JP2008072884A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブラシレスモータにおいて、速度フィードバック用の信号を得るためのセンサを不要としたセンスレスモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。
【解決手段】複数の磁極を有するロータ２１と、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４を備えたモータを駆動するためのモータ駆動制御装置において、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の誘起電圧に基づいて、ロータ２１の位置に対応したロータ位置信号を出力する、ロータ位置検出手段１３と、ロータ位置検出手段１３のロータ位置信号に基づいて、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の通電を切り換える通電切り換え信号と、前記モータの速度を制御する速度フィードバック信号とを生成する制御信号発生手段１４とを有し、通電切り換え信号により励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４に印加する通電量を制御し、速度フィードバック信号により、モータの速度を制御する。
【選択図】図３

Description

本発明は、モータ駆動制御装置に係り、特に、センスレスモータ駆動制御装置に関する。

図１に従来のブラシレスモータ駆動制御装置の例を示し、図２に図１のブラシレスモータ駆動制御装置の波形図を示す。
（構成）
図１のブラシレスモータ駆動制御装置は、通電切換手段１１、出力トランジスタ回路１２、目標速度クロック生成手段（基準クロック生成手段）１５、フィードバック回路１６、ブラシレスモータ内に設けられたホール素子２５、２６、２７、モータのステータに固定され基板上に形成されたＦＧコイル２８、ＨＧアンプ・コンパレータ３１、切換信号発生回路３２及びＦＧ・アンプコンパレータ３３を有する。

ブラシレスモータは、複数の磁極を有するロータ２１、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４を有する。ブラシレスモータの駆動に当たっては、３相の各励磁コイルへの通電を、各励磁コイルに印加され、ロータ回転位置に伴って変化するロータ磁界強度に応じて、順次切り替える必要がある。ロータ磁界の検出には、ブラシレスモータ内に設けられたホール素子２５、２６、２７が使用されている。
（通電切換制御）
図２に示すように、ホール素子２５の出力信号ＨＵ、ホール素子２６の出力信号ＨＶ、ホール素子２７の出力信号ＨＷは、正弦波であって、互いに、１２０度の位相差を有している。

ホール素子２５の出力信号ＨＵ、ホール素子２６の出力信号ＨＶ、ホール素子２７の出力信号ＨＷは、ＨＧアンプ・コンパレータ３１に供給される。ＨＧアンプ・コンパレータ３１では、それぞれ、出力信号ＨＵ、ＨＶ、ＨＷに対して、増幅及び二値化を行う。出力信号ＨＵ、ＨＶ、ＨＷは、正・負に応じて二値化されて、二値化信号ＣＨＵ、ＣＨＶ、ＣＨＷが出力される。二値化信号ＣＨＵ、ＣＨＶ、ＣＨＷは、ロータの位置に対応したロータの位置を示すロータ位置信号であり、互いに、１２０度の位相差を有し、ハイレベルＨ及びローレベルＬからなる信号である。

切換信号発生回路３２は、二値化信号ＣＨＵ、ＣＨＶ、ＣＨＷに基づいて、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の、それぞれの通電を切り換える切換信号ＭＵ、ＭＶ、ＭＷを出力する。切換信号ＭＵは、励磁コイルＵ２２の通電を切り換える切換信号であり、切換信号ＭＶは、励磁コイルＶ２３の通電を切り換える切換信号であり、切換信号ＭＷは、励磁コイルＷ２４の通電を切り換える切換信号である。

切換信号ＭＵは、
（１）二値化信号ＣＨＵのハイレベルＨからローレベルＬへの変換時点（ｔ_１）から、１２０度（ｔ_３）の電気角の期間を非反転期間（＋）とし、
（２）二値化信号ＣＨＵのハイレベルＨからローレベルＬへの変換時点から１２０度の電気角の時点（ｔ_３）から、二値化信号ＣＨＵのローレベルＬからハイレベルＨへの変換時点（ｔ_４）までの３０度の電気角の期間を第１の非道通期間Ｚ_１とし、
（３）二値化信号ＣＨＵのローレベルＬからハイレベルＨへの変換時点から、１２０度の電気角の期間を反転期間（−）とし、
（４）二値化信号ＣＨＵのローレベルＬからハイレベルＨへの変換時点から１２０度の電気角の期間時点から、二値化信号ＣＨＵのハイレベルＨからローレベルＬへの変換時点までの３０度の電気角の期間を第２の非道通期間Ｚ_２とする。

切換信号発生回路３２は、同様に、切換信号ＭＶ及びＭＷを生成する。

切換信号発生回路３２からの切換信号ＭＵ、ＭＶ及びＭＷ信号は、励磁コイルの通電を制御する通電切換回路１１に供給される。通電切換回路１１は、切換信号発生回路３２からの切換信号と、後述するフィードバック回路１６からのモータ制御信号Ｃｏｎｔとに応じて、励磁コイルＵ２２、励磁コイルＶ２３、励磁コイルＷ２４への通電方向、通電量を決定し、出力トランジスタ回路１２を介して、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４への通電を行う。
（速度制御）
ブラシレスモータの速度の制御においては、モータのステータに固定され基板上に形成されたＦＧコイル２８を用いる。このＦＧコイル２８には、各励磁コイルからの磁束が通過し、その結果、略交流の電流ＦＧが流れる。この交流電流ＦＧをＦＧ・アンプコンパレータ３３で増幅及び二値化して、モータが所定角回転するたびに発生するパルス信号ＣＦＧを得る。

このパルス信号ＣＦＧは、速度フィードバック回路１６の位相比較手段１６１で、目標速度クロック生成手段１５のクロックと位相比較され、その位相差に応じた信号を加算手段１６３に出力する。また、パルス信号ＣＦＧは、速度比較手段１６２で、目標速度クロック生成手段１５のクロック周波数と比較され、その周波数差に応じた信号を加算手段１６３に出力する。

加算手段１６３の出力は、低域積分手段（低域周波数通過手段）１６４に供給され、加算手段１６３の出力の内、高域周波数成分が除去された信号Ｃｏｎｔが、通電切換回路１１に供給される。

励磁コイルＵ２２には、図２に示すように、切換信号ＭＵの非反転期間（＋）においては、信号Ｃｏｎｔが供給され、切換信号ＭＵの反転期間（−）においては、反転された信号Ｃｏｎｔが供給され、第１の非道通期間Ｚ_１及び第２の非道通期間Ｚ_２には、信号Ｃｏｎｔは供給されない。
特許第３３５１１３１号公報 特許第２８８５５８８号

図１の従来のブラシレスモータ駆動制御装置においては、通電切換のためのホール素子２５、２６、２７および、速度フィードバックのためのＦＧコイル２８といった、複数の検出器がモータ内に必要であった。このため、モータのコストが上昇し、また、モータを小型化することが困難といった問題があった。

上記問題のうち、通電切換のための検出器については、特許第３３５１１３１号公報（特許文献１）などに示される、いわゆるセンサレス方式が提案されている。センサレス方式では、通電切換のためにホール素子を用いず、励磁コイルの誘起電圧(逆起電圧)を検出し、誘起電圧極性が反転するタイミングに対してある遅延量を与えて通電切り換えを行っている。ただし、この場合であっても、速度フィードバックのために何らかの検出器が必要となるという問題がある。

また、特許第２８８５５８８号（特許文献２）に、速度フィードバック用の信号として、ホール素子信号と、ＦＧコイルで検出したＦＧパターン信号のいずれかを選択可能とする速度フィードバック方式が提案されている。しかし、この場合でも、速度フィードバックのために、ホール素子及びＦＧコイルが必要であるという問題がある。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、ブラシレスモータにおいて、速度フィードバック用の信号を得るためのセンサを不要としたセンスレスモータ駆動制御装置を提供することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、本発明のモータ駆動制御装置は、複数の磁極を有するロータと、複数の励磁コイルを備えたモータを駆動するためのモータ駆動制御装置において、前記励磁コイルの誘起電圧に基づいて、前記ロータの位置に対応したロータ位置信号を出力する、ロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段のロータ位置信号に基づいて、前記励磁コイルの通電を切り換える通電切り換え信号と、前記モータの速度を制御する速度フィードバック信号とを生成する制御信号発生手段とを有し、前記通電切り換え信号により前記励磁コイルに印加する通電量を制御し、前記速度フィードバック信号により、前記モータの速度を制御するように構成することができる。

このように構成したので、ホール素子、ＦＧコイルなどの検出器を使用せずに、通電切換、及び速度フィードバックの両方を実現している。このため、本発明のモータ駆動制御装置は、モータ内の検出器が大幅に削減され、モータのコスト低減、モータの小型化が可能となる。

また、上記目的を達成するために、本発明のモータ駆動制御装における前記速度フィードバック信号は、非通電期間にある前記複数の励磁コイルにおける誘起電圧の略ゼロクロス時点に生起したパルス信号であるように構成することができる。

これにより、速度フィードバック信号がＦＧ信号と同様にパルス信号で得ることができる。このため、速度フィードバック回路として、ＰＬＬ方式のものが利用可能となる。

また、上記目的を達成するために、本発明のモータ駆動制御装置における前記速度フィードバック信号は、前記複数の励磁コイルのそれぞれにおいて、通電状態から非通電状態に変化した時点から所定期間後、又は、非通電状態から通電状態に変化する直前、の誘起電圧の信号であるように構成することができる。

これにより、速度フィードバック信号がパルス周波数ではなく、電圧信号として検出される。このため、目標速度も電圧によって与えることができるので、目標速度を、可変抵抗器などを用いて電圧を分圧して与えるようにすれば、目標速度を高い分解能で設定することが可能となる。

本発明は、ブラシレスモータにおいて、速度フィードバック用の信号を得るためのセンサを不要としたセンスレスモータ駆動制御装置を提供するこができる。

図３に、第１の実施の形態であるブラシレスモータ駆動制御装置を示す。図４に図３のブラシレスモータ駆動制御装置の各部の動作波形を示す。本実施の形態では、ホール素子、ＦＧコイルなどの検出器を使用せずに、通電切換及び速度フィードバックの両方の制御を行うことができる。
（構成）
図３のブラシレスモータ駆動制御装置は、通電切換手段１１、出力トランジスタ回路１２、ロータ位置検出手段１３、制御信号発生回路１４、目標速度クロック生成手段（基準クロック生成手段）１５及びＰＬＬ方式のフィードバック回路１６を有する。

ブラシレスモータ、通電切換手段１１、出力トランジスタ回路１２、目標速度クロック生成手段（基準クロック生成手段）１５、フィードバック回路１６は、図１の従来例のものと同じものを利用することができる。

また、本実施の形態では、図１と同様、ブラシレスモータは、複数の磁極を有するロータ２１、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４を有する。

本実施の形態では、ロータ回転位置に伴って変化する励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４に誘起される誘起電圧を用いて、通電の切換及び速度の制御を行う。

誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷは、励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の各励磁コイルに直交するロータ磁界と、ロータ回転速度に比例した値であり、図４に示すように、略正弦波状に変化する。なお、誘起電圧ＥＵは、励磁コイルＵ２２に誘起された電圧であり、誘起電圧ＥＶは、励磁コイルＶ２３に誘起された電圧であり、誘起電圧ＥＷは、励磁コイルＷ２４に誘起された電圧である。また、誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷは、互いに、１２０度の位相差を有している。

誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷは、ロータ位置検出手段１３により、それぞれ、増幅及び二値化処理される。その結果、誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷは、正・負に応じて二値化されて、二値化信号ＣＥＵ、ＣＥＶ、ＣＥＷが出力される。二値化信号ＣＥＵ、ＣＥＶ、ＣＥＷは、ロータの位置に対応したロータの位置を示すロータ位置信号であり、互いに、１２０度の位相差を有し、ハイレベルＨ及びローレベルＬからなる信号である。

制御信号発生回路は、二値化信号ＣＥＵ、ＣＥＶ、ＣＥＷに基づいて、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の、それぞれの通電を切り換える切換信号ＭＵ、ＭＶ、ＭＷと、速度フィードバック信号ＣＦＧを生成する。
（切換信号の生成）
切換信号ＭＵは、励磁コイルＵ２２の通電を切り換える切換信号であり、切換信号ＭＶは、励磁コイルＶ２３の通電を切り換える切換信号であり、切換信号ＭＷは、励磁コイルＷ２４の通電を切り換える切換信号である。

切換信号ＭＵは、
（１）二値化信号ＣＥＵのローレベルＬからハイレベルＨへの変換時点から１５度の電気角の時点（ｔ_１）から、１２０度の電気角の時点（ｔ_４）までの期間を非反転期間（＋）とし、
（２）時点ｔ_４から、３０度の電気角の時点（ｔ_６）までの期間を第１の非道通期間Ｚ_１とし、
（３）時点ｔ_６から、１２０度の電気角の時点（ｔ_７）までの期間を反転期間（−）とし、
（４）時点ｔ_７から、３０度の電気角の時点（ｔ_１に相当する時点）までの期間を第２の非道通期間Ｚ_２とする。

制御信号発生回路１４は、同様に、切換信号ＭＶ及びＭＷを生成する。

制御信号発生回路１４からの切換信号ＭＵ、ＭＶ及びＭＷ信号は、励磁コイルの通電を制御する通電切換回路１１に供給される。通電切換回路１１は、制御信号発生回路１４からの切換信号と、後述するフィードバック回路１６からのモータ制御信号Ｃｏｎｔとに応じて、励磁コイルＵ２２、励磁コイルＶ２３、励磁コイルＷ２４への通電方向、通電量を決定し、出力トランジスタ回路１２を介して、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４への通電を行う。
（速度制御）
一方、制御信号発生回路１４は、二値化信号ＣＥＵ、ＣＥＶ、ＣＥＷに基づいて、速度フィードバック信号ＣＦＧを生成する。

図４に示すように、制御信号発生回路１４は、３つの誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷの全ての極性反転タイミングでパルスを発生して、速度フィードバック信号ＣＦＧを生成する。

速度フィードバック信号ＣＦＧは、図４に示すように、略正弦波の誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷのゼロクロス時点で発生されるパルスで、誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷの周期を電気角で３６０度とすると、電気角６０度ごとに発生されたパルスである。誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷは、ロータの回転に応じて変化するため、ＣＦＧ信号は、モータが所定角回転するたびにパルスを発生していることとなる。

速度フィードバック信号ＣＦＧは、速度フィードバック回路１６の位相比較手段１６１で、目標速度クロック生成手段１５のクロックと位相比較され、その位相差に応じた信号を加算手段１６３に出力する。また、同時に、速度フィードバック信号ＣＦＧは、速度比較手段１６２で、目標速度クロック生成手段１５のクロック周波数と比較され、その周波数差に応じた信号を加算手段１６３に出力する。

加算手段１６３の出力は、低域積分手段（低域周波数通過手段）１６４に供給され、加算手段１６３の出力の内、高域周波数成分が除去された信号Ｃｏｎｔが、通電切換回路１１に供給される。

なお、図４において、出力トランジスタ回路１２の出力（励磁コイルの駆動電圧）ＯＵ、ＯＶ、ＯＷは、それぞれ、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の各励磁コイルに印加される電圧波形を示す。なお、破線で示された部分は、非通電(出力トランジスタ回路がＯＦＦ状態)となる期間を示す。

図４によれば、励磁コイルＵ２２には、切換信号ＭＵの非反転期間（＋）においては、信号Ｃｏｎｔが供給され、切換信号ＭＵの反転期間（−）においては、反転された信号Ｃｏｎｔが供給され、第１の非道通期間Ｚ_１及び第２の非道通期間Ｚ_２には、信号は供給されない。この結果、モータ回転速度は、目標速度クロック周波数に比例した値に制御される。
（第１の実施の形態の効果）
第１の実施の形態のブラシレスモータ駆動制御装置を、図１の従来のものと比較すると、第１の実施の形態では、ホール素子、ＦＧパターンなどの検出器を使用せずに、通電切換、および速度フィードバックの両方を実現している。このため、第１の実施の形態では、モータ内の検出器が大幅に削減され、モータのコスト低減、モータの小型化が可能となる。
また、本実施の形態では、速度フィードバック信号がＦＧ信号と同様にパルス信号で得ることができる。このため、速度フィードバック回路として、ＰＬＬ方式のものが利用可能である。
（実際の誘起電圧）
図４において、説明を簡単化するために、励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４における誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷと、励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の駆動電圧ＯＵ、ＯＶ、ＯＷを別々に示した。しかし、実際には、出力トランジスタ回路１２と励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４間には、これらの電圧の合成された電圧波形が現れている。

そこで、図５に、３相励磁コイルのうち、Ｕ相について、実際の波形例を示す。

切換信号ＭＵが、非反転期間（＋）又は反転期間（−）の期間では、出力トランジスタ回路１２と励磁コイルＵ２２間には、駆動電圧ＯＵ（誘起電圧ＥＵも生じているが起動電圧より小さいので隠れてしまっている。）が現れる。一方、切換信号ＭＵが、非導通期間では、出力トランジスタ回路１２と励磁コイルＵ２２間には、誘起電圧ＥＵが現れる。

なお、図５には、フライバック電圧も示した。フライバック電圧は、出力トランジスタ回路が通電状態のときの励磁コイルに蓄積されたエネルギーが、出力トランジスタ回路が非通電状態になったときに、現れるパルス状の電圧である。

フライバック電圧の影響は、図５に示すように二値化信号ＣＥＵにも現れる。したがって、二値化信号ＣＥＵ、ＣＥＶ、ＣＥＷに基づいて、通電を切り換える切換信号ＭＵ、ＭＶ、ＭＷと、速度フィードバック信号ＣＦＧを生成するには、図５のＣＥＵ２に示すように、通電切換直後のフライバック電圧の影響を除去した二値化信号を生成する必用がある。

図６に、フライバック電圧の影響を受けた二値化信号ＣＥＵから、フライバック電圧の影響を受けない二値化信号ＣＥＵ２を生成する回路の例を示す。

図６の回路は、遅延回路２０１、２０３、アンド回路２０２及びオア回路２０４から構成されている。

フライバック電圧の影響を受けた二値化信号ＣＥＵを、入力端子２０５にする。フライバック電圧の影響を受けた二値化信号ＣＥＵは、図６（Ｂ）に示すように、本来の二値化信号ＣＥＵの外に、正のフライバックパルスＰ１及び負のフライバックパルスＰ２を有している。

先ず、フライバック電圧の影響を受けた二値化信号ＣＥＵと、この信号を遅延回路２０１で遅延した信号との論理積をとり、図６（Ｃ）の信号を得る。遅延回路２０１の遅延量ΔＴ１は、正のフライバックパルスＰ１の幅より大きく設定されているので、正のフライバックパルスＰ１は、除去される。しかしながら、負のフライバックパルスＰ２の幅は、ΔＴ１だけ広がっている。

次に、図６（Ｃ）の信号に対して、この信号を遅延回路２０３で遅延した信号との論理和をとり、図６（Ｄ）の信号を得る。遅延回路２０３の遅延量ΔＴ２は、（負のフライバックパルスＰ１の幅＋ΔＴ１）より大きく設定されているので、負のフライバックパルスＰ３は、除去される。

出力端子からは、パルス幅（Ｔ−ΔＴ１＋ΔＴ２）のパルス信号を得ることができる。このパルス幅（Ｔ−ΔＴ１＋ΔＴ２）のパルス信号のパルス幅を補正することにより、パルス幅Ｔの二値化信号ＣＥＵ２を得ることができる。
(第２の実施の形態)
図７に、第２の実施の形態を示す。本実施の形態では、速度フィードバック信号をパルス周波数ではなく、電圧信号として検出することができる。

図７のブラシレスモータ駆動制御装置は、通電切換手段１１、出力トランジスタ回路１２、ロータ位置検出手段１３、制御信号発生回路１４１、サンプルホールド回路１４２、目標速度電圧生成手段１５１、フィードバック回路１６８を有する。

ブラシレスモータ、通電切換手段１１、出力トランジスタ回路１２、ロータ位置検出手段１３は、図３の第１の実施の形態と同じものを利用することができる。

また、本実施の形態では、図３の第１の実施の形態と同様、ブラシレスモータは、複数の磁極を有するロータ２１、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４を有する。

本実施の形態では、ロータ回転位置に伴って変化する励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４に誘起される誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷに基づいて、通電の切換を行う切換信号ＭＵ、ＭＶ、ＭＷを生成し、この切換信号に基づいて、励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の通電の切換を行う点は、第１の実施の形態と同じであるので、説明を省略する。

ここでは、主として、制御信号発生回路１４１、サンプルホールド回路１４２、目標速度電圧生成手段１５１、フィードバック回路１６８について説明する。

制御信号発生回路１４１は、二値化信号ＣＥＵ、ＣＥＶ、ＣＥＷに基づいて、３相の励磁コイルＵ２２、コイルＶ２３、コイルＷ２４の、それぞれの通電を切り換える切換信号ＭＵ、ＭＶ、ＭＷと、サンプリング信号ＳＵ、ＳＶ、ＳＷを生成する。

制御信号発生回路１４１が、二値化信号ＣＥＵ、ＣＥＶ、ＣＥＷに基づいて、切換信号ＭＵ、ＭＶ、ＭＷを生成する点は、第１の実施の形態における制御信号発生回路１４と同じであるので、説明を省略する。

サンプリング信号ＳＵは、誘起電圧ＥＵをサンプル・ホールドするためのパルス信号であり、サンプリング信号ＳＶは、誘起電圧ＥＶをサンプル・ホールドするためのパルス信号であり、サンプリング信号ＳＷは、誘起電圧ＥＷをサンプル・ホールドするためのパルス信号である。

図８は、誘起電圧ＥＵに対してサンプル・ホールド場合を説明する図である。図８には、切換信号ＭＵ、出力トランジスタ回路１２と励磁コイルＵ２２間に発生する電圧ＯＵ／ＥＵ、フライバック電圧の影響を受けた二値化信号ＣＥＵ、フライバック電圧の影響のない二値化信号ＣＥＵ２、誘起電圧ＥＵをサンプル・ホールドするサンプリング信号ＳＵ及び速度フィードバック信号ＶＭの波形図が示されている。

図８では、サンプリング信号ＳＵは、検出される誘起電圧ＥＵのほぼ最大の値をサンプリングするように設定されている。

図８では、二つのサンプリング信号を示している。一つは、切換信号ＭＵにおいて、非通電状態から通電状態に変化する直前に発生するサンプリング信号であり、もう一つは、切換信号ＭＵにおいて、通電状態から非通電状態に変化した時点から所定期間（ΔＴ）後に発生するサンプリング信号である。なお、ΔＴは、フライバックパルスの幅よりも大きく設定し、フライバックの影響を無くしている。

なお、サンプリングは、この二つのサンプリング信号のそれぞれによりサンプリングしても良いし、その内の一方のサンプリング信号を用いて、サンプリングしてもよい。

サンプルホールド回路１４２は、サンプリング信号発生時に、各励磁コイルに発生する誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷをサンプリングし、ホールド信号ＶＭを出力する。誘起電圧ＥＵ、ＥＶ、ＥＷは、前述のように、各励磁コイルに直交するロータ磁界と、ロータ回転速度に比例した値である。サンプルホールド信号発生タイミングは、誘起電圧の検出が可能な期間、すなわち、励磁コイルの非通電期間の端部となっている。このため、サンプルホールド信号発生タイミングは、誘起電圧の検出が可能な期間のうち、もっともロータ磁界が大きくなるタイミングである。サンプルホールド信号発生タイミングが、ロータ磁界の所定位相に固定されているため、サンプルホールドした信号は、ロータ回転速度に比例した電圧となっている。

また、図８には、モータ回転速度が低即時と高速時の双方について、誘起電圧とホールド信号ＶＭの様子を示してある。モータ回転速度が、高速になるほど、ホールド信号ＶＭの値は大きくなる。

そこで、モータ回転速度に対応したホールド信号ＶＭと、目標速度電圧生成手段１５１が発生する基準電圧と、速度フィードバック信号ＶＭとの電圧を、比較手段１６５で比較し、比較手段１６５の出力は、低域積分手段（低域周波数通過手段）１６７に供給され、比較手段１６５の出力の内、高域周波数成分が除去された信号Ｃｏｎｔが、通電切換回路１１に供給される。

第１の実施の形態では、速度フィードバック信号ＣＦＧは、その周波数がモータ回転速度に比例するものであったが、本実施の形態では、ＶＭの電圧がモータ回転速度に比例する。

本実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、ホール素子、ＦＧコイルなどの検出器を使用せずに、通電切換、及び速度フィードバックの両方を実現している。このため、本実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、モータ内の検出器が大幅に削減され、モータのコスト低減、モータの小型化が可能となる。

また、本実施の形態では、速度フィードバック信号がパルス周波数ではなく、電圧信号として検出される。このため、目標速度も電圧によって与えられる。このため、目標速度を可変抵抗器などを用いて電圧を分圧して与えるようにすれば、目標速度を高い分解能で設定することが可能となる。

以上、発明を実施するための最良の形態について説明を行ったが、本発明は、この最良の形態で述べた実施の形態に限定されるものではない。本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能である。

本発明は、ディスク駆動装置における、スピンドルモータ制御装置、レーザビームプリンタ等の画像形成装置における、感光体ドラム、転写ベルト等の駆動モータ制御装置としれ産業上の利用することができる。

従来のブラシレスモータ駆動制御装置の例を説明するための図である。 図１の従来のブラシレスモータ駆動制御装置の波形図である。 第１の実施の形態のブラシレスモータ駆動制御装置の例を説明するための図である。 図３の本実施の形態のブラシレスモータ駆動制御装置の波形図である。 Ｕ相についての実際の波形例である。 フライバックの影響を除去する回路の例を説明するための図である。 第２の実施の形態のブラシレスモータ駆動制御装置の例を説明するための図である。 誘起電圧ＥＵをサンプル・ホールド場合を説明するための図である。

符号の説明

１１ 通電切換手段
１２ 出力トランジスタ回路
１３ ロータ位置検出手段
１４、１４１ 制御信号発生回路
１５ 目標速度クロック生成手段（基準クロック生成手段）
１６ フィードバック回路
１４２ サンプルホールド回路
１５１ 目標速度電圧生成手段
１６８ フィードバック回路

Claims (3)

1. 複数の磁極を有するロータと、複数の励磁コイルを備えたモータを駆動するためのモータ駆動制御装置において、
   前記励磁コイルの誘起電圧に基づいて、前記ロータの位置に対応したロータ位置信号を出力する、ロータ位置検出手段と、
   前記ロータ位置検出手段のロータ位置信号に基づいて、前記励磁コイルの通電を切り換える通電切り換え信号と、前記モータの速度を制御する速度フィードバック信号とを生成する制御信号発生手段とを有し、
   前記通電切り換え信号により前記励磁コイルに印加する通電量を制御し、前記速度フィードバック信号により、前記モータの速度を制御することを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記速度フィードバック信号は、非通電期間にある前記複数の励磁コイルにおける誘起電圧の略ゼロクロス時点に生起したパルス信号であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記速度フィードバック信号は、前記複数の励磁コイルのそれぞれにおいて、通電状態から非通電状態に変化した時点から所定期間後、又は、非通電状態から通電状態に変化する直前、の誘起電圧の信号であることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ駆動制御装置。

Images