JP2008072863A

JP2008072863A - 電源装置の過熱検出回路

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Publication number: JP2008072863A
Application number: JP2006250762A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Usui; 浩臼井
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2006-09-15
Filing date: 2006-09-15
Publication date: 2008-03-27
Anticipated expiration: 2026-09-15
Also published as: JP4983177B2

Abstract

【課題】簡単な回路で過熱を検出することができる電源装置の過熱検出回路を提供する。
【解決手段】直流電源Ｅに接続されたトランスＴの１次巻線Ｐとスイッチング素子Ｑ１とからなる直列回路と、スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路ＣＯＮＴと、トランスの２次巻線Ｓと出力端子＋Ｖｏｕｔおよび−Ｖｏｕｔとの間に接続され、温度上昇に連れて順方向電圧が大きくなる特性を有するワイドギャップ半導体からなるダイオードＤ５１と、ダイオードの順方向電圧を検出する検出回路Ｒ５１〜Ｒ５３、Ｒ５８〜Ｒ６０、Ｄ５２、Ｃ５２、Ｚ１およびＺ３とを備え、制御回路は、検出回路により所定の大きさの順方向電圧が検出された場合に、スイッチング素子のオン／オフを所定の時間だけ停止させる。
【選択図】図３

Description

本発明は、過電流を検出することによって過熱を検出する電源装置の過熱検出回路に関し、特に、電源装置に生じる損失を低減しながら過熱を検出する技術に関する。

図４は、従来の過熱検出回路が適用された電源装置の構成を示す図である。この電源装置においては、過熱検出回路は、抵抗Ｒ５０〜Ｒ５４、オペアンプＺ１、ダイオードＤ５２およびフォトカプラＰＣ１から構成されている。

この電源装置において、直流電源Ｅは、起動用の抵抗Ｒ１を介して、制御用のコンデンサＣ２を充電する。制御用のコンデンサＣ２の電圧が制御回路ＣＯＮＴの起動電圧に到達すると、制御回路ＣＯＮＴが動作を開始する。すなわち、制御回路ＣＯＮＴは、Ｇ端子からスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に、オン／オフの駆動信号を供給する。これにより、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始する。

スイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源Ｅ、トランスＴの１次巻線Ｐ、スイッチング素子Ｑ１および直流電源Ｅの経路で電流が流れ、トランスＴにエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられたエネルギーがトランスＴの２次巻線Ｓから、２次側の整流用のダイオードＤ５１および出力平滑用のコンデンサＣ５１を介して出力端子＋Ｖｏｕｔおよび−Ｖｏｕｔへ出力される。

出力端子＋Ｖｏｕｔおよび−Ｖｏｕｔに出力された出力電圧Ｖｏは、抵抗Ｒ５６と抵抗Ｒ５７とで分圧されてオペアンプＺ２の反転入力端子に入力される。オペアンプＺ２の非反転入力端子は、基準電源Ｖｒｅｆに接続されている。オペアンプＺ２は、入力された２つの電圧を比較して、出力電圧Ｖｏを分圧した電圧が基準電源Ｖｒｅｆからの基準電圧より高くなると出力端子にＬレベルの信号を出力する。これにより、出力端子＋Ｖｏｕｔ、フォトカプラＰＣ１のＬＥＤ、ダイオードＤ５３および抵抗Ｒ５５の経路で電流が流れ、フォトカプラＰＣ１を介して１次側にフィードバック信号が伝達される。

１次側に伝達されたフィードバック信号は、フォトカプラＰＣ１のトランジスタから制御回路ＣＯＮＴのＦＢ端子に入力される。このフィードバック信号により制御回路ＣＯＮＴは、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に供給する駆動電圧のデューティ比を制御し、スイッチング素子Ｑ１がスイッチングする毎にトランスＴに蓄えられるエネルギー量を調整して、出力電圧Ｖｏを一定に制御する。

次に、負荷電流が増加して過負荷状態になると、電流検出用の抵抗Ｒ５０の両端に発生する電圧が大きくなる。オペアンプＺ１は、抵抗Ｒ５０の両端電圧を監視している。オペアンプＺ１の反転入力端子は抵抗Ｒ５３を介して抵抗Ｒ５０の出力端子−Ｖｏｕｔ側に接続され、非反転入力端子は、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２との接続点に接続されている。これにより、抵抗Ｒ５０に流れる電流が増加して、抵抗Ｒ５０の両端の電圧が所定の電圧を越えると、オペアンプＺ１の出力がＬレベルになり、出力端子＋Ｖｏｕｔ、フォトカプラＰＣ１のＬＥＤ、ダイオードＤ５２および抵抗Ｒ５４を経由して電流が流れ、フォトカプラＰＣ１を介して１次側にフィードバック信号が伝達される。

１次側に伝達されたフィードバック信号は、フォトカプラＰＣ１のトランジスタから制御回路ＣＯＮＴのＦＢ端子に入力される。このフィードバック信号により制御回路ＣＯＮＴは、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に供給する駆動電圧のデューティ比を制御し、スイッチング素子Ｑ１がスイッチングする毎にトランスＴに蓄えられるエネルギー量を調整して、出力電流を一定に制御する。すなわち、過負荷になると出力電流を制限し、電源装置が過熱することを防止する。

図５は、従来の過熱検出回路が適用された電源装置の他の構成を示す図である。図４に示す電源装置は、出力電圧Ｖｏを一定に制御するためのフォトカプラＰＣ１を過負荷検出用にも使用しているが、図５に示す電源装置では、過負荷検出用のフォトカプラＰＣ２が独立して設けられている。この電源装置において、過熱検出回路は、抵抗Ｒ５０〜Ｒ５４、オペアンプＺ１、コンデンサＣ５２およびフォトカプラＰＣ２から構成されている。

図５に示す電源装置では、過負荷状態になるとフォトカプラＰＣ２に電流が流れる。フォトカプラＰＣ２の１次側のトランジスタは、制御回路ＣＯＮＴのＬＡＴＣＨ端子に接続されている。このＬＡＴＣＨ端子は、出力の過電圧保護のために用いられるＯＶＰ（Over Voltage Protection）端子と同様の機能を有し、フィードバック信号が入力されると電源を切らない限り、制御回路ＣＯＮＴが再び動作しないように制御される。これにより、過負荷状態になると制御回路ＣＯＮＴがラッチされて、電源装置が安全に停止する。すなわち、図５に示す従来の電源装置の過熱検出回路は、過負荷状態が継続するとスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを停止させて、電源装置が過熱することを防止する。また、図５に示す電源装置では、コンデンサＣ５２が追加されている。このコンデンサＣ５２は、抵抗Ｒ５３と組み合わされて時定数回路を形成し、過渡的な負荷では、電源装置が停止しないように制御している。

また、特許文献１は、スイッチング素子のオン時の両端電圧を検出して過熱保護を行うスイッチング電源装置を開示している。このスイッチング電源装置は、図６に示すように、スイッチング素子４のオン時の両端の電圧を基準電圧３６と比較して前者の方が大きい場合に、発振制御回路６の保護入力端子６ｐにスイッチング素子４のスイッチングを停止させる信号を与える過熱保護回路を備えている。この構成によれば、スイッチング素子４が異常発熱すると、そのオン時の抵抗が高くなり、同じ電流が流れていても正常時に比べて当該スイッチング素子４のオン時の両端の電圧が上昇する。そして、この電圧が基準値より高くなると、比較回路３８から発振制御回路６の保護入力端子６ｐに、スイッチング素子４のスイッチングを停止させる信号が与えられる。これによって、スイッチング素子４のスイッチング動作が停止するので、その異常発熱を抑えることができる。
特開平０５−１４６１４９号公報

図４および図５に示した従来の電源装置では、電流検出用の抵抗Ｒ５０をトランスＴの２次巻線Ｓと出力端子−Ｖｏｕｔとの間に設け、この抵抗Ｒ５０に流れる負荷電流に応じた電圧を発生させ、この発生させた電圧の大きさを検出することにより、過負荷であるか否かを検出している。したがって、抵抗Ｒ５０には負荷電流が常に流れるので、損失が増大し、効率を低下させているという問題がある。また、電流検出用の抵抗Ｒ５０には、一般に、大きな電流が流れるため、大型で且つ高価な抵抗器が必要になるという問題がある。

また、特許文献１（図６）に開示されたスイッチング電源装置では、スイッチング素子の両端電圧がオン時とオフ時で同じ方向であり、且つオン時の正常時の両端電圧と過熱時の両端電圧の差に比べ、オフ時の両端電圧は大きく異なるので、過熱の検出が困難である。また、ＭＯＳＦＥＴのようなユニポーラトランジスタであれば、オン抵抗は正の温度特性を持つが、バイポーラトランジスタのオン時の両端電圧は負の温度特性を持つので、過熱の検出が困難である。

本発明の課題は、簡単な回路で過熱を検出することができる電源装置の過熱検出回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、直流電源に接続されたトランスの１次巻線とスイッチング素子とからなる直列回路と、スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、トランスの２次巻線と出力端子との間に接続され、温度上昇に連れて順方向電圧が大きくなる特性を有するワイドギャップ半導体からなるダイオードと、ダイオードの順方向電圧を検出する検出回路とを備え、制御回路は、検出回路により所定の大きさの順方向電圧が検出された場合に、スイッチング素子のオン／オフを所定の時間だけ停止させることを特徴とする。

また、請求項２記載の発明は、直流電源に接続されたトランスの１次巻線とスイッチング素子とからなる直列回路と、スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、トランスの２次巻線と出力端子との間に接続され、温度上昇に連れて順方向電圧が大きくなる特性を有するワイドギャップ半導体からなるダイオードと、ダイオードの順方向電圧を検出する検出回路とを備え、制御回路は、検出回路により所定の順方向電圧が検出された場合に、スイッチング素子のオン／オフ期間を制御して出力電圧を低下させることを特徴とする。

また、請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２記載の発明において、ダイオードが、トランスの２次巻線に出力される電圧を整流する整流ダイオードとして機能するように接続されていることを特徴とする。

また、請求項４記載の発明は、請求項１〜請求項３のいずれか１項記載の発明において、ダイオードを、ショットキバリアダイオードから構成したことを特徴とする。

また、請求項５記載の発明は、請求項１〜請求項３のいずれか１項記載の発明において、ダイオードを、窒化物半導体により作製したことを特徴とする。

また、請求項６記載の発明は、請求項１〜請求項３のいずれか１項記載の発明において、ダイオードを、炭化ケイ素により作製したことを特徴とする。

本発明によれば、過熱検出に専用の抵抗を用いることなく、整流用のダイオードと兼用されるワイドギャップ半導体からなるダイオードを用いて過熱を検出するので、簡単な回路で過熱を検出することができる電源装置の過熱検出回路を提供できる。また、過熱検出用の抵抗を使用しないので、効率を向上させることができるとともに、安価な過熱検出回路を構成できる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の実施例１に係る電源装置の過熱検出回路は、ダイオードの順方向電圧の変化を利用して過電流を検出し、この検出した過電流によって過熱を検出する。ダイオードとしては、ワイドギャップ半導体が使用されている。ワイドギャップ半導体の代表例としては、III−Ｖ族半導体、特に窒化物半導体である窒化ガリウム（ＧａＮ）や炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが挙げられる。

まず、一般に使用されているシリコン（Ｓｉ）半導体により作製されたダイオード（以下、「Ｓｉダイオード」という）と、ワイドギャップ半導体の１つであるＳｉＣにより作製されたダイオード（以下、「ＳｉＣダイオード」という）のＶｆ−Ｉｆ特性の違いを、図１を参照しながら説明する。

一般のＳｉダイオードは、図１（ｂ）に示すように、順方向電流Ｉｆの増加に連れて順方向電圧Ｖｆも大きくなるので、同一温度という条件の下では、順方向電圧Ｖｆを検出することにより順方向電流Ｉｆを検出できるが、実際には順方向電圧Ｖｆによる損失が発生して素子の温度が上昇する。Ｓｉダイオードは、温度上昇に連れて順方向電圧Ｖｆが低下するという負の温度特性を有するので、順方向電流Ｉｆが増加したとしても、温度が上昇することにより順方向電圧Ｖｆは増加しない場合がある。その結果、負荷に直列にＳｉダイオードを挿入したとしても、負荷電流を検出できない。

これに対し、ＳｉＣダイオードは、図１（ａ）に示すように、順方向電流Ｉｆの増加に連れて順方向電圧Ｖｆが大きくなるとともに、温度が上昇するに連れて順方向電圧Ｖｆが大きくなる正の温度特性を有する。例えば、Ｓｉダイオードでは、電流５Ａにおいては、温度が２５°Ｃで順方向電圧Ｖｆが約０．８３Ｖ、１００°Ｃで約０．７Ｖ、１５０°Ｃで約０．６３Ｖであるのに対し、ＳｉＣダイオードでは、電流５Ａにおいて、温度２５°Ｃで順方向電圧が約１．８Ｖ、１００°Ｃで約２Ｖ、１５０°Ｃで約２．３Ｖである。すなわち、Ｓｉダイオードでは、順方向電圧Ｖｆを測定してもダイオードの温度を検出することはできないが、ＳｉＣダイオードでは、図２に示すように、順方向電圧Ｖｆを測定することにより、過負荷状態、換言すれば、ダイオードの過熱状態を検出することが可能になる。

図３は、上述した原理を用いた、本発明の実施例１に係る過熱検出回路が適用された電源装置の構成を示す図である。この電源装置は、過熱検出回路が、図５に示した従来の電源装置の過熱検出回路と異なるのみである。したがって、以下では、図５に示した従来の電源装置と異なる部分を中心に説明する。

過熱検出回路は、トランスＴの２次巻線の一端と出力端子−Ｖｏｕｔとの間に接続されたダイオードＤ５１と、このダイオードＤ５１に並列に接続された抵抗Ｒ６０およびダイオードＤ５２からなる直列回路と、抵抗Ｒ６０とダイオードＤ５２との接続点と基準電源Ｖｒｅｆとの間に直列に接続された抵抗Ｒ５１および抵抗Ｒ５２と、出力端子−Ｖｏｕｔと基準電源Ｖｒｅｆとの間に直列に接続された抵抗Ｒ５３およびＲ５８と、反転入力端子が抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２の接続点に接続され、非反転入力端子が抵抗Ｒ５３と抵抗Ｒ５８の接続点に接続されたオペアンプＺ１と、オペアンプＺ１の出力端子に一端が接続された抵抗Ｒ５９と、この抵抗Ｒ５９の他端と出力端子−Ｖｏｕｔとの間に接続されたコンデンサＣ５２と、反転入力端子が抵抗Ｒ５９の他端に接続され、非反転入力端子が基準電源Ｖｒｅｆに接続されたオペアンプＺ３と、このオペアンプＺ３の出力端子に一端が接続された抵抗Ｒ５４と、この抵抗Ｒ５４の他端と出力端子＋Ｖｏｕｔとの間に接続されたフォトカプラＰＣ２とから構成されている。

図５に示した従来の過熱検出回路との主な相違点は、以下の通りである。すなわち、ダイオードＤ５１としては、ワイドギャップ半導体である窒化物半導体からなるダイオード、炭化ケイ素からなるダイオードまたはショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）が使用されている。このダイオードＤ５１は、過電流を検出するとともに、トランスＴの２次巻線Ｓの出力を整流する整流ダイオードとして機能する。

また、ダイオードＤ５１は、その順方向電圧Ｖｆを測定しやすくするために、従来の正極側（出力端子＋Ｖｏｕｔ側）から負極側（出力端子−Ｖｏｕｔ側）に移動されている。過電流検出は、オペアンプＺ１で行われる。図５に示す従来の過熱検出回路の抵抗Ｒ５１を抵抗Ｒ６０と抵抗Ｒ５１に分割し、スイッチング素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ５１に発生する逆方向電圧をクランプするダイオードＤ５２が追加されている。なお、抵抗Ｒ５８は省略することも可能であるが、より設計しやすいように、バイアス用として追加されている。

この構成により、ダイオードＤ５１の順方向電圧Ｖｆが所定の電圧に達するとオペアンプＺ１の出力がＨレベルになる。オペアンプＺ１の出力は、過渡的な負荷に対して、電源装置が度々停止することを防止するために追加された抵抗Ｒ５９とコンデンサＣ５２による時定数回路を介して、オペアンプＺ３の反転入力端子に送られる。オペアンプＺ３の非反転入力端子には、基準電源Ｖｒｅｆから基準電圧が供給される。これにより、過熱が継続した場合、オペアンプＺ３の出力がＬレベルになり、フォトカプラＰＣ２に電流が流れて１次側の制御回路ＣＯＮＴがラッチされる。これにより、電源の発生が停止されて、電源装置は停止状態に保持される。

実施例１に係る過熱検出回路によれば、上記のように動作することにより、従来の電流検出用の抵抗Ｒ５０で発生していた余計な損失は発生しない。したがって、電源装置の効率が向上するとともに、電流検出用の抵抗Ｒ５０が不要になるという利点がある。

また、従来の電流検出用の抵抗Ｒ５０では、過電流（過熱）であると判定される負荷電流値は一定であるが、実施例１に係る過熱検出回路では、周囲温度により過熱であると判定される負荷電流値が変化するという特徴がある。すなわち、電源装置が過熱であるか否かはダイオードＤ５１の順方向電圧Ｖｆと基準電源Ｖｒｅｆの基準電圧によって決定されるので、周囲温度が低いときは、過熱であると検出されるまでの温度上昇は大きくなり、より多くの電力を取得できるという利点がある。

また、ダイオードＤ５１の順方向電圧Ｖｆを検出して過熱である旨を判定するように構成したので、逆方向の電圧が印加されるオフ時の電圧を対象外とすることが容易であり、監視に特殊な回路を必要としない。

また、Ｓｉダイオードは、順方向電圧Ｖｆに負の温度特性を持ち、温度が上昇すると順方向電圧Ｖｆが低下するので、順方向電圧Ｖｆを監視しても正確にダイオードＤ５１の温度を検出することはできない。これに対し、ワイドギャップ半導体を用いたダイオードは、順方向電圧Ｖｆに正の温度特性を有するので、ダイオードＤ５１を流れる電流が大きくなると、ダイオードＤ５１における損失が増加して温度が上昇するので、さらに順方向電圧Ｖｆが上昇する。このため、順方向電圧Ｖｆが上昇したことを検出するだけで、ダイオードＤ５１の過熱状態を検出できる。

また、過熱状態が検出されると、電源装置内の部品の温度が低下するまでの所定時間だけスイッチング素子Ｑ１のオン／オフが停止されるので、危険な状態になることを防ぐことができる。なお、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを停止する所定時間は、入力が遮断されるまで維持するように構成することができる。

また、過熱状態が検出されたら、出力電圧Ｖｏを低下させるように構成することもできる。出力端子＋Ｖｏｕｔおよび−Ｖｏｕｔに接続された負荷が動作しない電圧まで出力電圧Ｖｏを低下させると、負荷に影響を与えることなく、電源装置に使用される部品の温度は低下し、且つ、出力電圧Ｖｏの低下から過熱状態にあることを判定できる。出力電圧Ｖｏを低下させる期間は電源装置内の部品の温度が低下するまでの所定時間または入力が遮断されるまで維持するように構成することができる。

さらに、ダイオードＤ５１は、負荷に供給する直流電圧を生成する整流平滑回路の整流ダイオードと兼用するように構成できる。この構成によれば、新たにダイオードを追加する必要がない。

本発明に係る過熱検出回路は、過熱から部品を保護するスイッチング電源装置に利用可能である。

ＳｉＣダイオードとＳｉダイオードのＶｆ−Ｉｆ特性を比較して示す図である。本発明の実施例１に係る過熱検出回路の概念を示す図である。本発明の実施例１に係る過熱検出回路が適用された電源装置の構成を示す図である。従来の過熱検出回路が適用された電源装置の構成を示す図である。従来の過熱検出回路が適用された他の電源装置の構成を示す図である。従来の過熱検出回路が適用されたさらに他の電源装置の構成を示す図である。

符号の説明

Ｅ直流電源
Ｑ１スイッチング素子
Ｔトランス
Ｐトランスの１次巻線
Ｓトランスの２次巻線
Ｃトランスの補助巻線
Ｒ１、Ｒ５１〜Ｒ６０抵抗
Ｃ２、Ｃ５１、Ｃ５２コンデンサ
Ｄ４、Ｄ５１、Ｄ５２ダイオード
ＣＯＮＴ制御回路
ＰＣ１、ＰＣ２フォトカプラ
Ｚ１〜Ｚ３オペアンプ
Ｖｒｅｆ基準電源
＋Ｖｏｕｔ、−Ｖｏｕｔ出力端子

Claims

直流電源に接続されたトランスの１次巻線とスイッチング素子とからなる直列回路と、
前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、
前記トランスの２次巻線と出力端子との間に接続され、温度上昇に連れて順方向電圧が大きくなる特性を有するワイドギャップ半導体からなるダイオードと、
前記ダイオードの順方向電圧を検出する検出回路を備え、
前記制御回路は、前記検出回路により所定の大きさの順方向電圧が検出された場合に、スイッチング素子のオン／オフを所定の時間だけ停止させることを特徴とする電源装置の過熱検出回路。
直流電源に接続されたトランスの１次巻線とスイッチング素子とからなる直列回路と、
前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、
前記トランスの２次巻線と出力端子との間に接続され、温度上昇に連れて順方向電圧が大きくなる特性を有するワイドギャップ半導体からなるダイオードと、
前記ダイオードの順方向電圧を検出する検出回路を備え、
前記制御回路は、前記検出回路により所定の順方向電圧が検出された場合に、スイッチング素子のオン／オフ期間を制御して出力電圧を低下させることを特徴とする電源装置の過熱検出回路。
前記ダイオードは、前記トランスの２次巻線に出力される電圧を整流する整流ダイオードとして機能するように接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電源装置の過熱検出回路。
前記ダイオードは、ショットキバリアダイオードからなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電源装置の過熱検出回路。
前記ダイオードは、窒化物半導体により作製されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電源装置の過熱検出回路。
前記ダイオードは、炭化ケイ素により作製されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電源装置の過熱検出回路。