JP2007251538A - スプリアス抑圧回路 - Google Patents

Abstract

【課題】スプリアス抑圧回路において、簡単な回路構成でもって、ローカルリークなどのスプリアスを十分に抑圧可能にする。
【解決手段】入力信号に対して周波数変換を行い出力する直交ミキサ１０と、直交ミキサ１０からの出力信号の内、希望波を通過させ、スプリアス信号を反射させるフィルタ１３０とを有する主信号系に、フィードバックループを設け、このフィードバックループは、直交ミキサ１０で発生するスプリアス信号を抑圧するよう直交ミキサ１０に対し、フィルタ１３０から反射したスプリアス信号に基づいてバイアス制御するようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、直交ミキサのスプリアス（例えば、ローカルリークなど）を抑圧するスプリアス抑圧回路に関する。

主に無線通信の分野で用いられている、従来の直交ミキサによるスプリアス抑圧回路の一例を、図９を用いて説明する。なお、図９は、ローカルリークを抑圧するスプリアス抑圧回路（ローカルリーク抑圧回路）の構成図である。

図９において、入力信号（本例ではＩＦ信号）が第一の直交ミキサ１０に入力されると、まず、分配器１１によって分配される。そして、分配された信号の一方はπ／２移相器１２に入力され、このπ／２移相器１２が、π／２だけ位相をずらした信号を出力する。これにより、Ｉ信号とＱ信号が生成される。

次に、これらの信号に対して周波数変換を行う。具体的には、Ｉ信号及びＱ信号がコンデンサ１３ａ，１３ｂを介してそれぞれ乗算器１４ａ，１４ｂに入力されると、各乗算器１４ａ，１４ｂは、入力信号（Ｉ信号及びＱ信号）と、ローカル発振器１５からのローカル信号Ｌｏとを乗算する。このとき、ローカル信号Ｌｏは分配器１６によって分配され、その一方はπ／２移相器１７を介して乗算器１４ｂに入力される。したがって、乗算器１４ｂは、ローカル信号Ｌｏの位相がπ／２だけずれた信号とＱ信号とを乗算することとなる。

その後、合成器１８が、乗算された各信号を合成して出力する。こうして、合成された信号は、合成器１８すなわち第一の直交ミキサ１０よりパワーアンプ２０に出力され、パワーアンプ２０はこの信号の増幅を行う。

図１０（ａ）は、パワーアンプ２０の出力信号のスペクトラムを示す図である。図１０（ａ）によれば、パワーアンプ２０からは、希望波に相当する周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号の他に、ローカルリークに相当する周波数成分Ｌｏの信号と、イメージリークに相当する周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号が出力される。これらの周波数成分の信号は、直交ミキサ回路の特性により発生する。

ところで、これらの周波数成分の信号は送信スプリアス規格を満たすため、希望波以外の不要波成分を十分に抑圧する必要がある。そこで、パワーアンプ２０の後段にはバンドパスフィルタ（以下、第一のバンドパスフィルタという）３０が実装されている。第一のバンドパスフィルタ３０は、周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）および周波数成分Ｌｏの信号を抑圧し、希望波である周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号（本例ではＲＦ信号）を出力する。図１０（ｂ）は、第一のバンドパスフィルタ３０を通過した出力信号のスペクトラムを示す図である。

また、パワーアンプ段においては、不要波成分である周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号と周波数成分Ｌｏの信号が除去されていないため、パワーアンプ２０の出力信号が非線形歪みにより劣化してしまう。そこで、第一の直交ミキサ１０で発生する周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）および周波数成分Ｌｏの信号を抑圧すべく、パワーアンプ２０の出力信号の一部を用いて第一の直交ミキサ１０に対しバイアス制御を行うフィードバックループが設けられている。

以下、フィードバックループの構成および行われる処理について説明する。まず、方向性結合器４０が、パワーアンプ２０の出力信号の一部を取り出し、続いてバンドパスフィルタ（以下、第二のバンドパスフィルタという）５０が、方向性結合器４０によって取り出された信号（パワーアンプ２０の出力信号の一部）から、信号レベルの大きい周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号をカットして、周波数成分Ｌｏの信号を取り出す。このように第二のバンドパスフィルタ５０によって信号レベルの大きい周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号がカットされることで、後述のように、デジタル信号処理部８０において、ダイナミックレンジを拡げることなく、精度良く周波数成分Ｌｏの信号レベルを検出できるようになる。

次に、第二のバンドパスフィルタ５０で取り出された周波数成分Ｌｏの信号に対し、第二の直交ミキサ６０が直交検波を行う。具体的には、第二のバンドパスフィルタ５０からの入力信号は、分配器６１によって分配される。そして、分配された信号の一方はπ／２移相器６２に入力され、このπ／２移相器６２が、π／２だけ位相をずらした信号を出力する。これにより、Ｉ信号とＱ信号が生成される。そして、このＩ信号及びＱ信号がそれぞれ乗算器６３ａ，６３ｂに入力されると、各乗算器６３ａ，６３ｂは、これらＩ信号及びＱ信号と、ローカル発振器１５からのローカル信号Ｌｏとを乗算する。このとき、ローカル信号Ｌｏの一方はπ／２移相器１７を介して乗算器６３ｂに入力される。したがって、乗算器６３ｂは、ローカル信号Ｌｏの位相がπ／２だけずれた信号とＱ信号とを乗算することとなる。以上のようにして直交検波が行われる。そして第二の直交ミキサ６０は、直交検波された検波信号を、ローパスフィルタ７０ａ，７０ｂおよびＡ／Ｄ変換器８２ａ，８２ｂを介して、デジタル信号処理部８０に出力する。

デジタル信号処理部８０は、第二の直交ミキサ６０で直交検波された検波信号に基づいて、第一の直交ミキサ１０の乗算器１４ａ，１４ｂに起因した周波数成分Ｌｏの信号のレベル（ローカルリーク量）を検出し、そのレベル（ローカルリーク量）を抑圧するようにＤＣオフセット電圧を調整する、といったデジタル信号処理を行う。そしてデジタル信号処理部８０は、上記のデジタル信号処理によりＤＣオフセット電圧を調整された信号成分を、Ｄ／Ａ変換器８４ａ，８４ｂ及びコイル９０ａ，９０ｂを介して、第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対して出力する。

こうして、ＤＣオフセット電圧を調整された信号成分が第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対して出力されることで、第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対するバイアス制御が行われる。そして、この結果、周波数成分Ｌｏの信号（ローカルリーク）の抑圧が図られる。

特開平５−１４４２９号公報

ところで、図９に示すようなフィードバックループには、パワーアンプ２０の出力信号の一部が入力されることから、第二のバンドパスフィルタ５０に入力される信号のスペクトラムは、図１０（ａ）と同様のものである。

このとき、このような状態で周波数成分Ｌｏの信号を精度良く検出するためには、第二のバンドパスフィルタ５０に急峻なフィルタを用いなければならないが、急峻なフィルタを用いる場合には、コストがかかる、実装面積が大きくなる、といった問題が生じてしまう。

本発明の目的は、簡単な回路構成でもって、ローカルリークなどのスプリアスを十分に抑圧可能なスプリアス抑圧回路を提供することにある。

本発明に係るスプリアス抑圧回路は、入力信号に対して周波数変換を行い出力する直交ミキサと、前記直交ミキサからの出力信号の内、希望波を通過させ、スプリアス信号を反射させるフィルタと、前記直交ミキサで発生するスプリアス信号を抑圧するように、前記直交ミキサに対し、前記フィルタから反射したスプリアス信号に基づいてバイアス制御するフィードバックループと、を有することを特徴とする。

また本発明は、上記構成のスプリアス抑圧回路において、前記フィードバックループを、前記直交ミキサと前記フィルタとの間に設け、前記フィルタから反射したスプリアス信号を取り出すサーキュレータと、前記サーキュレータにより取り出された信号に基づいて、抑圧する対象のスプリアス信号について直交検波を行うミキサと、前記ミキサからの検波出力信号に基づいて、前記直交ミキサに起因した抑圧対象のスプリアス信号のレベルを検出し、そのレベルを抑圧するようにバイアス制御量を調整する信号処理部と、を有することを特徴とする。

また本発明は、上記構成のスプリアス抑圧回路において、前記フィードバックループは、前記直交ミキサと前記フィルタとの間に設けられ、前記フィルタから反射したスプリアス信号を取り出すサーキュレータと、前記サーキュレータにより取り出された信号に基づいて、抑圧する対象のスプリアス信号について振幅のみを検波する検波回路と、前記検波回路からの検波出力信号に基づいて、前記直交ミキサに起因した抑圧対象のスプリアス信号のレベルを検出し、そのレベルを抑圧するようにバイアス制御量を調整する信号処理部と、を有することを特徴とする。

ここで、上記構成のスプリアス抑圧回路において、前記サーキュレータに替えて方向性結合器を用いた構成としても良い。

本発明のスプリアス抑圧回路によれば、フィードバックループにおけるフィルタに高価で且つ広い実装面積を要するフィルタを用いることなく、あるいはＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを拡げることなく、ローカルリークなどの抑圧対象のスプリアス信号を精度良く検出でき、これにより、直交ミキサのスプリアスを十分に抑圧できるようになる。

以下、本発明の実施の形態におけるスプリアス抑圧回路について、図面を参照して説明する。

（第一実施形態）
図１は、本発明の第一実施形態におけるスプリアス抑圧回路の構成を示す図である。なお、図１には、一例としてローカルリークを抑圧するスプリアス抑圧回路（ローカルリーク抑圧回路）の構成を示す。図１のスプリアス抑圧回路には、上記の従来技術と同様に、第一の直交ミキサに対してバイアス制御するフィードバックループが設けられている。以下、各構成要素について説明する。なお、図１において、図９と共通の構成には同一の符号を付している。

図１において、入力信号（本実施形態ではＩＦ信号）が第一の直交ミキサ１０に入力されると、第一の直交ミキサ１０は従来と同様の周波数変換を行い、周波数変換された信号をパワーアンプ２０に出力する。パワーアンプ２０はこの信号を増幅して出力する。

ここで、パワーアンプ２０の出力信号のスペクトラムは図２（ａ）のようになる。すなわち、パワーアンプ２０からは、希望波に相当する周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号の他に、ローカルリークに相当する周波数成分Ｌｏの信号と、イメージリークに相当する周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号が出力される。

そこで、パワーアンプ２０の後段に実装された第一のバンドパスフィルタ１３０が、周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）および周波数成分Ｌｏの信号を抑圧し、希望波である周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号（本例ではＲＦ信号）を出力する。出力された信号のスペクトラムは、図２（ｂ）のようになる。

また、パワーアンプ段においては、不要波成分である周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号と周波数成分Ｌｏの信号が除去されておらず、パワーアンプ２０の出力信号が非線形歪みにより劣化してしまう。そこで、図１に示すように、第一の直交ミキサ１０において発生する周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）および周波数成分Ｌｏの信号を抑圧するように、第一の直交ミキサ１０に対してバイアス制御するフィードバックループが設けられている。

ところで、本実施形態では、第一のバンドパスフィルタ１３０に、例えば図３に示すような通過特性（Ｓ２１：実線）および反射特性（Ｓ１１：一点鎖線）を有するフィルタを用いている。このような特性のフィルタは、図中の矢印に示すように、希望波である周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号を通過させる一方、ローカルリークに相当する周波数成分Ｌｏの信号とイメージリークに相当する周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号とを、いずれもパワーアンプ２０側に反射する。

さらに、パワーアンプ２０と第一のバンドパスフィルタ１３０との間には、第一のバンドパスフィルタ１３０から反射した信号をフィードバックループ側に取り出すサーキュレータ１４０が設けられている。

このサーキュレータ１４０が、第一のバンドパスフィルタ１３０から反射してきた信号を取り出すと、続いて、フィードバックループにおける第二のバンドパスフィルタ５０が、その信号から周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号をカットして、周波数成分Ｌｏの信号を取り出す。

ここで、第一のバンドパスフィルタ１３０において希望波に相当する周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号のほとんどが通過して出力されているため、サーキュレータ１４０から第二のバンドパスフィルタ５０に入力される信号のスペクトラムは、図２（ｃ）のようになる。このように、第二のバンドパスフィルタ５０には、周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号がほとんど入力されず、周波数成分Ｌｏおよび周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号が入力される。つまり、周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号レベルと、ローカルリークに相当する周波数成分Ｌｏの信号レベルとの差が大きい状態となる。したがって、第二のバンドパスフィルタ５０において周波数成分Ｌｏの信号を容易に精度良く検出することが可能となる。

したがって、本実施形態のように、第一のバンドパスフィルタ１３０で、ローカルリークに相当する周波数成分Ｌｏの信号と、イメージリークに相当する周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号とを反射させ、この反射した信号をフィードバックループに入力させる構成とすることで、第二のバンドパスフィルタ５０に急峻なフィルタを用いなくとも（フィルタの仕様を緩和しても）、周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号を抑圧して周波数成分Ｌｏの信号を精度良く検出することが可能となる。また、周波数成分（Ｌｏ−ＩＦ）の信号レベルによっては、第二のバンドパスフィルタ５０を不要とすることも可能となる。

そして、以上のように第二のバンドパスフィルタ５０で取り出された周波数成分Ｌｏの信号は第二の直交ミキサ６０に入力され、この信号に対して第二の直交ミキサ６０が直交検波を行い、直交検波された検波信号を、ローパスフィルタ７０ａ，７０ｂおよびＡ／Ｄ変換器８２ａ，８２ｂを介して、デジタル信号処理部８０に出力する。

デジタル信号処理部８０は、従来と同様、第二の直交ミキサ６０で直交検波された検波信号に基づいて、第一の直交ミキサ１０の乗算器１４ａ，１４ｂに起因した周波数成分Ｌｏの信号のレベル（ローカルリーク量）を検出し、そのレベル（ローカルリーク量）を抑圧するようにＤＣオフセット電圧を調整する、といったデジタル信号処理を行う。そしてデジタル信号処理部８０は、上記のデジタル信号処理によりＤＣオフセット電圧を調整された信号成分を、Ｄ／Ａ変換器８４ａ，８４ｂ及びコイル９０ａ，９０ｂを介して、第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対して出力する。

こうして、ＤＣオフセット電圧を調整された信号成分が第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対して出力されることで、第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対するバイアス制御が行われ、周波数成分Ｌｏの信号（ローカルリーク）の抑圧が図られることとなる。

以上述べたように、本実施形態におけるスプリアス抑圧回路によれば、フィードバックループにおける第二のバンドパスフィルタ５０に高価で且つ広い実装面積を要するフィルタを用いることなく、周波数成分Ｌｏの信号を精度良く検出でき、これにより、第一の直交ミキサ１０のスプリアスを抑圧できるようになる。

（第二実施形態）
ところで、上記の第一実施形態におけるスプリアス抑圧回路では、フィードバックループにおいて、第二の直交ミキサ６０で直交検波を行っているが、これに替えて、図４に示すように、第二のバンドパスフィルタ５０からの出力信号（周波数成分Ｌｏの信号）の振幅のみを検波する検波回路１６０を用いるようにしても良い。

なお、この場合、デジタル信号処理部１８０では、検波回路１６０からの一つの情報（振幅情報）のみから、第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対する２つのバイアス制御量を決定する必要があるため、デジタル信号処理部１８０は以下のような処理を行う。

図５は、直交ミキサのＩ信号とＱ信号に対して与える各バイアス制御量と、そのとき発生するローカルリーク量との関係を示す図である。もし回路が理想的でばらつきが無ければ、Ｉ信号バイアス制御量およびＱ信号バイアス制御量が共に０（すなわち、図中の原点Ｏ）のときにローカルリーク量は最小となるが、実際の回路のようにばらつきがある場合には、図５に示すようにローカルリーク量の最小点は原点Ｏからずれた位置に存在する。よって、ローカルリーク量の最小点（図中の点Ｐｍｉｎ）に対応するＩ信号バイアス制御量（図中のＩ_０）およびＱ信号バイアス制御量（図中のＱ_０）を検出し、これらの制御量を第一の直交ミキサ１０に与えることにより、回路のばらつきを抑え、ローカルリーク量を最小にすることが可能となる。

このローカルリーク量の最小点に対応するＩ信号バイアス制御量およびＱ信号バイアス制御量の検出方法としては、例えば、Ｉ信号バイアス制御量およびＱ信号バイアス制御量に片方ずつゆらぎを与えることで（例えば、sin特性）、ゆらぎによるローカルリーク量の変化を調べ、さらにその時間微分により制御の極性を調べて、ローカルリーク量の最小点に収束させるような処理を行う。

具体的には、まずステップ１では、検波回路１６０からローパスフィルタ７０及びＡ／Ｄ変換器８２を介して入力されたローカルリークの振幅情報を検出する。そして、Ｉ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合を調べ、この変化の割合が０となる点を検出する。すなわち、Ｑ信号バイアス制御量一定の条件下でＩ信号バイアス制御量のみを微少量変動させ、それに伴うローカルリーク量の変動値（微分値）を検出していき、得られた微分値を用いてＩ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変動値が０となる点を検出する。

ところで、ステップ１で検出されたローカルリーク量の変動値が０となる点は、Ｑ信号バイアス制御量についても最適点（図５におけるローカルリーク量の最小点、すなわち、Ｉ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合が０であり且つＱ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合が０である点）とは限らない。

そこで、ステップ２では、上記のＩ信号バイアス制御量に対する処理と同様に、Ｑ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合を調べる。すなわち、ステップ１で検出されたローカルリーク量の変動値が０となる点におけるＩ信号バイアス制御量を一定として、Ｑ信号バイアス制御量のみを微少量変動させ、それに伴うローカルリーク量の変動値（微分値）を検出していき、得られた微分値を用いてＱ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合が０となる点を探す。

しかし、上記ステップ１，２を一回行っただけでは、第一の直交ミキサ１０の直交度が悪い場合、Ｉ信号バイアス制御量について最適点（図５におけるローカルリーク量の最小点）からずれることがある。すなわち、ステップ２で検出された、Ｑ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合が０となる点は、Ｉ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合が０であるとは限らない。

そこで、上記のステップ１，２の処理を、最適点（図５におけるローカルリーク量の最小点、すなわちＩ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合が０であり且つＱ信号バイアス制御量に対するローカルリーク量の変化の割合が０である点）を検出するまで（各ステップにより検出される点が最適点に収束するまで）繰り返し行う。こうして、本実施形態におけるデジタル信号処理部１８０では、第一の直交ミキサ１０の乗算器１４ａ，１４ｂに起因した周波数成分Ｌｏの信号のレベル（ローカルリーク量）を最小に抑圧するように、第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対して出力する２つのバイアス制御量（ＤＣオフセット電圧）を調整する。そして、調整された２つのバイアス制御量に基づいて、周波数成分Ｌｏの信号のレベル（ローカルリーク量）を最小に抑圧することが可能となる。

（第３実施形態）
また、上記の実施形態では、スプリアスの内、ローカルリークを抑圧する回路として説明されているが、例えばパワーアンプ２０からの出力信号のスペクトラムが図８（ａ）に示すような場合にイメージリーク（周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号）を抑圧する回路に対して、例えば図６や図７に示すように、本発明を適用することも可能である。なお、図６や図７において、図１や図４と共通の構成には同一の符号を付している。また、図８（ｂ）は、図６や図７に示す構成のスプリアス抑圧回路において第一のバンドパスフィルタ１３０を通過した出力信号のスペクトラムを、図８（ｃ）は、第二のバンドパスフィルタへの入力信号のスペクトラムをそれぞれ示す。

ここで、本発明をイメージリーク抑圧回路に適用する場合、デジタル信号処理部８０，１８０は、第一の直交ミキサ１０のＩ信号とＱ信号に対して、一方については振幅の制御を、他方については位相の制御を行う。したがって、第一の直交ミキサ１０においては、例えば図６や図７に示すように、乗算器１４ａの前段に可変抵抗９２を配置し、乗算器１４ｂの前段に位相調整器９４を配置している。

そして、デジタル信号処理部８０，１８０は、第二の直交ミキサ６０もしくは検波回路１６０からの出力に基づいて、周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号のレベル（イメージリーク量）を検出し、そのレベル（イメージリーク量）を抑圧するように、Ｉ信号とＱ信号に対して振幅と位相を調整する、といったデジタル信号処理を行う。図６や図７に示す構成のイメージリーク抑圧回路では、デジタル信号処理部８０，１８０からの出力により、第一の直交ミキサ１０の可変抵抗９２を調整してＩ信号の振幅調整が行われると共に、位相調整器９４の調整を行うことでＱ信号の位相調整が行われる。こうして、周波数成分（Ｌｏ＋ＩＦ）の信号（イメージリーク）の抑圧が図られることとなる。

なお、上記の各実施形態において用いられているサーキュレータ１４０に替わり、第一のバンドパスフィルタ１３０から第二のバンドパスフィルタ５０への方向性を有する方向性結合器を用いても良い。

以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明の第一の実施形態におけるスプリアス抑圧回路の構成を示す図である。 図１のスプリアス抑圧回路におけるパワーアンプの出力信号、第一のバンドパスフィルタを通過した出力信号、及び第二のバンドパスフィルタへの入力信号のスペクトラムを示す図である。 本発明の第一の実施形態におけるスプリアス抑圧回路の第一のバンドパスフィルタの通過特性および反射特性の一例を示す図である。 本発明の第二の実施形態におけるスプリアス抑圧回路の構成を示す図である。 直交ミキサのＩ信号とＱ信号に対して与える各バイアス制御量と、そのとき発生するローカルリーク量との関係を示す図である。 本発明の第三の実施形態におけるスプリアス抑圧回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第三の実施形態におけるスプリアス抑圧回路の他の構成例を示す図である。 図６や図７のスプリアス抑圧回路におけるパワーアンプの出力信号、第一のバンドパスフィルタを通過した出力信号、及び第二のバンドパスフィルタへの入力信号のスペクトラムを示す図である。 従来のスプリアス抑圧回路（ローカルリーク抑圧回路）の構成を示す図である。 図９のスプリアス抑圧回路におけるパワーアンプの出力信号及び第一のバンドパスフィルタを通過した出力信号のスペクトラムを示す図である。

符号の説明

１０ 第一の直交ミキサ、１１ 分配器、１２ π／２移相器、１３ａ，１３ｂ コンデンサ、１４ａ，１４ｂ 乗算器、１５ ローカル発振器、１６ 分配器、１７ π／２移相器、１８ 合成器、２０ パワーアンプ、３０，１３０ 第一のバンドパスフィルタ、１４０ サーキュレータ、５０ 第二のバンドパスフィルタ、６０ 第二の直交ミキサ、６１ 分配器、６２ π／２移相器、６３ａ，６３ｂ 乗算器、７０ａ，７０ｂ ローパスフィルタ、８０ デジタル信号処理部、８２ａ，８２ｂ Ａ／Ｄ変換器、８４ａ，８４ｂ Ｄ／Ａ変換器、９０ａ，９０ｂ コイル。

Claims (4)

1. 入力信号に対して周波数変換を行い出力する直交ミキサと、
   前記直交ミキサからの出力信号の内、希望波を通過させ、スプリアス信号を反射させるフィルタと、
   前記直交ミキサで発生するスプリアス信号を抑圧するように、前記直交ミキサに対し、前記フィルタから反射したスプリアス信号に基づいてバイアス制御するフィードバックループと、
   を有することを特徴とするスプリアス抑圧回路。
2. 請求項１に記載のスプリアス抑圧回路において、
   前記フィードバックループは、
   前記直交ミキサと前記フィルタとの間に設けられ、前記フィルタから反射したスプリアス信号を取り出すサーキュレータと、
   前記サーキュレータにより取り出された信号に基づいて、抑圧する対象のスプリアス信号について直交検波を行うミキサと、
   前記ミキサからの検波出力信号に基づいて、前記直交ミキサに起因した抑圧対象のスプリアス信号のレベルを検出し、そのレベルを抑圧するようにバイアス制御量を調整する信号処理部と、
   を有することを特徴とするスプリアス抑圧回路。
3. 請求項１に記載のスプリアス抑圧回路において、
   前記フィードバックループは、
   前記直交ミキサと前記フィルタとの間に設けられ、前記フィルタから反射したスプリアス信号を取り出すサーキュレータと、
   前記サーキュレータにより取り出された信号に基づいて、抑圧する対象のスプリアス信号について振幅のみを検波する検波回路と、
   前記検波回路からの検波出力信号に基づいて、前記直交ミキサに起因した抑圧対象のスプリアス信号のレベルを検出し、そのレベルを抑圧するようにバイアス制御量を調整する信号処理部と、
   を有することを特徴とするスプリアス抑圧回路。
4. 請求項２または３に記載のスプリアス抑圧回路において、
   前記サーキュレータに替えて方向性結合器を用いたことを特徴とするスプリアス抑圧回路。
   
   
   

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