JP2007336794A - 半ブリッジ共振変換器 - Google Patents

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Abstract

【課題】電圧変換での電力損失を低減する電圧変換器を提供すること。
【解決手段】１次巻線Ｎ１と、第１および第２の終端ならびに中間点を有する２次巻線Ｎ２と、第１の電子スイッチ（Ｑ＋，Ｎ３）と、第２の電子スイッチ（Ｑ−，Ｎ３）と、第１の電力蓄積素子（Ｌ＋，Ｄ＋，Ｒ＋）と、第２の電力蓄積素子（Ｌ−，Ｄ−，Ｒ−）と、第１および第２の端子を有する負荷とを含む半ブリッジ共振変換器。２次巻線の第１の終端が、第１の電子スイッチおよび第１の電力蓄積素子と直列に接続され、２次巻線の第２の終端が、第２の電子スイッチおよび第２の電力蓄積素子と直列に接続され、負荷の第１の端子が、第１の電力蓄積素子および第２の電力蓄積素子と共通に接続され、負荷の第２の端子が２次巻線の中心点に接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は電圧変換器に関し、より詳細にはゼロ電圧変換損失および低消費電力損失を達成する同期半波整流変換器に関する。
従来の半ブリッジ変換器は、順方向電力変換に２つの電力スイッチを利用するが、これは小さな変圧器に適用可能なものである。半ブリッジ変換器の開発目的は、高性能電力アダプターを提供することである。電力供給産業の先進の製品では、現在、ＬＬＣ共振回路を利用して電力変換損失を低減し、電力変換効率を向上させて電力損失を低減する。
従来の変換器は、２次回路の電子スイッチ素子としてダイオードを使用するが、ダイオードがかなりの電力損失を起こすことになるので、変換器の変換効率を向上させるのが不可能である。したがって、２次回路の電子スイッチを改善して、著しい電力損失を回避することが、変換器の技術開発の目的となる。
本発明の目的は、２次側の電子スイッチとしてダイオードでなくトランジスタを使用して電圧変換での電力損失を低減する電圧変換器を提供することである。
上記の目的によれば、本発明の半ブリッジ共振変換器は、１次巻線と、第１および第２の終端ならびに中間点を有する２次巻線と、２次巻線の第１の終端に接続された第１の端子と、第２の端子とを有する第１の電子スイッチと、２次巻線の第２の終端に接続された第１の端子と、第２の端子とを有する第２の電子スイッチと、第１の電子スイッチの第２の端子に接続された第１の端部と、第２の端部とを有する第１の電力蓄積素子と、第２の電子スイッチの第２の端子に接続された第１の端部と、第２の端部とを有する第２の電力蓄積素子と、第１の電力蓄積素子の第２の端部と第２の電力蓄積素子の第２の端部とに共通に接続された第１の端子と、２次巻線の中心点に接続された第２の端子とを有する負荷とを含む。
配設された電力蓄積素子は、逆バイアスによる電子スイッチの過度の電力損失を防ぐことができ、したがって、本発明の半ブリッジ共振変換器は電力損失を最小化するという目的を達成することが可能である。
本発明の目的または特徴を添付の図によって詳細に説明するが、以下の図または例示の実施形態は単に説明のためのものであり、本発明の範囲の限定または縮小を意味するものではないことを理解し得る。
図１は、本発明の半ブリッジ共振変換器の回路図を示し、この回路は、１次巻線と、第１および第２の終端ならびに中間点を有する２次巻線Ｎ２と、２次巻線の第１の終端に接続された第１の端子と、第２の端子とを有する第１の電子スイッチと、２次巻線の第２の終端に接続された第１の端子と、第２の端子とを有する第２の電子スイッチと、第１の電子スイッチの第２の端子に接続された第１の端部と、第２の端部とを有する第１の電力蓄積素子と、第２の電子スイッチの第２の端子に接続された第１の端部と、第２の端部とを有する第２の電力蓄積素子と、第１の電力蓄積素子の第２の端部と第２の電力蓄積素子の第２の端部とに共通に接続された第１の端子と、２次巻線の中心点に接続された第２の端子とを有する負荷とを含む。
２次巻線の第１の電子スイッチは、ＭＯＳＦＥＴＱ＋と巻線Ｎ３の組合せであり、第２の電子スイッチはＭＯＳＦＥＴＱ−と巻線Ｎ３の組合せであり、その結果、２次巻線が同期整流の目的を達成することが可能である。第１の電子スイッチの動作は、第２の電子スイッチの逆であり、２次巻線の第１の終端または第２の終端を交互に負荷に伝導させて半波整流の目的を達成する。さらに、第１の電子スイッチの巻線Ｎ３および第２の電子スイッチの巻線Ｎ３は、同じコイル巻数を有する同一の巻線である。
フィルタ・インダクタンスＬ＋、Ｌ−は、第１の電子スイッチおよび第２の電子スイッチからの出力電流を整流するために、第１の電子スイッチおよび第２の電子スイッチに別々に接続される。フィルタ・インダクタンスＬ＋、Ｌ−の電力放出経路を提供するために、フィルタ・インダクタンスＬ＋はダイオードＤ＋と抵抗Ｒ＋とを直列接続したものと並列に接続されて第１の電力蓄積素子を形成しており、また、フィルタ・インダクタンスＬ−はダイオードＤ−と抵抗Ｒ−とを直列接続したものと並列に接続されて第２の電力蓄積素子を形成しており、それによって負荷の出力電圧Ｖ０と２次巻線の第１の終端電圧Ｖ’との間の電圧降下が克服されている。
本発明は、従来の半ブリッジ変換器の電力損失および変換効率を改善するためのものである。図２は、従来の半ブリッジ変換器の回路構成図を示す。変換器は一次側回路および２次側回路を含み、Ｖｄは入力電圧であり、Ｖ０は出力測定電圧であり、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との間のコイル巻数比は、Ｎ＝Ｎ１／Ｎ２である。
図３は、半ブリッジ変換器の動作波形を示す。変換器の前半サイクルと後半サイクルが、対称な動作モードであるので、したがって、半ブリッジ変換器は前半サイクルまでを、以下のモードに分割すればよい。
［モード１（ｔ０〜ｔ１）］
モード１の状態では、トランジスタＱＨおよびＱＬは、どちらも非導通である。共振コイルＬｒおよび磁化コイルＬｍの初期電流は、Ｉ０に初期化され、共振キャパシタＣｒの初期電圧はＶ０に初期化される。Ｉ０が０未満であるので、Ｉ０の電流の導電波形は図４に示されるものとなる。また、磁化コイルＬｍのブリッジ電圧がｎＶ０に固定されているので、したがって磁化コイルＬｍは一定の直流電圧源（ＤＣ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｏｕｒｃｅ）と見なすことができ、共振電流ＩＬｒと共振キャパシタＣｒの電流も等しく、したがって次式が得られる。
Figure 2007336794
 さらに、共振コイルＬｒおよび共振キャパシタＣｒの電流および電圧の式は、次のように得ることができる。
Figure 2007336794
 上式によれば、ｔ０からｔ１までの、共振コイルＬｒおよび共振キャパシタＣｒの電流および電圧波形は、図３に示されるように得ることができる。
ここで、磁化コイルＬｍは一定の直流電圧源と見なすことができるので、したがって、１次側の共振コイルＬｒおよび共振キャパシタＣｒは共振するものと見なすことができ、共振周波数は次の通りである。
Figure 2007336794
 また、特性インピーダンスＺ０１は、次のように得ることができる。
Figure 2007336794
 一方、磁化コイルＬｍの電流の式は、次のように導出することができる。
Figure 2007336794
 また、磁化コイルＬｍの電流の傾き（Ｓｌｏｐｅ）は、次のように表すことが可能である。
Figure 2007336794
 上式によれば、ｔ０からｔ１までの磁化コイルＬｍの電流波形は、図３に示されるように得ることができる。
共振電流ＩＬｒが０より大きいとき、共振電流ＩＬｒの電流が逆方向になり、したがって、ダイオードＤＨが遮断されることになり、次いで、半ブリッジ変換器の動作モードは、モード２に入ることになる。
［モード２（ｔ１〜ｔ２）］
モード２の状態では、共振電流ＩＬｒが逆方向であり、したがって、トランジスタＱＨが導通し、電流の導電波形が図５に示される。モード１と同じで、磁化コイルＬｍは一定の直流電圧源と見なすことができ、共振電流ＩＬｒと共振キャパシタＣｒの電流も等しく、したがって次式が得られる。
Figure 2007336794
 さらに、共振コイルＬｒおよび共振キャパシタＣｒの電流および電圧の式は、次のように得ることができる。
Figure 2007336794
 上式によれば、ｔ１からｔ２までの、共振コイルＬｒおよび共振キャパシタＣｒの電流および電圧波形は、図３に示されるように得ることができる。
共振周波数および特性インピーダンス（ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）も、モード１の状態のものと同じである。
Figure 2007336794
 また、磁化コイルＬｍの電流の式は、次のように導出することができる。
Figure 2007336794
 また、磁化コイルＬｍの電流の傾きは、次のように表すことが可能である。
Figure 2007336794
 上式によれば、ｔ１からｔ２までの磁化コイルＬｍの電流波形は、図３に示されるように得ることができる。
２次側の電流Ｉ２は、２次側回路のトランジスタの極性から逆になることができず、したがって、１次側の相対電流Ｉ１は、０未満にはならないはずである。したがって、共振電流ＩＬｒおよび磁化電流ＩＬｍが同じならば、半ブリッジ変換器はモード３に入ることになる。
［モード３（ｔ２〜ｔ３）］
モード３の状態では、共振電流ＩＬｒと磁化電流ＩＬｍが等しく、１次側電流Ｉ１が０となり、電流波形は図６に示される。共振コイルＬｒと磁化コイルＬｍは直列に接続され、共振キャパシタＣｒと共振し、電流に関する式は次のように得ることができる。
Figure 2007336794
 さらに、共振コイルＬｒおよび共振キャパシタＣｒの電流および電圧の式は、次のように得ることができる。
Figure 2007336794
 上式によれば、ｔ２からｔ３までの、共振コイルＬｒおよび共振キャパシタＣｒの電流および電圧波形は、図３に示されるように得ることができる。
ここで、共振コイルＬｒと磁化コイルＬｍは直列に接続されていて共振キャパシタＣｒと共振し、したがって、共振周波数は次のように得ることができる。
Figure 2007336794
 また、特性インピーダンスＺ０２は、次のように得ることができる。
Figure 2007336794
 したがって、磁化コイルＬｍの電流の式は、次のように導出することができる。
Figure 2007336794
 さらに、上式によれば、ｔ２からｔ３までの磁化コイルＬｍの電流波形は図３に示されるように得ることができ、１次側電流Ｉ１は０になる。２次側電流Ｉ２と１次側電流Ｉ１が正比例するので、次のような関係を得ることができる。
Figure 2007336794
 そのため、モード３の状態では、共振コイルＬｒおよび磁化コイルＬｍの電流は全て等しく、傾きはモード１およびモード２の状態のものより小さい。
Figure 2007336794
 １次側のトランジスタＱＨがオフになると、モード３は終了することになる。
図７は、本発明の半ブリッジ共振変換器および従来の半ブリッジ共振変換器の要素の導通状態を示す。従来型半ブリッジ共振変換器の２次巻線の回路で電子スイッチとして使用されているダイオードＤ＋およびＤ−は、かなりの電力損失をもたらすことになる。図８は、電子スイッチ・ダイオードＤ＋およびＤ−としてショットキー・ダイオードを使用し、例えば１６Ａの電流が流れるときの損流（ｌｏｓｓ ｃｕｒｒｅｎｔ）波形を示す。ショットキー・ダイオードが従来型ショットキー・ダイオードで、その順方向電圧降下が約０．５Ｖであるとすると、電力損失はおよそ次式となる。
Ｐｄ＝ＶＦ×Ｉ０＝０．５×１６＝８Ｗ
また、ショットキー・ダイオードが低電圧降下型ショットキー・ダイオードで、その順方向電圧降下が約０．３Ｖであるとすると、電力損失はおよそ次式となる。
Ｐｄ＝ＶＦ×Ｉ０＝０．３×１６＝４．８Ｗ
ダイオードＤ＋およびＤ−をＭＯＳＦＥＴＱ＋およびＱ−と入れ替えると、電力損失は大幅に低減されることになる。図９は、電子スイッチ・ダイオードＤ＋およびＤ−の代わりにＭＯＳＦＥＴを使用したときの損流波形を示し、導通状態のＭＯＳＦＥＴの順方向電圧降下が約０．０７Ｖであり、導通状態のボディ・ダイオードの電圧降下が約０．６Ｖであり、一方、ＭＯＳＦＥＴの導通時間はボディ・ダイオードの導通時間のおよそ２倍であるので、したがって電力損失はおよそ次式となる。
Ｐｄ＝ＶＦ×Ｉ０＝０．０７×１６×２／３＋０．６×１６×１／３＝３．９Ｗ
電子スイッチとしてダイオードをＭＯＳＦＥＴに入れ替えると、逆方向バイアスの問題を招くことになる。モード３の状態では、２次側電流Ｉ２は０であり、Ｖ’およびＶ０には電圧降下があり、したがってＭＯＳＦＥＴが逆方向バイアスを生成する可能性があり、次いでこの逆方向バイアスがボディ・ダイオードを導通させて、大幅な電力損失の増大を招くことになる。したがって、本発明は、電子スイッチの後に電力蓄積素子を直列に接続し、フィルタ・インダクタンスＬ＋およびＬ−を使用してＶ’とＶ０の間の電圧差を解消する。
Figure 2007336794
 Ｄ＋がＲ＋と直列に、Ｄ−がＲ−と直列に、というようにダイオードが抵抗と直列に接続されて、電力蓄積素子内でフィルタ・インダクタンスＬ＋およびＬ−の電力を放出する経路を形成する。モード３が終了すると、フィルタ・インダクタンスＬ＋およびＬ−は、Ｄ＋とＲ＋の直列接続ならびにＤ−とＲ−の直列接続の電力放出経路を経由してコイルに蓄積された電力を放出することになる。それによって、本発明の半ブリッジ共振変換器は、逆バイアスが招くボディ・ダイオードの導通問題を克服することができる。図１０は、本発明の半ブリッジ共振変換器の損流波形を示す。ＭＯＳＦＥＴが導通状態にある間の順方向電圧降下は約０．０７Ｖであり、したがって、電力損失はおよそ次式となる。
Ｐｄ＝ＶＦ×Ｉ０＝０．０７×１６＝１．１２Ｗ
電力損失値の上記比較によれば、本発明の半ブリッジ共振変換器は、電力損失を最小化するという目的を達成することが可能である。
本発明を実施例および好ましい実施形態の点から説明したが、本発明はそれに限定されないことを理解し得る。当業者であれば、添付の特許請求の範囲および最も広範囲の解釈の下で、種々の変更および類似の配置および手順方法を行うことが可能である。
本発明の半ブリッジ共振変換器の回路図。 従来の半ブリッジ共振変換器の回路図。 従来の半ブリッジ共振変換器の電流波形を示す図。 従来の半ブリッジ共振変換器のモード１における電流導通循環路の図。 従来の半ブリッジ共振変換器のモード２における電流導通循環路の図。 従来の半ブリッジ共振変換器のモード３における電流導通循環路の図。 本発明の半ブリッジ共振変換器および従来の半ブリッジ共振変換器の要素の導電波形を示す図。 電子スイッチ・ダイオードＤ＋およびＤ−としてショットキー・ダイオードを使用したときの損流波形を示す図。 電子スイッチ・ダイオードＤ＋およびＤ−としてＭＯＳＦＥＴを使用したときの損流波形を示す図。 本発明の半ブリッジ共振変換器の損流波形を示す図。
符号の説明
Ｎ１：１次巻線、Ｎ２：２次巻線、Ｑ＋：第１の電子スイッチ、Ｑ−：第２の電子スイッチ、Ｎ３：第３の巻線、Ｌ＋，Ｄ＋，Ｒ＋：第１の電力蓄積素子、Ｌ−，Ｄ−，Ｒ−：第２の電力蓄積素子。

Claims (7)

  1. 半ブリッジ共振変換器であって、
    １次巻線と、
    第１および第２の終端ならびに中心点を有する２次巻線と、
    前記２次巻線の第１の終端に接続された第１の端子と、第２の端子とを有する第１の電子スイッチと、
    前記２次巻線の第２の終端に接続された第１の端子と、第２の端子とを有する第２の電子スイッチと、
    前記第１の電子スイッチの第２の端子に接続された第１の端部と、第２の端部とを有する第１の電力蓄積素子と、
    前記第２の電子スイッチの第２の端子に接続された第１の端部と、第２の端部とを有する第２の電力蓄積素子と、
    前記第１の電力蓄積素子の第２の端部と前記第２の電力蓄積素子の第２の端部とに共通に接続された第１の端子と、前記２次巻線の中心点に接続された第２の端子とを有する負荷と、を備える半ブリッジ共振変換器。
  2. 前記第１の電子スイッチの動作が前記第２の電子スイッチと逆であり、当該第１の電子スイッチの動作によって、前記２次巻線の第１の終端または第２の終端が前記負荷に交互に伝導される、請求項１に記載の半ブリッジ共振変換器。
  3. 前記第１の電子スイッチが、ＭＯＳＦＥＴと、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート（Ｇ）とソース（Ｓ）とに橋絡された第３の巻線とを含み、前記第１の電子スイッチの第１の端子が前記ＭＯＳＦＥＴのソース（Ｓ）であり、前記第１の電子スイッチの第２の端子が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン（Ｄ）である、請求項１に記載の半ブリッジ共振変換器。
  4. 前記第２の電子スイッチが、ＭＯＳＦＥＴと、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート（Ｇ）とソース（Ｓ）とに橋絡された第３の巻線とを含み、前記第２の電子スイッチの第１の端子が前記ＭＯＳＦＥＴのソース（Ｓ）であり、前記第２の電子スイッチの第２の端子が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン（Ｄ）である、請求項１に記載の半ブリッジ共振変換器。
  5. 前記第１の電子スイッチの第３の巻線および前記第２の電子スイッチの第３の巻線が同じコイル巻数を有する同一の巻線である、請求項３または請求項４に記載の半ブリッジ共振変換器。
  6. 前記第１の電力蓄積素子が、ダイオードと抵抗との直列接続と、それに並列接続されたコイルとの組合せであり、前記コイルの電力が前記ダイオードと抵抗との直列接続を通して放出され、前記第１の電力蓄積素子の第１の端部が前記ダイオードの正の端子であり、前記第１の電力蓄積素子の第２の端部が前記抵抗と前記コイルとの接続端部である、請求項１に記載の半ブリッジ共振変換器。
  7. 前記第２の電力蓄積素子が、ダイオードと抵抗との直列接続と、それに並列接続されたコイルとの組合せであり、前記コイルの電力が前記ダイオードと抵抗との直列接続を通して放出され、前記第２の電力蓄積素子の第１の端部が前記ダイオードの正の端子であり、前記第２の電力蓄積素子の第２の端部が前記抵抗と前記コイルとの接続端部である、請求項１に記載の半ブリッジ共振変換器。
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