きループフィルタ１１のループフィルタ３７は、入力端子３２から位相比較器１０より出力される第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を入力すると、第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を平滑化する。

合成器３８は、ループフィルタ３６が第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を平滑化し、ループフィルタ３７が第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を平滑化すると、平滑化後の第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）と第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）の加算演算又は減算演算を実施して合成し、合成後の位相比較信号を電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）として出力端子３５に出力する。
これにより、電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）が合成機能付きループフィルタ１１の出力端子３５から電圧制御発振器１２に与えられる。

以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、位相比較器９から出力された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）を平滑化するループフィルタ３６と、位相比較器１０から出力された第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を平滑化するループフィルタ３７と、ループフィルタ３６により平滑化された第１の位相比較信号Ｄ_e1（ｔ）とループフィルタ３７により平滑化された第２の位相比較信号Ｄ_e2（ｔ）を合成し、合成後の位相比較信号を電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）として出力する合成器３８とから合成機能付きループフィルタ１１を構成するようにしたので、構成の複雑化を招くことなく、電圧制御発振器１２の制御電圧Ｄ_t（ｔ）を生成することができる効果を奏する。

実施の形態４．
図５はこの発明の実施の形態４による位相同期ループ形周波数シンセサイザの低周波帯帰還回路８を示す構成図であり、図において、入力端子４１は不要波抑圧フィルタ６から出力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を入力する端子である。
入力端子４２は不要波抑圧フィルタ７から出力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を入力する端子である。
局部発振源４３は局部発振信号Ｄ_x1（ｔ），Ｄ_x2（ｔ）を生成する発振器である。

単位ミクサ４４は局部発振源４３により生成された局部発振信号Ｄ_x1（ｔ）と入力端子４１から入力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号Ｄ_y1（ｔ）を不要波抑圧フィルタ４５に出力する処理を実施する。なお、単位ミクサ４４は第１のミクサ回路を構成している。
不要波抑圧フィルタ４５は単位ミクサ４４の出力信号Ｄ_y1（ｔ）に含まれている不要な周波数成分を抑圧し、抑圧後の信号Ｄ_z1（ｔ）を出力端子４６に出力する処理を実施する。
出力端子４６は不要波抑圧フィルタ４５の出力信号Ｄ_z1（ｔ）を第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）として位相比較器９に出力する端子である。

単位ミクサ４７は局部発振源４３により生成された局部発振信号Ｄ_x2（ｔ）と入力端子４２から入力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号Ｄ_y2（ｔ）を不要波抑圧フィルタ４８に出力する処理を実施する。なお、単位ミクサ４７は第２のミクサ回路を構成している。
不要波抑圧フィルタ４８は単位ミクサ４７の出力信号Ｄ_y2（ｔ）に含まれている不要な周波数成分を抑圧し、抑圧後の信号Ｄ_z2（ｔ）を出力端子４９に出力する処理を実施する。
出力端子４９は不要波抑圧フィルタ４８の出力信号Ｄ_z2（ｔ）を第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）として位相比較器１０に出力する端子である。

次に動作について説明する。
局部発振源４３は、局部発振信号Ｄ_x1（ｔ），Ｄ_x2（ｔ）を生成して、その局部発振信号Ｄ_x1（ｔ）を単位ミクサ４４に出力し、その局部発振信号Ｄ_x2（ｔ）を単位ミクサ４７に出力する。
Ｄ_x1（ｔ）＝Ｄ_x2（ｔ）＝２・ｃｏｓ（ω_xｔ） （２４）
ただし、ω_xは局部発振信号Ｄ_x（ｔ）の角周波数である。

単位ミクサ４４は、入力端子４１から不要波抑圧フィルタ６より出力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を入力し、局部発振源４３から局部発振信号Ｄ_x1（ｔ）を受けると、第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）と局部発振信号Ｄ_x1（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号Ｄ_y1（ｔ）を不要波抑圧フィルタ４５に出力する。
ここで、単位ミクサ４４の出力信号Ｄ_y1（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_y1（ｔ）
＝Ｄ_i1（ｔ）・Ｄ_x1（ｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_iｔ＋θ_m）・２・ｃｏｓ（ω_xｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（ω_iｔ＋ω_xｔ＋θ_m）
＋０．５・ｓｉｎ（｜ω_iｔ−ω_xｔ｜＋θ_m）
（２５）

不要波抑圧フィルタ４５は、単位ミクサ４４の出力信号Ｄ_y1（ｔ）を受けると、その出力信号Ｄ_y1（ｔ）に含まれている不要周波数成分（＝０．５・ｓｉｎ（ω_iｔ＋ω_xｔ＋θ_m））を抑圧し、抑圧後の信号Ｄ_z1（ｔ）を出力端子４６に出力する。
これにより、出力端子４６から不要波抑圧フィルタ４５の出力信号Ｄ_z1（ｔ）が位相比較器９に出力される。
ここで、不要波抑圧フィルタ４５の出力信号Ｄ_z1（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_z1（ｔ）
＝０．５・ｓｉｎ（｜ω_iｔ−ω_xｔ｜＋θ_m） （２６）

単位ミクサ４７は、入力端子４２から不要波抑圧フィルタ７より出力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を入力し、局部発振源４３から局部発振信号Ｄ_x2（ｔ）を受けると、第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）と局部発振信号Ｄ_x2（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号Ｄ_y2（ｔ）を不要波抑圧フィルタ４８に出力する。
ここで、単位ミクサ４７の出力信号Ｄ_y2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_y2（ｔ）
＝Ｄ_i2（ｔ）・Ｄ_x2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_iｔ＋θ_m）・２・ｃｏｓ（ω_xｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（ω_iｔ＋ω_xｔ＋θ_m）
＋０．５・ｃｏｓ（｜ω_iｔ−ω_xｔ｜＋θ_m） （２７）

不要波抑圧フィルタ４８は、単位ミクサ４７の出力信号Ｄ_y2（ｔ）を受けると、その出力信号Ｄ_y2（ｔ）に含まれている不要周波数成分（＝０．５・ｃｏｓ（ω_iｔ＋ω_xｔ＋θ_m））を抑圧し、抑圧後の信号Ｄ_z2（ｔ）を出力端子４９に出力する。
これにより、出力端子４９から不要波抑圧フィルタ４８の出力信号Ｄ_z2（ｔ）が位相比較器１０に出力される。
ここで、不要波抑圧フィルタ４８の出力信号Ｄ_z2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_z2（ｔ）
＝０．５・ｃｏｓ（｜ω_iｔ−ω_xｔ｜＋θ_m） （２８）

なお、式（２６）における不要波抑圧フィルタ４５の出力信号Ｄ_z1（ｔ）が、式（１２）における第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）と同一であり、また、式（２８）における不要波抑圧フィルタ４８の出力信号Ｄ_z2（ｔ）が、式（１３）における第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）と同一であるとき、低周波帯帰還回路８の周波数変換係数β₁，β₂は次式で与えられる。
β₁＝ω_i／｜ω_i−ω_x｜ （２９）
β₂＝１ （３０）

以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、局部発振信号Ｄ_x1（ｔ），Ｄ_x2（ｔ）を生成する局部発振源４３と、局部発振源４３により生成された局部発振信号Ｄ_x1（ｔ）と不要波抑圧フィルタ６から出力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）の周波数を混合する単位ミクサ４４と、局部発振源４３により生成された局部発振信号Ｄ_x2（ｔ）と不要波抑圧フィルタ７から出力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）の周波数を混合する単位ミクサ４７とを用いて、低周波帯帰還回路８を構成するようにしたので、構成の複雑化を招くことなく、相互に９０度の位相差がある信号Ｄ_z1（ｔ），Ｄ_z2（ｔ）（式（２６）、式（２８）を参照）を生成することができる効果を奏する。

なお、この実施の形態４では、単位ミクサ４４，４７が低周波信号と局部発振信号の周波数を混合するものについて示したが、単位ミクサの代わりに、イメージリジェクションミクサや偶高調波ミクサなどの他のミクサ回路を用いてもよく、同様の効果を奏することができる。

実施の形態５．
図６はこの発明の実施の形態５による位相同期ループ形周波数シンセサイザの低周波帯帰還回路８を示す構成図であり、図において、図５と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
第１の信号線路５０は入力端子４１から入力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）として出力端子４６に出力する線路である。
第２の信号線路５１は入力端子４２から入力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）として出力端子４９に出力する線路である。

上記実施の形態４では、低周波帯帰還回路８の単位ミクサ４４，４７が、局部発振源４３により生成された局部発振信号Ｄ_x1（ｔ），Ｄ_x2（ｔ）を用いて、入力端子４１，４２から入力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）と第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）の周波数を変換するものについて示したが、第１の信号線路５０が入力端子４１から入力された第１の低周波信号Ｄ_i1（ｔ）を第１の低周波帰還信号Ｄ_v1（ｔ）として出力端子４６に出力し、第２の信号線路５１が入力端子４２から入力された第２の低周波信号Ｄ_i2（ｔ）を第２の低周波帰還信号Ｄ_v2（ｔ）として出力端子４９に出力するようにすれば、周波数変換係数β₁，β₂が“１”の低周波帯帰還回路８を実現することができる。

なお、この実施の形態５によれば、局部発振源４３、単位ミクサ４４，４７及び不要波抑圧用フィルタ４５，４８が不要になるため、図５の低周波帯帰還回路８よりも低コスト化を図ることができる。

実施の形態６．
図７はこの発明の実施の形態６による位相同期ループ形周波数シンセサイザの高周波帯帰還回路４を示す構成図であり、図において、入力端子６１は電圧制御発振器１２により生成された高周波信号Ｄ_o（ｔ）を入力する端子である。
分周器６２は入力端子６１から入力された高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oを分周し、周波数分周後の高周波信号を高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として出力端子６３に出力する処理を実施する。
出力端子６３は分周器６２から出力された高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）を直交ミクサ５に出力する端子である。

次に動作について説明する。
分周器６２は、入力端子６１から電圧制御発振器１２により生成された高周波信号Ｄ_o（ｔ）を入力すると、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oを分周し、周波数分周後の高周波信号を高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として出力する。
これにより、出力端子６３から高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）が直交ミクサ５に出力される。
なお、分周器６２の分周数をＭとすると、式（５）より、周波数変換係数α₁，α₂がＭの高周波帯帰還回路４を実現することができる。

以上で明らかなように、この実施の形態６によれば、分周器６２が入力端子６１から入力された高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oを分周し、周波数分周後の高周波信号を高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として直交ミクサ５に出力するように構成したので、構成の複雑化を招くことなく、周波数変換係数α₁，α₂が分周器６２の分周数Ｍに相当する高周波帯帰還回路４を実現することができる効果を奏する。

実施の形態７．
図８はこの発明の実施の形態７による位相同期ループ形周波数シンセサイザの高周波帯帰還回路４を示す構成図であり、図において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
局部発振源６４は局部発振信号Ｄ_w（ｔ）を生成する発振器である。
単位ミクサ６５は局部発振源６４により生成された局部発振信号Ｄ_w（ｔ）と入力端子６１から入力された高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号Ｄ_w1（ｔ）を不要波抑圧フィルタ６６に出力する処理を実施する。なお、単位ミクサ６５はミクサ回路を構成している。
不要波抑圧フィルタ６６は単位ミクサ６５の出力信号Ｄ_w1（ｔ）に含まれている不要な周波数成分を抑圧し、抑圧後の信号Ｄ_w2（ｔ）を出力端子６３に出力する処理を実施する。

次に動作について説明する。
局部発振源６４は、局部発振信号Ｄ_w（ｔ）を生成して、その局部発振信号Ｄ_w（ｔ）を単位ミクサ６５に出力する。
Ｄ_w（ｔ）＝２・ｃｏｓ（ω_wｔ） （３１）
ただし、ω_wは局部発振信号Ｄ_w（ｔ）の角周波数である。

単位ミクサ６５は、入力端子６１から電圧制御発振器１２により生成された高周波信号Ｄ_o（ｔ）を入力し、局部発振源６４から局部発振信号Ｄ_w（ｔ）を受けると、その高周波信号Ｄ_o（ｔ）と局部発振信号Ｄ_w（ｔ）の周波数を混合し、周波数混合後の信号Ｄ_w1（ｔ）を不要波抑圧フィルタ６６に出力する。
ここで、単位ミクサ６５の出力信号Ｄ_w1（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_w1（ｔ）
＝Ｄ_o（ｔ）・Ｄ_w（ｔ）
＝ｃｏｓ（ω_oｔ＋θ_o）・２・ｃｏｓ（ω_wｔ）
＝ｃｏｓ（ω_oｔ＋ω_wｔ＋θ_o）
＋ｃｏｓ（｜ω_oｔ−ω_wｔ｜＋θ_o）
（３２）

不要波抑圧フィルタ６６は、単位ミクサ６５の出力信号Ｄ_w1（ｔ）を受けると、その出力信号Ｄ_w1（ｔ）に含まれている不要周波数成分（＝ｃｏｓ（ω_oｔ＋ω_wｔ＋θ_o））を抑圧し、抑圧後の信号Ｄ_w2（ｔ）を出力端子６３に出力する
これにより、出力端子６３から不要波抑圧フィルタ６６の出力信号Ｄ_w2（ｔ）が直交ミクサ５に出力される。
ここで、不要波抑圧フィルタ６６の出力信号Ｄ_w2（ｔ）は次式で与えられる。
Ｄ_w2（ｔ）
＝ｃｏｓ（｜ω_oｔ−ω_wｔ｜＋θ_o） （３３）

なお、式（３３）における不要波抑圧フィルタ６６の出力信号Ｄ_w2（ｔ）が、式（５）における高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）と同一であるとき、高周波帯帰還回路４の周波数変換係数α₁，α₂は次式で与えられる。
α₁＝ω_o／｜ω_o−ω_w｜ （３４）
α₂＝１ （３５）

以上で明らかなように、この実施の形態７によれば、局部発振信号Ｄ_w（ｔ）を生成する局部発振源６４と、局部発振源６４により生成された局部発振信号Ｄ_w（ｔ）と入力端子６１から入力された高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数を混合する単位ミクサ６５とを用いて、高周波帯帰還回路４を構成するようにしたので、構成の複雑化を招くことなく、周波数変換係数がα₁，α₂の高周波帯帰還回路４を実現することができる効果を奏する。

なお、この実施の形態７では、単位ミクサ６５が高周波信号Ｄ_o（ｔ）と局部発振信号Ｄ_w（ｔ）の周波数を混合するものについて示したが、単位ミクサの代わりに、イメージリジェクションミクサや偶高調波ミクサなどの他のミクサ回路を用いてもよく、同様の効果を奏することができる。

実施の形態８．
図９はこの発明の実施の形態８による位相同期ループ形周波数シンセサイザの高周波帯帰還回路４を示す構成図であり、図において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
信号線路６７は入力端子６１から入力された高周波信号Ｄ_o（ｔ）を高周波帰還信号高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として出力端子６３に出力する線路である。

上記実施の形態６では、低周波帯帰還回路８の分周器６２が入力端子６１から入力された高周波信号Ｄ_o（ｔ）の周波数ｆ_oを分周し、周波数分周後の高周波信号を高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として直交ミクサ５に出力するものについて示したが、信号線路６７が入力端子６１から入力された高周波信号Ｄ_o（ｔ）を高周波帰還信号高周波帰還信号Ｄ_m（ｔ）として直交ミクサ５に出力するようにすれば、周波数変換係数α₁，α₂が“１”の高周波帯帰還回路４を実現することができる。

なお、この実施の形態８によれば、分周器６２、局部発振源６４、単位ミクサ６５、不要波抑圧フィルタ６６が不要になるため、図７や図８の高周波帯帰還回路４よりも低コスト化を図ることができる。

この発明の実施の形態１による位相同期ループ形周波数シンセサイザを示す構成図である。 この発明の実施の形態１による位相同期ループ形周波数シンセサイザの直交ミクサ５を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による位相同期ループ形周波数シンセサイザの合成機能付きループフィルタ１１を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による位相同期ループ形周波数シンセサイザの合成機能付きループフィルタ１１を示す構成図である。 この発明の実施の形態４による位相同期ループ形周波数シンセサイザの低周波帯帰還回路８を示す構成図である。 この発明の実施の形態５による位相同期ループ形周波数シンセサイザの低周波帯帰還回路８を示す構成図である。 この発明の実施の形態６による位相同期ループ形周波数シンセサイザの高周波帯帰還回路４を示す構成図である。 この発明の実施の形態７による位相同期ループ形周波数シンセサイザの高周波帯帰還回路４を示す構成図である。 この発明の実施の形態８による位相同期ループ形周波数シンセサイザの高周波帯帰還回路４を示す構成図である。

符号の説明

１ 基準発振源（基準信号生成手段）、２ ９０度電力分配器（基準信号生成手段）、３ 局部発振源（局部発振信号生成手段）、４ 高周波帯帰還回路（周波数混合手段）、５ 直交ミクサ（周波数混合手段）、６，７ 不要波抑圧フィルタ（周波数混合手段）、８ 低周波帯帰還回路（周波数混合手段）、９，１０ 位相比較器（位相比較手段）、１１ 合成機能付きループフィルタ（信号合成手段）、１２ 電圧制御発振器（高周波信号生成手段）、２１ 入力端子、２２ 入力端子、２３ ９０度電力分配器、２４，２６ 単位ミクサ、２５，２７ 出力端子、３１，３２ 入力端子、３３ 合成器、３４ ループフィルタ、３５ 出力端子、３６ ループフィルタ（第１のループフィルタ）、３７ ループフィルタ（第２のループフィルタ）、３８ 合成器、４１，４２ 入力端子、４３ 局部発振源、４４ 単位ミクサ（第１のミクサ回路）、４５，４８ 不要波抑圧フィルタ、４６，４９ 出力端子、４７ 単位ミクサ（第２のミクサ回路）、５０ 第１の信号線路、５１ 第２の信号線路、６１ 入力端子、６２ 分周器、６３ 出力端子、６４ 局部発振源、６５ 単位ミクサ（ミクサ回路）、６６ 不要波抑圧フィルタ、６７ 信号線路。

Claims (10)

1. 相互に９０度の位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を生成する基準信号生成手段と、局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、外部出力信号である高周波信号と上記局部発振信号生成手段により生成された局部発振信号の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波帰還信号と第２の低周波帰還信号を出力する周波数混合手段と、上記周波数混合手段から出力された第１の低周波帰還信号と上記基準信号生成手段により生成された第１の基準信号との位相を比較して、位相の比較結果を示す第１の位相比較信号を出力するとともに、上記周波数混合手段から出力された第２の低周波帰還信号と上記基準信号生成手段により生成された第２の基準信号との位相を比較して、位相の比較結果を示す第２の位相比較信号を出力する位相比較手段と、上記位相比較手段から出力された第１の位相比較信号と第２の位相比較信号を合成し、合成後の位相比較信号を制御信号として出力する信号合成手段と、上記信号合成手段から出力された制御信号にしたがって上記高周波信号を生成する高周波信号生成手段とを備えた位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
2. 信号合成手段は、位相比較手段から出力された第１の位相比較信号と第２の位相比較信号とを合成して、第１の位相比較信号と第２の位相比較信号の合成信号を出力する合成器と、上記合成器から出力された合成信号を平滑化し、平滑化後の合成信号を制御信号として高周波信号生成手段に出力するループフィルタとから構成されていることを特徴とする請求項１記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
3. 信号合成手段は、位相比較手段から出力された第１の位相比較信号を平滑化する第１のループフィルタと、上記位相比較手段から出力された第２の位相比較信号を平滑化する第２のループフィルタと、上記第１のループフィルタにより平滑化された第１の位相比較信号と上記第２のループフィルタにより平滑化された第２の位相比較信号とを合成して、第１の位相比較信号と第２の位相比較信号の合成信号を制御信号として高周波信号生成手段に出力する合成器とから構成されていることを特徴とする請求項１記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
4. 周波数混合手段は、外部出力信号である高周波信号の周波数を変換し、周波数変換後の高周波信号を高周波帰還信号として出力する高周波帯帰還回路と、上記高周波帯帰還回路から出力された高周波帰還信号と局部発振信号生成手段により生成された局部発振信号の周波数を混合して、相互に９０度の位相差を有する第１の低周波信号と第２の低周波信号を出力する直交ミクサと、上記直交ミクサから出力された第１及び第２の低周波信号に含まれている不要周波数成分を抑圧する不要波抑圧フィルタと、上記不要波抑圧フィルタにより不要周波数成分が抑圧された第１及び第２の低周波信号の周波数を変換し、周波数変換後の第１及び第２の低周波信号を第１及び第２の低周波帰還信号として位相比較手段に出力する低周波帯帰還回路とから構成されていることを特徴とする請求項１記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
5. 低周波帯帰還回路は、局部発振信号を生成する局部発振源と、上記局部発振源により生成された局部発振信号と不要波抑圧フィルタにより不要周波数成分が抑圧された第１の低周波信号の周波数を混合し、周波数混合後の信号を第１の低周波帰還信号として位相比較手段に出力する第１のミクサ回路と、上記局部発振源により生成された局部発振信号と上記不要波抑圧フィルタにより不要周波数成分が抑圧された第２の低周波信号の周波数を混合し、周波数混合後の信号を第２の低周波帰還信号として上記位相比較手段に出力する第２のミクサ回路とから構成されていることを特徴とする請求項４記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
6. 低周波帯帰還回路は、不要波抑圧フィルタにより不要周波数成分が抑圧された第１の低周波信号を第１の低周波帰還信号として位相比較手段に出力する第１の信号線路と、上記不要波抑圧フィルタにより不要周波数成分が抑圧された第２の低周波信号を第２の低周波帰還信号として上記位相比較手段に出力する第２の信号線路とから構成されていることを特徴とする請求項４記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
7. 高周波帯帰還回路は、外部出力信号である高周波信号の周波数を分周し、周波数分周後の高周波信号を高周波帰還信号として出力する分周器から構成されていることを特徴とする請求項４記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
8. 高周波帯帰還回路は、局部発振信号を生成する局部発振源と、上記局部発振源により生成された局部発振信号と外部出力信号である高周波信号の周波数を混合し、周波数混合後の信号を高周波帰還信号として出力するミクサ回路とから構成されていることを特徴とする請求項４記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
9. 高周波帯帰還回路は、外部出力信号である高周波信号を高周波帰還信号として出力する信号線路から構成されていることを特徴とする請求項４記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。
10. 基準信号生成手段は、基準信号を生成する基準発振源と、上記基準発振源により生成された基準信号を分配して、相互に９０度の位相差を有する第１の基準信号と第２の基準信号を出力する電力分配器とから構成されており、上記基準発振源は上記基準信号の周波数の変更を受け付ける機能を備えていることを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載の位相同期ループ形周波数シンセサイザ。

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