JP2007325332A

JP2007325332A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2007325332A
Application number: JP2006149518A
Authority: JP
Inventors: Nobuhiro Tada; 信裕多田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2006-05-30
Filing date: 2006-05-30
Publication date: 2007-12-13
Anticipated expiration: 2026-05-30
Also published as: JP5026737B2

Abstract

【課題】スイッチング用トランジスタのデッドタイムを精度よく調整することができると共に、スイッチング用のトランジスタを介した貫通電流を有効に抑制すること。
【解決手段】所定の時間間隔をおいて第１及び第２のパルス信号を生成するパルス生成回路（１１０）と、第１及び第２の１次巻線と第１及び第２の２次巻線とを有し、前記第１及び第２のパルス信号がそれぞれ前記第１及び第２の１次側巻線に供給されたパルストランス（１４０）と、前記パルストランスの第１及び第２の２次巻線に誘起された電圧に基づき相補的にスイッチング動作する第１及び第２のトランジスタ（１６１，１６２）と、前記第１及び第２のトランジスタのスイッチング動作に基づき励磁される１次巻線を有するトランスと、前記トランスの２次巻線に誘起された電力を整流する整流回路を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング用のトランジスタで発生する瞬時的な貫通電流を防止するための技術に関する。

図５に、従来のスイッチング電源装置の構成を示す。同図に示すスイッチング電源装置は、入力コンデンサＣｉｎ、スイッチング用のトランジスタＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤ、トランスＴ、整流用のダイオードＤＡ，ＤＢ、出力巻線Ｌｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔを備えて構成される。

このスイッチング電源装置によれば、入力端子ＴＩＮ１，ＴＩＮ２に印加された所定電圧（Ｖｉｎ）の直流入力電力がトランジスタＱＡ〜ＱＤからなるフルブリッジ回路のスイッチング動作により交流電力に変換されてトランスＴの１次巻線ＬＡに供給され、その２次巻線ＬＢ，ＬＣに所望電圧の交流電力が誘起される。これら２次巻線ＬＢ，ＬＣに誘起された交流電力は、主ダイオードＤＡ，ＤＢにより整流された後、出力巻線Ｌｏｕｔ及び出力コンデンサＣｏｕｔにより平滑されて出力端子ＴＯＵＴ１，ＴＯＵＴ２を介して出力される。

ところで、上述のスイッチング電源装置によれば、トランジスタＱＡ〜ＱＤがスイッチング動作する過程において、トランジスタＱＡ，ＱＤとトランジスタＱＢ，ＱＣとが相補的にオン／オフ状態となるが、このとき、トランジスタＱＡとトランジスタＱＢ、またはトランジスタＱＣとトランジスタＱＤとが同時にオン状態になる期間が発生すると、これらトランジスタを介して電源−グランド間に貫通電流が発生するという不都合がある。

この貫通電流を抑制するための第１の従来技術として、トランジスタＱＡ〜ＱＤのうち、電源−グランド間に直列接続された一対のトランジスタがスイッチングする際に、これらトランジスタが共にオフ状態となる期間（デッドタイム）を設ける手法が知られている。この手法の一例としては、図６に示すように、トランジスタＱＡ〜ＱＤのゲートに印加される信号ＳＡ〜ＳＤの遷移領域における波形に意図的に傾きを設けて各波形の急峻な変化を抑えることにより、スイッチング時の各トランジスタのオン抵抗を高める手法がある。

図６に示す例では、例えば信号ＳＡ，ＳＢの遷移領域において、各信号に基づきスイッチングするトランジスタＱＡ，ＱＢの各オン抵抗が顕在化し、このオン抵抗によりトランジスタＱＡ，ＱＢを介した貫通電流が抑制される。信号ＳＣ，ＳＤに基づきスイッチングするトランジスタＱＣ，ＱＤについても同様である。

また、上記貫通電流を抑制する第２の従来技術として、スイッチング用のトランジスタと直列にインダクタを接続し、このインダクタにより瞬時的な貫通電流を抑制する技術が提案されている（特許文献１参照）。
特開平９−１４０１６３号公報

しかしながら、上述の第１の従来技術によれば、デッドタイムを精度よく調整することが困難であると共に、大きなデッドタイムを設定した場合には、スイッチング用のトランジスタのゲートに印加される信号の遷移期間において各トランジスタのオン抵抗による電力損失が増大するという問題もある。
また、上述の第２の従来技術によれば、デッドタイムを設けないため、基本的には貫通電流を許容すると共に、スイッチング用のトランジスタと直列接続されたインダクタにより、トランスＴの１次巻線ＬＡに供給される電流も影響を受けるという問題がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング用トランジスタのデッドタイムを精度よく調整することができると共に、スイッチング用のトランジスタを介した貫通電流を有効に抑制することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明に係るスイッチング電源装置は、所定の時間間隔をおいて第１及び第２のパルス信号を生成するパルス生成回路と、第１及び第２の１次巻線と第１及び第２の２次巻線とを有し、前記第１及び第２のパルス信号がそれぞれ前記第１及び第２の１次側巻線に供給されたパルストランスと、前記パルストランスの第１及び第２の２次巻線に誘起された電圧に基づき相補的にスイッチング動作する第１及び第２のトランジスタと、前記第１及び第２のトランジスタのスイッチング動作に基づき励磁される１次巻線を有するトランスと、前記トランスの２次巻線に誘起された電力を整流する整流回路とを備えたスイッチング電源装置の構成を有する。

例えば、前記所定の時間間隔に対応する期間において、前記第１及び第２のトランジスタが共にオフ状態となる。
また、例えば、前記パルストランスの２次巻線と前記第１及び第２のトランジスタの制御電極との間にドライブ回路を更に備える。

本発明によれば、パルストランスの１次側に所定の時間間隔をおいて第１及び第２のパルス信号を印加し、このパルストランスの２次側に誘起される電圧によりスイッチング用トランジスタを駆動するようにしたので、スイッチング用トランジスタのデッドタイムを精度よく調整することが可能になると共に、スイッチングの際の貫通電流を有効に防止することができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
図１に、本実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成を示す。図１において、前述の図５に示す要素と共通する要素には同一符号を付す。
図１に示すように、本スイッチング電源装置は、スイッチング回路１００、トランスＴ、整流用のダイオードＤＡ，ＤＢ、出力インダクタＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔを備えて構成される。このうち、スイッチング回路１００はトランスＴの１次巻線を励磁するためのものである。また、ダイオードＤＡ，ＤＢは、トランスＴの２次巻線に誘起された電力を整流するための整流回路を構成し、出力インダクタＬｏｕｔ及び出力コンデンサＣｏｕｔは、整流された電力を平滑するための平滑回路を構成する。

図２に、スイッチング回路１００の詳細な構成を示す。
図２に示すように、スイッチング回路１００は、パルス発生回路１１０と、トランジスタＱ１，Ｑ２からなるドライブ回路１２１と、トランジスタＱ３，Ｑ４からなるドライブ回路１２２と、コンデンサ１３１，１３２と、パルストランス１４０と、ドライブ回路１５１，１５２と、スイッチング用トランジスタ１６１，１６２と、電解コンデンサ１７１，１７２とから構成される。

ここで、パルス発生回路１１０は、図３に示すパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２を生成するものであり、電源ＶＤＤ（例えば１２Ｖ）が給電されて動作する。パルス信号Ｓ１１，Ｓ１２は、所定の時間間隔ｔＤをおいて生成される。即ち、パルス信号Ｓ１１のハイレベルの期間とパルス信号Ｓ１２のハイレベルの期間との間には、時間間隔ｔＤに相当する期間が設定され、この時間間隔ｔＤに相当する期間ではパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２は共にローレベルになり、その他の期間では、パルス信号Ｓ１１，Ｓ１２の各信号レベルは相補的に変化する。ただし、上記の時間間隔ｔＤは、スイッチング用のトランジスタ１６１のオン期間に対応するパルス信号Ｓ１１の信号区間とスイッチング用のトランジスタ１６２のオン期間に対応するパルス信号Ｓ１２の信号区間との間の期間を意味するものであり、その限度において、各パルス信号の信号レベルをどのように取り決めても良い。

説明を図２に戻す。ドライブ回路１２１，１２２は、パルス生成回路１１０から出力されたパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２をパルストランス１４０の１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２にそれぞれ供給するものであり、ドライブ回路１２１の入力部にはパルス信号Ｓ１１が供給され、ドライブ回路１２２の入力部にはパルス信号Ｓ１２が供給される。基本的に、ドライブ回路１２１，１２２は、パルス生成回路１１０から出力されたパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２と同じ電圧波形を出力するものであるから、本実施形態では、ドライブ回路１２１，１２２の出力信号をパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２として説明する。

パルストランス１４０は、１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２と２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２とを備えて構成され、１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２と２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２とは磁気的に接合されている。本実施形態では、１次巻線Ｌ１１と２次巻線Ｌ２１との間の磁気的結合関係は、１次巻線Ｌ１１の一端（ドライブ回路１２１の出力部との接続端）にハイレベルの電圧が印加されたときに２次巻線Ｌ２１の一端（ドライブ回路１５１の入力部との接続端）に同位相の電圧が誘起されるように設定されている。また、１次巻線Ｌ１１と２次巻線Ｌ２２との間の磁気的結合関係は、１次巻線Ｌ１１の一端（ドライブ回路１２１の出力部との接続端）にハイレベルの電圧が印加されたときに２次巻線Ｌ２２の一端（ドライブ回路１５２の入力部との接続端）には逆位相の電圧が誘起されるように設定されている。

また、１次巻線Ｌ１２と２次巻線Ｌ２１との間の磁気的結合関係は、１次巻線Ｌ１２の一端（ドライブ回路１２２の出力部との接続端）にローレベルの電圧が印加されたときに２次巻線Ｌ２１の一端（ドライブ回路１５１の入力部との接続端）には逆位相の電圧が誘起されるように設定されている。更に、１次巻線Ｌ１２と２次巻線Ｌ２２との間の磁気的結合関係は、１次巻線Ｌ１２の一端（ドライブ回路１２２の出力部との接続端）にローレベルの電圧が印加されたときに２次巻線Ｌ２１の一端（ドライブ回路１５２の入力部との接続端）にも同位相の電圧が誘起されるように設定されている。

上記ドライブ回路１２１の出力部はパルストランス１４０の１次巻線Ｌ１１の一端に接続され、この１次巻線Ｌ１１の他端はコンデンサ１３１を介して接地される。また、ドライブ回路１２２の出力部はパルストランス１４０の１次巻線Ｌ１２の一端に接続され、この１次巻線Ｌ１２の他端はコンデンサ１３２を介して接地される。

パルストランス１４０の２次巻線Ｌ２１の一端はドライブ回路１５１を介してスイッチング用トランジスタ１６１のゲート（制御電極）に接続され、この２次巻線Ｌ２１の他端はスイッチング用トランジスタ１６１のソースに接続される。また、パルストランス１４０の２次巻線Ｌ２２の一端はドライブ回路１５２を介してスイッチング用トランジスタ１６２のゲート（制御電極）に接続され、この２次巻線Ｌ２２の他端はスイッチング用トランジスタ１６２のソースに接続される。

スイッチング用トランジスタ１６１のドレインは電源ＶＰＰ（例えば１００Ｖ）に接続され、そのソースは、上記２次巻線Ｌ２１の他端と共にトランジスタ１６２のドレインに接続される。トランジスタ１６２のソースは、２次巻線Ｌ２２の他端と共に接地される。また、電源ＶＰＰには、電解コンデンサ１７１の陽極が接続され、この電解コンデンサ１７１の陰極は電解コンデンサ１７２の陽極に接続され、この電解コンデンサ１７２の陰極は接地される。

上記スイッチング用トランジスタ１６１とトランジスタ１６２との間の接続点Ａは（即ちトランジスタ１６１のソースとトランジスタ１６２のドレイン）は、図１に示すトランスＴの１次巻線ＬＡの一端に接続される。また、電解コンデンサ１７１と電解コンデンサ１７２との間の接続点Ｂは図１に示すトランスＴの１次巻線ＬＡの他端に接続される。

次に、本実施形態の動作について、スイッチング回路１００に着目して説明する。
図２において、パルス生成回路１１０が生成した図３に示すパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２は、それぞれ、ドライブ回路１２１，１２２を介して、パルストランス１４０の１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２に供給される。
パルストランス１４０は、パルス生成回路１１０から１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２にパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２が供給されると、図３に示すパルス信号Ｓ２１の電圧を２次巻線Ｌ２１に誘起すると共に、同図に示すパルス信号Ｓ２２の電圧を２次巻線Ｌ２２に誘起する。

ここで、図３において、２次巻線Ｌ２１に誘起されるパルス信号Ｓ２１の電圧波形は、１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２に供給されたパルス信号Ｓ１１，Ｓ１２を合成した波形となる。即ち、パルス信号Ｓ２１の電圧波形について説明すると、パルス信号Ｓ１１がハイレベルとなる時刻ｔ１〜ｔ２の期間ではパルス信号Ｓ１１と同位相の正電圧となり、パルス信号Ｓ１１，Ｓ１２がローレベルとなる時刻ｔ２〜ｔ３の期間ではグランド電位となり、パルス信号Ｓ１２がハイレベルとなる時刻ｔ３〜ｔ４の期間では、パルス信号Ｓ１２と逆位相の負電位となる。

続いて、パルス信号Ｓ２２の電圧波形について説明すると、パルス信号Ｓ１１がハイレベルとなる時刻ｔ１〜ｔ２の期間ではパルス信号Ｓ１１と逆位相の負電圧となり、パルス信号Ｓ１１，Ｓ１２がローレベルとなる時刻ｔ２〜ｔ３の期間ではグランド電位となり、パルス信号Ｓ１２がハイレベルとなる時刻ｔ３〜ｔ４の期間では、パルス信号Ｓ１２と同位相の正電位となる。

上述のように合成されたパルス信号Ｓ２１，Ｓ２２は、それぞれ、図２に示すスイッチング用トランジスタ１６１，１６２のゲートに供給される。そして、スイッチング用トランジスタ１６１は、パルス信号Ｓ２１の正電圧の期間（ｔ１〜ｔ２）でオン状態となり、スイッチング用トランジスタ１６２は、パルス信号Ｓ２２の正電圧の期間（時刻ｔ３〜ｔ４）の期間でオン状態となり、これらスイッチング用トランジスタ１６１，１６２は、時間間隔ｔｄに相当する時刻ｔ２〜ｔ３の期間を挟んで相補的にスイッチング動作する。

ここで、時間間隔ｔｄに相当する時刻ｔ２〜ｔ３の期間では、トランジスタ１６１，１６２のゲートにはグランド電位（０Ｖ）が印加されるので、トランジスタ１６１，１６２の双方がオフ状態になる。従って、これらトランジスタ１６１，１６２がスイッチングする際に、双方のトランジスタが共にオン状態になることがなくなり、これらトランジスタを介した貫通電流が阻止される。そして、このスイッチング動作の結果、電源ＶＰＰの振幅を有するパルス信号がトランジスタ１６１，１６２の接続点Ａ，Ｂを介して図１に示すトランスＴの１次巻線ＬＡの一端に出力される。

図１に示すトランスＴの１次巻線ＬＡは、上述の図２に示すパルス生成回路１００から出力されるパルス信号によって励磁され、このトランスＴの２次巻線ＬＢ，ＬＣに誘起された電力はダイオードＤＡ，ＤＢにより整流された後、出力インダクタＬｏｕｔ及び出力コンデンサＣｏｕｔにより平滑され、出力端子ＴＯＵＴ１，ＴＯＵＴ２を介して外部に出力される。

ここで、スイッチング用トランジスタ１６１がオン状態にあり、スイッチング用トランジスタ１６２がオフ状態にある場合、トランジスタ１６１から出力された高電圧（ＶＰＰ）は、接続点Ａから図１に示すトランスＴの１次巻線ＬＡを介して接続点Ｂに供給され、電解コンデンサ１７２を充電すると共に電解コンデンサ１７１を放電する。このときの充放電電流により１次巻線ＬＡが励磁される。

その後、スイッチング用トランジスタ１６１がオフ状態に遷移すると共に、スイッチング用トランジスタ１６２がオン状態に遷移すると、トランジスタ１６２から出力された低電圧（グランド電位）は、接続点Ｂから図１に示すトランスＴの１次巻線ＬＡを介して接続点Ａに供給され、電解コンデンサ１７１を充電すると共に電解コンデンサ１７２を放電する。このときの充放電電流により１次巻線ＬＡが励磁される。結局、スイッチング用トランジスタ１６１，１６２及び電解コンデンサ１７１，１７２はハーフブリッジ回路として機能してトランスＴの１次巻線を励磁する。

上述の本実施形態によれば、パルス生成回路１１０においてパルス信号Ｓ１１とパルス信号Ｓ１２との間の時間間隔ｔＤを調整することにより、デッドタイムを精度よく調整することが可能になる。従って、電力損失を増加させることなく、スイッチング用のトランジスタ１６１，１６２を介した貫通電流を有効に抑制することが可能になる。

また、次に説明するように、スイッチングの開始初期において、パルス信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形を安定化させることが可能になる。
図４に、参考として、本実施形態のパルストランス１４０を使用せず、１次巻線Ｌ１１および２次巻線Ｌ２１を１つのパルストランスで構成し、１次巻線Ｌ１２および２次巻線Ｌ２２を別なパルストランスで構成した場合のパルス信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形を示す。

上述のように、本実施形態では、１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２の各入力電圧波形を合成したものが２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に誘起されるが、仮に、１次巻線Ｌ１１が２次巻線Ｌ２１のみに磁気的に結合され、１次巻線Ｌ１２が２次巻線Ｌ２２のみに磁気的に結合されたものとした場合には、図４に示すように、パルス信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形が安定するまでに時間を要し、初期波形が不安定になる。これは、１つのパルストランスのコア内に一方向の磁束しか発生しないことに起因している。

これに対し、本実施形態によれば、パルストランス１４０のコアには、１次巻線Ｌ１１による磁束と１次巻線Ｌ１２による磁束とが互いに逆方向に同時的に形成されるため、２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に誘起されるパルス信号Ｓ２１，Ｓ２２の初期電位が安定化される。従って、本実施形態によれば、スイッチングの開始初期からパルス信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形を安定化させることが可能になり、スイッチング電源装置の動作を安定化させることが可能になる。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変形可能である。
例えば、上述の実施形態では、パルストランス１４０の１次巻線Ｌ１１，Ｌ１２と２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２との磁気的結合関係の一例を示したが、これに限定されることなく、所定の時間間隔ｔＤを設けてトランジスタ１６１，１６２を相補的にスイッチング動作させる限り、パルストランス１４０の１次巻線と２次巻線との間の磁気的結合関係をどのように取り決めても良い。

また、上述の実施形態では、ドライブ回路１５１，１５２は、必要に応じて設ければよく、パルストランス１４０の２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に誘起される電圧でトランジスタ１６１，１６２のゲートを直接的に駆動してもよい。また、トランジスタ１６１，１６２及び電解コンデンサ１７１，１７２によりハーフブリッジ回路を構成したが、これに限定されることなく、電解コンデンサ１７１，１７２をトランジスタに置き換えて構成してもよい。更に、フルブリッジ回路等、１次側のスイッチング回路の形式は問わない。また、電解コンデンサ１７１，１７２に代えて、他の形式のコンデンサを採用してもよい。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。本実施形態に係るスイッチング回路の詳細な構成を示す回路図である。本実施形態に係るスイッチング電源装置の動作（スイッチング動作）を説明するための波形図である。本実施形態に係るスイッチング電源装置の動作（電源投入直後の動作）を説明するための波形図である。従来技術に係るスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。従来技術に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。

符号の説明

１００；スイッチング電源装置、１１０；パルス生成回路、１２１，１２２；ドライブ回路、１３１，１３２；コンデンサ、１４０；パルストランス、１５１，１５２；ドライブ回路、１６１，１６２；スイッチング用のトランジスタ、１７１，１７２；電解コンデンサ、Ｔ；トランス、ＤＡ，ＤＢ；整流用のダイオード、Ｌｏｕｔ；出力インダクタ、Ｃｏｕｔ；出力コンデンサ、Ｃｉｎ；入力コンデンサ、Ｃｏｕｔ；出力コンデンサ、Ｌ１１、Ｌ１２；１次巻線、Ｌ２１，Ｌ２２；２次巻線。

Claims

所定の時間間隔をおいて第１及び第２のパルス信号を生成するパルス生成回路と、
第１及び第２の１次巻線と第１及び第２の２次巻線とを有し、前記第１及び第２のパルス信号がそれぞれ前記第１及び第２の１次側巻線に供給されたパルストランスと、
前記パルストランスの第１及び第２の２次巻線に誘起された電圧に基づき相補的にスイッチング動作する第１及び第２のトランジスタと、
前記第１及び第２のトランジスタのスイッチング動作に基づき励磁される１次巻線を有するトランスと、
前記トランスの２次巻線に誘起された電力を整流する整流回路と
を備えたスイッチング電源装置。
前記所定の時間間隔に対応する期間において、前記第１及び第２のトランジスタが共にオフ状態となることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記パルストランスの２次巻線と前記第１及び第２のトランジスタの制御電極との間にドライブ回路を更に備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。