JP2007215385A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ装置の前段に設ける直流電源装置に、リアクトルに強制的に電流を流すスイッチング部を設ける場合において、高調波規制や効率、力率、ノイズ抑制をクリアしつつ、リアクトルのインダクタンス値の低減が可能となるようにスイッチング部をスイッチング制御できる直流電源装置を得ること。
【解決手段】コンバータスイッチング制御ドライバ部５は、インバータ装置６が制御演算上推定した電気角速度及びトルク電流を用いてリアルタイムに負荷出力瞬時値を推定し、対応するゼロクロスタイミングからスイッチング素子１７のスイッチング制御を開始するまでの開始タイミング及び時間幅を、インバータ装置６が制御演算上推定する負荷出力推定値に対応して高調波規制、力率値、母線電圧が規定値に収まるように最適化して設定したタイミングテーブルから取り出し、スイッチング素子１７をスイッチング制御する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、直流電源装置に関し、特に空気調和機や冷凍サイクル装置で使用される電動機用駆動装置における直流電源装置に関するものである。

空気調和機や冷凍サイクル装置で使用される電動機用駆動装置は、インバータ制御によって圧縮機用電動機を駆動するインバータ装置と、このインバータ装置の母線電圧（例えば２２０Ｖ〜２８０Ｖ）を商用１００Ｖの交流電源から生成する直流電源装置（以降、適宜「コンバータ」という）とで構成されるが、直流電源装置は、ダイオードブリッジからなる整流回路と倍電圧コンデンサとで構成される倍電圧コンバータ回路（倍電圧整流回路）を備えている。

ダイオードブリッジからなる整流回路では、整流した直流電圧に高調波（リップル）が重畳される。この高調波は、機器の誤動作や部品の異常発熱などの直接障害を引き起こすだけでなく、その総量が増加することによる力率の低下が発電・送電設備の損失増加を引き起こすので、電気製品に関する電源高調波の規制が本格的に施行されている。

空気調和機や冷凍サイクル装置で使用される電動機用駆動装置として、例えば特許文献１では、直流電源装置で使用する倍電圧コンデンサを最低限必要な容量よりも大きい容量のものを選択し、インバータ装置の母線電圧に現れるリプルの含有率を抑制する技術が提案されている。以下、図１２と図１３を参照して簡単に説明する。なお、図１２は、従来の電動機用駆動装置の構成例を示すブロック図である。図１３は、図１２に示す電動機用駆動装置においてリアクトルの通電制御を行う場合の電圧・電流波形図である。

図１２に示す電動機用駆動装置は、商用電源１４０にリアクトル１４１を介して接続される倍電圧コンバータ回路１４２と、倍電圧コンバータ回路１４２の出力端に接続されるインバータ装置１４３とを備え、インバータ装置１４３に空気調和機や冷凍サイクル装置で使用する圧縮機用電動機７が接続される場合において、整流回路１５４と強制通電制御部１５５とスイッチ１５６とを設けたものである。

倍電圧コンバータ回路１４２は、４個のダイオード１４６〜１４９のブリッジで構成される整流回路１５０と、整流回路１５０の直流出力端間に直列に配置される倍電圧用コンデンサ１５１，１５２とで構成されている。整流回路１５０の一方の交流入力端は、リアクトル１４１を介して商用電源１４０の一方の交流出力端に接続され、整流回路１５０の他方の交流入力端は、倍電圧用コンデンサ１５１，１５２の直列接続端と共に直接商用電源１４０の他方の交流出力端に接続されている。この構成によって、倍電圧コンバータ回路１４２の直流出力端間に、交流１００Ｖから昇圧して生成した倍電圧の直流電圧（母線電圧）が発生する。

インバータ装置１４３は、倍電圧コンバータ回路１４２の直流出力端間に発生する直流電圧をスイッチング素子によってスイッチングして圧縮機用電動機７を駆動する交流電圧を生成する。

整流回路１５４は、ダイオードブリッジ構成であり、一方の交流入力端は、リアクトル１４１を介して商用電源１４０の一方の交流出力端に接続され、他方の交流入力端は、直接商用電源１４０の他方の交流出力端に接続され、整流回路１５４の直流出力端間にスイッチ１５６が接続されている。そして、強制通電制御部１５５が、商用電源１４０のゼロクロス点（ゼロクロス時刻）を検出して、スイッチ１５６の開閉制御を図１３に示すように行うようになっている。

具体的には、強制通電制御部１５５は、ゼロクロス点から交流電圧の絶対値が増大する正及び負の各半サイクルの初期期間において、スイッチ１５６を所定期間だけオン動作させて商用電源１４０をリアクトル１４１経由で短絡してリアクトル１４１に強制的に電流を流し、流れる電流の立ち上がり特性を改善するようにしている。

すなわち、強制通電制御部１５５は、図１３に示すように、ゼロクロス点Ｐｚｃから所定期間Ｔだけスイッチ１５６をオン動作させる。リアクトル１４１には、交流電源電圧の瞬時値Ｖｉｖに立ち上がりを近づけた交流電流Ｉｉｖが流れる。そして、その電流が流れている所定期間Ｔを経過した時点でスイッチ１５６をオフ動作させると、短絡が解除されリアクトル１４１に流れていた電流が倍電圧コンデンサ１５１または倍電圧コンデンサ１５２に流れ込むことになる。

このとき、このように強制的に電流が流れている強制通電期間Ｔは、倍電圧コンデンサ１５１，１５２の容量に応じて、シミュレーションによって力率が最適になるように決定することができる。

これによって、倍電圧コンデンサ１５１，１５２として、倍電圧コンバータ回路１４２の直流出力電圧（インバータ装置１４３の母線電圧）のリプル含有率を所望の値に抑制する程度に大きな容量のものを選択し、その容量増加による力率低下分をリアクトル１４１の強制通電時間Ｔを適宜に決定して補償することができる。

なお、図１２に示す整流回路１５４と強制通電制御部１５５とスイッチ１５６とを設けない構成、つまり、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置をダイオードブリッジからなる整流回路と倍電圧コンデンサとのみで構成される電動機用駆動装置では、１００Ｖの交流電源入力に対してコンバータ出力（例えば２２０Ｖ〜２８０Ｖ）を得る場合、倍電圧コンデンサの許容リプル電流との関係でコンバータ出力に対して最低限必要な静電容量以上の倍電圧コンデンサを特別仕様でない一般系列品の中から選択するか、若しくは、コンデンサメーカが空気調和機や冷凍サイクル装置の用途向けに特別仕様で製造した特殊系列品である比較的低容量であるがＥＳＲ（等価直列抵抗）を抑制して高許容リプル電流としたコンデンサを選択するかを行っていた。

また、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置をダイオードブリッジからなる整流回路と倍電圧コンデンサとのみで構成される電動機用駆動装置では、リアクトルは、単に突入電流抑制用として機能するので、充放電特性をよくして力率を低下させないようにするため、倍電圧コンデンサの容量を小さくすると、倍電圧コンデンサの容量と負荷の大きさとの関係によって母線電圧に１０Ｈｚ〜３０Ｈｚの低周波揺動が現れる現象が起こる（図１４参照）。図１４は、母線電圧に載る低周波の揺動波形を示した図である。

この低周波の揺動は、次のようにして発生する。倍電圧コンデンサがコンバータ動作を行っているときは、母線電圧は、電源周波数の２倍の周波数で、正弦波ではなく多少前のめりに歪んだ波形をしている。この歪んだ波形は、倍電圧コンデンサ容量とコンバータの二次側負荷の大きさとの関係で変化してくるが、電源周波数の２倍の基本周波数の両側に１０〜３０Ｈｚの側帯波を持っている。これが、コンバート後の直流成分に映りこんできて１０〜３０Ｈｚで母線電圧を揺らす現象が起こる。この低周波揺動は、負荷が大きくなるに連れて顕著になる。

母線電圧が低周波で揺動すると、力率、効率の低下を招来する上に、圧縮機全体の機械的振動を助長させる要因となるので、空気調和機や冷凍サイクル装置の運転上最も避けなければならない問題である。

そこで、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置をダイオードブリッジからなる整流回路と倍電圧コンデンサとのみで構成される電動機用駆動装置において倍電圧コンデンサの容量を小さくする場合は、従来では、倍電圧コンデンサと並列に平滑用コンデンサを設け、倍電圧コンデンサの容量を小さく設定した分、平滑用コンデンサの容量を大きく設定してリプル含有率を減らすようにしているが、母線電圧の低周波揺動を抑制するには、平滑用コンデンサとして７６０μＦ以上の大容量のものが必要である。

要するに、特許文献１では、大容量の平滑用コンデンサを使用しないで、かつ、力率を低下させずに倍電圧コンデンサの容量を大きくし、高調波を抑制する技術を開示しているということができる。

特開平１１−９８８４２号公報（直流電源装置、電動機用駆動装置、空気調和機及び冷凍サイクル装置）

しかしながら、上記特許文献１に記載の技術では、強制通電時間Ｔにおける交流電流Ｉｉｖの立ち上がり勾配が、交流電源電圧の瞬時値Ｖｉｖの変化に対するリアクトル１４１のインダクタンスの逆数に比例するので、そのインダクタンスが小さすぎると立ち上がりが大きくなり、電流が流れすぎて所望の力率が得られなくなる。そのため、上記特許文献１に記載のように、リアクトルと倍電圧コンデンサとからなる回路の共振周波数を商用電源周波数にある程度近づけるようなある程度大きな４ｍＨ以上のインダクタンスを持ったリアクトルが必要となっている。そして、高調波、力率を満たすためには、最初からリアクトル、倍電圧コンデンサとしてある程度大きなインダクタンス、キャパシタンスを持つものを選ばなければならないので、試作調整の負担が増大する。また、倍電圧コンデンサも高容量で高許容リプル電流の特別仕様品を使用する必要がある。

また、商用電源１４０からの入力電圧は厳密に１００Ｖｒｍｓではなく、低下している場合もあるので、製品としては、８５〜９０Ｖｒｍｓの低電圧入力も想定しないといけない。しかし、特許文献１に記載の技術では、コンバータに設けるスイッチ素子（スイッチ１５６）をスイッチングする時間Ｔを決める要素として、商用周波数のゼロクロス時刻以外は何も参照していないので、このように商用電源１４０からの入力電圧が８５〜９０Ｖｒｍｓの低電圧入力のときに、スイッチ素子を１００Ｖ入力と同じパターンでスイッチングさせては、二次側の負荷が高くなった場合、コンバータとして出力不足に陥る。

また、コンバータの出力電圧である二次側の母線電圧をモニタしてスイッチングしていては、逆に母線電圧を無理に上げるようにスイッチングを行うので、スイッチ素子に多くの電流が流れることになる。その結果、そのスイッチ素子とその前段の整流ダイオードとの選定要求仕様に多くの電流を流せるものを選択する必要があり、高価なものになってしまうだけでなく、ヒートシンクをつけて放熱しなければならなくなる。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置に、リアクトルに強制的に電流を流すスイッチング部を設ける場合において、高調波規制や効率、力率、ノイズ抑制をクリアしつつ、リアクトルのインダクタンス値の低減が可能となるようにスイッチング部をスイッチング制御できる直流電源装置を得ることを目的とする。

また、この発明は、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置に、リアクトルに強制的に電流を流すスイッチング部を設ける場合において、商用電源からの入力電圧が低い場合に二次側が高負荷となってもスイッチング部に多くの過渡仕様の電流を流すことなく、かつ二次側母線電圧が不安定化することなく、出力電圧を上げることができるようにスイッチング部をスイッチング制御できる直流電源装置を得ることを目的とする。

また、この発明は、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置に、リアクトルに強制的に電流を流すスイッチング部を設ける場合において、商用電源からの入力電流が上限値に達した場合に母線電圧の昇圧を行わないようにスイッチング部をスイッチング制御できる直流電源装置を得ることを目的とする。

また、この発明は、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置に、リアクトルに強制的に電流を流すスイッチング部を設ける場合において、倍電圧コンデンサの容量値を下げても母線電圧が低周波で揺動しないようにスイッチング部をスイッチング制御できる直流電源装置を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、インバータ制御によって電動機を駆動するインバータ装置の母線電圧を商用電源から生成する直流電源装置であって、ダイオードブリッジからなる第１の整流回路と、前記第１の整流回路の直流出力端間に直列に配置され、その直列接続端が当該第１の整流回路の一方の交流入力端に接続される２つの倍電圧コンデンサとで構成される倍電圧コンバータ回路と、ダイオードブリッジからなる第２の整流回路と、前記第２の整流回路の直流出力端間に配置されるスイッチング素子とで構成されるコンバータスイッチング回路と、前記第１及び第２の整流回路の交流入力端と前記商用電源との接続経路の一方に介在するリアクトルと、交流入力のゼロクロスタイミングから遅れたタイミングで前記スイッチング素子をスイッチング制御して前記倍電圧コンバータ回路への電流入力の立ち上がりよりも前に前記リアクトルに強制的に電流を流し、力率の改善と前記倍電圧コンバータ回路の出力電圧である前記母線電圧の昇圧とを実現するコンバータスイッチング制御ドライバ部とを備え、前記コンバータスイッチング制御ドライバ部は、前記インバータ装置が制御演算上推定した電気角速度及びトルク電流を用いてリアルタイムに負荷出力瞬時値を推定する負荷出力推定手段と、前記ゼロクロスタイミングから前記スイッチング素子のスイッチング制御を開始するまでのスイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅が、前記インバータ装置が制御演算上推定する負荷出力推定値に対応して、高調波規制、力率値、母線電圧が規定値に収まるように最適化して設定され、前記負荷出力推定手段が推定した負荷出力瞬時値に対応した前記スイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅を出力するタイミングテーブルと、前記タイミングテーブルが出力する前記スイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅にそれぞれ上限値を与えるリミッタとを備えていることを特徴とする。

この発明によれば、コンバータスイッチング制御ドライバ部は、シミュレーションなどの手法で、ゼロクロスタイミングからスイッチング素子のスイッチング制御を開始するまでのスイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅を、インバータ装置が制御演算上推定する負荷出力推定値に対応して高調波規制、力率値、母線電圧が規定値に収まるように最適化して設定したタイミングテーブルを備え、このタイミングテーブルから、リアルタイムに推定した負荷出力瞬時値に対応するスイッチング開始タイミング及び時間幅を取り出してスイッチング素子をスイッチング制御するので、各規制値をクリアすることができる。

また、スイッチング時間幅に上限値を定めるので、商用電源入力が１００Ｖよりも低い場合でも、スイッチング素子に流れる電流を抑制しながら、スイッチングタイミングそのものをゼロクロスタイミングから遅らせたスイッチング開始タイミングでもって母線電圧を昇圧することができ、インバータ出力を安定に維持することができる。

また、スイッチングタイミングそのものをゼロクロスタイミングから遅らせるスイッチング開始タイミングにも上限値を定めるので、商用電源入力が１００Ｖよりも低い場合で過負荷による無理な運転が行われる場合でも、スイッチング時間幅に設定する上限値と相俟って、不必要にコンバータスイッチング回路に掛かる負担を抑制することができる。

このように、高調波測定評価条件での入力と電源負荷のとき、シミュレーションで検証した結果として、二次負荷に応じて母線電圧を調節しながら、高調波規格をクリアする最適なスイッチング動作を行うので、殆ど実機での細かい調整を行うことなく、高調波と力率とをクリアすることができる。

また、リアクトルのインダクタンスや直流重畳性能については、従来よりも限界まで下げることがシミュレーションベースで可能となり、かつ、通常の運転の場合には、高調波測定評価条件よりも電源負荷が小さくなり、母線電圧もその分上昇するので、機器の運転に問題が生ずることはなく、安定運転が可能となる。

また、コンバータスイッチング回路の整流ダイオード及びスイッチング素子に流れる電流をスイッチング時間幅に上限値を設定して制限するので、当該整流ダイオード及びスイッチング素子への要求仕様を緩和することができる。したがって、低電流品で済ませることが可能となり、また、コンバータスイッチング回路部分にヒートシンクを設置して放熱させる必要もなくなる。

この発明によれば、インバータ装置の前段に設ける直流電源装置に、リアクトルに強制的に電流を流すスイッチング部を設ける場合において、高調波規制や効率、力率、ノイズ抑制をクリアしつつ、リアクトルのインダクタンス値の低減が可能となるようにスイッチング部をスイッチング制御できる直流電源装置が得られるという効果を奏する。

以下に図面を参照して、この発明にかかる直流電源装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による直流電源装置を備える電動機用駆動装置の構成を示すブロック図である。図１に示す直流電源装置は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用電源１にリアクトル２を介して接続される倍電圧コンバータ回路３及びコンバータスイッチング回路４と、コンバータスイッチング回路４を制御するコンバータスイッチング制御ドライバ部５とを備えている。そして、倍電圧コンバータ回路３の出力端には、インバータ装置６が接続され、インバータ装置６には、空気調和機や冷凍サイクル装置で使用する圧縮機用電動機７が接続されている。

リアクトル２は、倍電圧コンバータ回路３及びコンバータスイッチング回路４への急激な突入電流を防ぐとともに、力率を１．０に近づける所定のインダクタンス値が選択されている。

倍電圧コンバータ回路３は、４個のダイオード１０ａ〜１０ｄのブリッジで構成される整流回路１１と、整流回路１１の直流出力端間に直列に配置される倍電圧用コンデンサ１２，１３とで構成されている。整流回路１１の一方の交流入力端は、リアクトル２を介して商用電源１の一方の交流出力端に接続され、他方の交流入力端は、倍電圧用コンデンサ１２，１３の直列接続端と共に直接商用電源１の他方の交流出力端に接続されている。この構成によって、倍電圧コンバータ回路３の直流出力端３ａ，３ｂ間に、ＡＣ１００Ｖから昇圧して生成した倍電圧の直流電圧が発生する。

コンバータスイッチング回路４は、４個のダイオード１５ａ〜１５ｄのブリッジで構成される整流回路１６と、整流回路１６の出力端間に接続されるスイッチング素子１７とで構成されている。整流回路１６の一方の交流入力端は、リアクトル２を介して商用電源１の一方の交流出力端に接続され、整流回路１６の他方の交流入力端は、直接商用電源１の他方の交流出力端に接続されている。なお、スイッチング素子１７は、ＩＧＢＴであり、そのコレクタ電極とエミッタ電極との間にはフライホイールダイオード１８が接続されている。そして、スイッチング素子１７のゲート電極には、コンバータスイッチング制御ドライバ部５からオン・オフ制御信号５ａが印加される。

インバータ装置６は、倍電圧コンバータ回路３の直流出力端３ａ，３ｂにそれぞれ接続される母線２０ａ，２０ｂ間に直列配置される上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子の３組（２１ａ，２１ｂ）（２１ｃ，２１ｄ）（２１ｅ，２１ｆ）で構成されるスイッチング回路と、スイッチング回路の各スイッチング素子をオン・オフ駆動するインバータ制御ドライバ部２２とを備え、上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子の３組（２１ａ，２１ｂ）（２１ｃ，２１ｄ）（２１ｅ，２１ｆ）それぞれの直列接続端が出力端を構成し、そこに圧縮機用電動機７が接続されている。なお、スイッチング回路の各スイッチング素子は、図示例ではＩＧＢＴであり、そのコレクタ電極とエミッタ電極との間にフライホイールダイオード２３が接続されている。

そして、インバータ装置６では、検出系として、圧縮機用電動機７の駆動電流を監視する電流センサ２５と、圧縮機用電動機７の運転状況を監視する速度センサ２６と、３個の下アームスイッチング素子それぞれを流れる電流を監視する電流センサ２７ａ，２７ｂ，２７ｃと、負極性側の母線２１ｂの電圧を監視する母線電圧センサ２８と、各センサの監視結果を取り込むセンサ検出部２９とが設けられ、センサ検出部２９から各センサの監視結果３０がインバータ制御ドライバ部２２に出力される。

さて、コンバータスイッチング制御ドライバ部５は、リアクトル２を通過する交流電流３１からゼロクロス点（ｚｅｒｏ ｃｒｏｓｓ ｔｉｍｉｎｇ）を検出するとともに、インバータ装置６からのフィードバック制御情報として、一方の母線２０ａでの母線電圧情報（ｖ２）３２と、インバータ制御ドライバ部２２から制御演算上推定する圧縮機用電動機７についての推定情報（電気角ｗｒｅ、トルク電流ｉｑ）３３とを取り込み、それらを図２に示すスイッチング基本タイミングテーブル４４に適用してスイッチング素子１７へのオン・オフ制御信号５ａを生成する。

図２は、コンバータスイッチング制御ドライバ部５がコンバータスイッチング回路４のスイッチング素子をスイッチング制御する基本タイミングを説明する図である。図２において、符号３５は商用電源１の０Ｖレベルであり、符号３６は商用電源１の正の半サイクル側での電圧波形であり、符号３７はリアクトル２を通過する商用電源１からの入力波形である。

入力波形３７は、倍電圧コンバータ回路３から見ると、一次側の電流波形を示しているが、図示例では、定常運転モード４７においてゼロクロス点３８から遅れたＳＷ開始点５１で立ち上がり、ＳＷ終了点５２で最大値になり、以降減少して増加し商用電源１の電圧波形３６と同様の経過を取って変化している波形が示されている。

横軸は、ゼロクロスポイント３８から図示例では正の半サイクルを経て次のゼロクロス点に向かう経過時間（ｍｓｅｃ）を表している。また、縦軸は、負荷側の運転出力（ｗａｔｔ）を表し、上から下に向かって、１００Ｖの冷房定格運転帯４０と１００Ｖの暖房定格運転帯４１と過負荷運転帯４２とが示されている。これらの運転出力の関係は、冷房定格運転帯４０＜暖房定格運転帯４１＜過負荷運転帯４２である。

ここで、コンバータスイッチング制御ドライバ部５は、その設定されるスイッチング基本タイミングテーブル４４に基づきコンバータスイッチング回路４のスイッチング素子１７のスイッチング制御（以降「ＳＷ」と記す場合もある）を行うが、母線電圧のボトム値が２５０Ｖを下回るような負荷でＳＷを開始するようにし、ＳＷ開始後におけるスイッチング基本タイミングテーブル４４を、二次側出力の負荷状態によって低負荷から高負荷へと流れるに従って、上に突の直角三角形状をした定常運転モード４７と、平行四辺形状をした昇圧運転モード４８と、四角形状をしたリミット運転モード４９とに分割し、冷房定格運転帯４０と暖房定格運転帯４１と過負荷運転帯４２と各運転モードとの関係として、定常運転モード４７内に冷房定格運転帯４０が入り、定常運転モード４７と昇圧運転モード４８との境界に暖房定格運転帯４１が位置し、過負荷運転帯４２でリミット運転モード４９に入るようにしている。

定常運転モード４７でのＳＷ開始点（ＳＷ＿ｓｔａｒｔ＿ｐｏｉｎｔ）５１は、直角三角形の斜辺４７ａと交差する位置にあり、ＳＷ終了点（ＳＷ＿ｅｎｄ＿ｐｏｉｎｔ）５２は、直角三角形の高さ辺４７ｂと一致した位置にあり、ＳＷ開始点５１とＳＷ終了点５２との間がＳＷをする範囲、つまり、スイッチング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈである。ゼロクロス点３８から斜辺４７ａまでの経過時刻ｔ＿ｓｔａｒｔの時点でスイッチング素子１７がオン動作する。また、ゼロクロス点３８から高さ辺４７ｂまでの経過時刻ｔ＿ｅｎｄの時点でスイッチング素子１７がオフ動作する。したがって、スイッチング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈ＝スイッチング終了時刻ｔ＿ｅｎｄ−スイッチング開始時刻ｔ＿ｓｔａｒｔである。

次に、図２に示すように、スイッチング基本タイミングテーブル４４に沿った形で、各出力帯と各運転モードとを配置するとき、定常運転モード４７でのスイッチングパターン（ゼロクロスタイミングからスイッチング素子１７のスイッチング制御を開始するまでのスイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅）を、シミュレーションなどの手法によって、インバータ装置６のインバータ制御ドライバ部２２が制御演算上推定する負荷出力推定値に対応して高調波規制、力率値、母線電圧が規定値に収まるように最適化して設定する。

例えば、高調波電源負荷条件での母線電圧の高調波成分を分析し、それが製品としての規格値に収まるように、軽負荷の場合には、スイッチング終了時刻ｔ＿ｅｎｄが２．５ｍｓｅｃ周辺、スイッチング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈの上限を６００〜８００μｓｅｃ程度に設ける形によって、或いは、スイッチング素子１７のコレクタ電流が２．０〜３．０Ａｒｍｓ程度に抑制できるようにスイッチング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈにリミットを加える形によって、二次負荷を変えながら調整する。

図３は、スイッチング基本タイミングテーブル４４の詳細を説明する図である。以上のようにスイッチング基本タイミングを定めると、そのテーブルを図３に示すように作成する。図３に示すスイッチング基本タイミングテーブル４４は、（１）スイッチング時間幅［μｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブルと、（２）ゼロクロス点からのスイッチングスタート時間［ｍｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブルとで構成されている。（１）スイッチング時間幅［μｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブルは、５０Ｈｚと６０Ｈｚとで共通に用いられる一つの関係テーブルである。（２）ゼロクロス点からのスイッチングスタート時間［ｍｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブルは、５０Ｈｚ用の関係テーブルと６０Ｈｚ用の関係テーブルとで構成される。

コンバータスイッチング制御ドライバ部５には、スイッチング基本タイミングテーブル４４として、図３に示すような、（１）スイッチング時間幅［μｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブルと、（２）ゼロクロス点からのスイッチングスタート時間［ｍｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブルとが実装される。

実際の製品では、インバータの制御もコンバータの制御も行ういわゆるマイコンやＤＳＰなど、ゼロクロス点などのポート情報を得てソフトウェアで制御する半導体チップで構成され、ソフトウェアにスイッチング基本タイミングテーブル４４を入れてプログラムとして実装される。

図４は、コンバータスイッチング制御ドライバ部５の構成例を示すブロック図である。図４において、乗算器６０には、インバータ制御ドライバ部２２から制御演算上推定する圧縮機用電動機７についての推定情報３３として、トルク電流推定値ｉｑ＿ｈａｔと、電動機電気角速度推定値ｗｒｅ＿ｈａｔとが入力される。運転している電動機の差交磁束（定数φ）ｆａｉと比例定数ｋ＿ｇａｉｎとは、既知の情報として予めコンバータスイッチング制御ドライバ部５が保持している。

図１において、倍電圧コンバータ部３から母線２０ａ，２０ｂに直流電圧が送出され、インバータ装置６が圧縮機用電動機７を駆動すると、検出系（速度センサ２６、電流センサ２５，２７ａ，２７ｂ，２７ｃ、母線電圧センサ２８）が検出する圧縮機用電動機７の電流や機械角の状態がセンサ検出部２９を介してインバータ制御ドライバ部２２に入力される。

インバータ制御ドライバ部２２は、各種の制御アルゴリズムに則って圧縮機用電動機７の電気角ｗｒｅやトルク電流ｉｑを推定している。また、電動機固有の鎖交磁束φが分かっていれば、ｗｒｅ×ｉｑ×φに比例定数ｋを掛けた値で圧縮機用電動機７の瞬時の出力値が推定できる。

つまり、図４において、コンバータスイッチング制御ドライバ部５では、まず、乗算器６０にて、圧縮機用電動機７の瞬時の出力値を求める。そして、乗算器６０にて求めた圧縮機用電動機７の瞬時の出力値に対して応答のための固有の時定数を有する低域通過フィルタ（ｌｐｆ＿ｆｏｒ＿ｉｎｐ）６１を適用し、制御上、母線電圧のリプルや負荷変動に対する制御系の応答をある程度遅くし安定的に動作するようにした後に、スイッチング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈを二次側出力値に対応させるテーブル（Ｔａｂｌｅ ｗｉｄｔｈ ｖｓ ｗａｔｔ）６２と、ゼロクロス点３８からのスイッチング開始時間ｔ＿ｓｔａｒｔを二次側出力値に対応させるテーブル（Ｔａｂｌｅ ｓｔａｒｔ ｔｉｍ ｖｓ ｗａｔｔ）６３とを適用する。

そして、テーブル６２から得られるテーブル値に、リミッタ（０−３＿ｌｉｍ）６４を適用して上下限を制限した後、それに応答のための固有の時定数を有する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６６を適用し、制御上、母線電圧のリプルや負荷変動に対する制御系の応答をある程度遅くし安定的に動作するようにし、スイッチング基本タイミングで用いるタイミング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈを得る。

また、テーブル６３から得られるテーブル値に、リミッタ（０−３０＿ｌｉｍ）６５を適用して上下限を制限した後、それに応答のための固有の時定数を有する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６７を適用し、制御上、母線電圧のリプルや負荷変動に対する制御系の応答をある程度遅くし安定的に動作するようにし、スイッチング基本タイミングで用いるスイッチング開始時間ｔ＿ｓｔａｒｔを得る。

図４では、母線電圧情報３２の扱いは示されていない。この点に関しては、実施の形態３（図７、図８）にて説明するが、母線電圧のボトム値が２５０Ｖを下回ると、図２に示したスイッチング基本タイミングの条件で各運転モードが制御される。その結果、例えば図５に示すような母線電圧のボトム値の変動を伴う運転が可能になる。

このとき、上記したシミュレーションでは、定常運転モードにおいてコンバータスイッチング回路４のスイッチング素子１７をスイッチングするパターンをテーブル化し、そのテーブルによるスイッチングタイミングを、乗算器６０にて求める負荷出力推定値に対応して、コンバータ（直流電源装置）としての高調波規制、力率値、母線電圧が製品としての規定値に収まるように最適化してあるので、高調波規制、力率値、母線電圧の各規制値をクリアすることができる。

また、リミッタ処理によってスイッチング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈに上限値を設定するので、商用電源入力が１００Ｖよりも低い場合でも、スイッチング素子１７に流れる電流を抑制しながら、スイッチングタイミングそのものをゼロクロスタイミングから遅らせたスイッチング開始タイミングでもって母線電圧を昇圧することができ、インバータ出力を安定に維持することができる。

そして、スイッチングタイミングそのものをゼロクロス点３８から遅らせるスイッチング開始時間ｔ＿ｓｔａｒｔにもリミッタ処理によって上限値を定めるので、商用電源入力が１００Ｖよりも低い場合で過負荷による無理な運転が行われる場合でも、スイッチング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈに上限値を設定することと相俟って、コンバータスイッチング回路４への負担を抑制することができる。

図５は、インバータ装置６の母線電圧のボトム値の変化の一例を説明する図である。図５では、「冷房定格出力」と「暖房定格出力」と「過負荷運転」とに対して、上から下に向かって、「８５〜９０Ｖ電源標準負荷運転軌跡」と、「１００Ｖ電源標準負荷運転軌跡」と、「１００Ｖ電源高調波規格運転軌跡（標準）」と、「１１０〜１１５Ｖ電源標準負荷運転軌跡」とが示されている。各軌跡の左端側は母線電圧が上がりすぎる場合を示し、右端側は母線電圧が下がりすぎる場合を示している。そして、「１００Ｖ電源高調波規格運転軌跡（標準）」を下端とし「１００Ｖ電源標準負荷運転軌跡」の上方までハッチングしたほぼ三角形状の領域が「許容される母線電圧ボトム領域」となっている。

図５に示すように、高調波測定時には、測定電源負荷に応じて母線電圧が若干低下するが、高調波規格に収まる運転が可能となる。元々のスイッチング基本タイミングテーブル４４が高調波規格と力率の値をクリアするようにシミュレーションで設定してあるので、実機にて調整を殆ど行うことなく、リアクトル２のインダクタンスの低減を試みることが可能となる。

特許文献１に記載の技術では、ゼロクロスポイントからの一定期間内にスイッチ素子をオン動作させた場合に、リアクトルのインダクタンスが電流波形の立ち上がりを決定するので、高調波規制をクリアし、力率を上げるためには、当該文献に記載のように、電流波形の立ち上がりを電源電圧波形の立ち上がりに近いカーブを描かせる必要があり、そのため、インダクタンス値は、４ｍＨ以上と大きな値なっている。

これに対して、この実施の形態１では、電源１００Ｖ入力で、負荷が１５００Ｗ以下クラスならば、力率のクリア値は０．９でよいので、実際にインダクタンス値が２．５ｍＨ周辺クラスであっても、詳細にシミュレーションすると、一回のスイッチングのみで、力率と高調波規制の双方を同時にクリア可能なスイッチングのポイントを見つけ出すことができるので、試作調整が容易になる。

このように、実施の形態１によれば、高調波測定評価条件での入力と電源負荷のとき、シミュレーションで検証した結果として、二次負荷に応じて母線電圧を調節しながら高調波規格をクリアする最適なスイッチング動作を行うので、殆ど実機での細かい調整を行うことなく、高調波規制と力率とをクリアすることができる。

また、リアクトルのインダクタンス値や直流重畳性能について、従来よりも限界値まで下げることがシミュレーションベースで可能となる。

そして、通常の運転モードでは、高調波測定評価条件よりも電源負荷が小さくなり、母線電圧もその分上昇するので、機器の運転に問題が生ずることはなく、安定運転が可能となる。

加えて、コンバータスイッチング回路の整流ダイオード及びスイッチング素子に流れる電流をスイッチング時間幅に上限値を設定して制限するので、当該整流ダイオード及びスイッチング素子に対する要求仕様を緩和することができる。したがって、低電流品で済ませることが可能となり、また、コンバータスイッチング回路部分にヒートシンクを設置して放熱させる必要もなくなる。

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２による直流電源装置を備える電動機用駆動装置の構成を示すブロック図である。なお、図６では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

図６に示すように、実施の形態２による直流電源装置を備える電動機用駆動装置では、図１（実施の形態１）に示した構成において、倍電圧コンバータ回路３に代えて、倍電圧コンバータ部７０が設けられている。倍電圧コンバータ回路７０では、図１に示した倍電圧コンバータ回路３における倍電圧コンデンサ１２，１３の直列回路が、倍電圧コンデンサ１２ａ，１３ａの直列回路と倍電圧コンデンサ１２ｂ，１３ｂの直列回路とを並列接続し、各直列接続端を共通に整流回路１１の他方の交流入力端と共に直接商用電源１の他方の交流出力端に接続した構成になっている。

換言すると、倍電圧コンバータ回路７０では、図１に示した倍電圧コンバータ回路３における倍電圧コンデンサ１２，１３の直列回路において、倍電圧コンデンサ１２が２つの倍電圧コンデンサ１２ａ，１２ｂの並列接続で構成され、倍電圧コンデンサ１３を２つの倍電圧コンデンサ１３ａ，１３ｂの並列接続で構成されている。

ここで、２並列２直列接続に用いるコンデンサについて、二次側電流Ｉ２、コンデンサ容量Ｃ、発熱ΔＴｃ、放熱係数βの各式を用いて実際の理論的な側面から具体的に説明する。二次側電流Ｉ２は、コンデンサ容量Ｃ、母線電圧ｖから、母線リプル電圧幅Ｖ_rippleと母線リプル電圧周波数ｆ_rippleを用いて式（１）のように表される。コンデンサ容量Ｃは、電極表面積Ｓ、電極間距離ｄ、電極間誘電率ε、定数ｋを用いて式（２）のように表される。発熱ΔＴｃは、リプル電流Ｉｒｉｐ、ＥＳＲ（等価直列抵抗）Ｒ、放熱係数（Ｗ／℃ｃｍ²）βを用いて式（３）のように表される。また、放熱係数（Ｗ／℃ｃｍ²）βは、コンデンサ放熱係数β、コンデンサ電極表面積Ｓを用いて式（４）のように表される。

通常、倍電圧コンデンサの選択については、式（１）で示される二次側電流Ｉ２の要求から、二次側母線のリプル電圧幅Ｖｒｉｐｐｌｅからコンデンサの静電容量Ｃの下限値を決定し、その決定した下限値よりも上の容量値を持つコンデンサを、コンデンサの許容リプル電流値から選択せざるをえない。そのため、式（１）からコンデンサの静電容量Ｃが大きいものは、許容リプル電流にも有利に働くため、許容リプル電流が決まれば、それを基にコンデンサが決定していた。つまり、式（１）からは容量の下限値が示されるが、実際には、容量の下限値ではなく、許容リプル電流の制限からコンデンサを決定していた。

今、静電容量が２０００μＦのコンデンサを倍電圧コンデンサに持ってくる場合と、静電容量が１０００μＦのコンデンサを２つ並列に接続して合計２０００μＦの倍電圧コンデンサを構成する場合とを比べるため、式（３）に示される発熱ΔＴｃを比較する。静電容量が１０００μＦのコンデンサを２つ並列に接続して使用するときの各パラメータをダッシュつきで表現する。

式（２）からコンデンサ容量Ｃは、電極表面積Ｓに比例し、式（４）から電極表面積Ｓの−０．２乗が放熱係数βに比例している。式（４）から静電容量が１０００μＦのコンデンサの放熱係数は、静電容量が２０００μＦのコンデンサの１．２倍大きくなる。電極表面積Ｓは、静電容量に比例して１／２であり、２つ並列に接続してあるので、リプル電流は、１／２になる。ここで、ＥＳＲは同じと仮定すると、ΔＴｃ’＝０．４３５ΔＴｃとなり、温度上昇は、静電容量が２０００μＦのコンデンサの４３．５％まで抑えられることになるので、その分、静電容量１０００μＦのコンデンサの方が、許容リプル電流を２．３０の０．５乗倍、つまり１．５１倍多く流せることになる。

同様に考えて、発熱ΔＴｃの比較だけで倍電圧コンデンサの静電容量の削減を考えるとすれば、静電容量が３６０μＦのコンデンサを２つ並列に接続した場合でも、放熱係数が１．４１倍になる。リプル電流を計算すると、静電容量が２０００μＦのコンデンサの１つ使いとほぼ同じ大きさのリプル電流が許容可能な結果となる。実際には、許容リプル電流の大きさ以外に、コンバータとして母線電圧の変動の大きさが負荷側でどこまで許容可能かということも倍電圧コンデンサの容量を決定する要因になるが、当該倍電圧コンデンサの２並列接続によって許容リプル電流を大きくすることできるので、静電容量を下げることが可能となる。

このように、１つの倍電圧コンデンサを２つの倍電圧コンデンサの並列接続で構成した２並列２直列接続とすることで、１つの倍電圧コンデンサに要求される許容リプル電流を半減させ得るとともに、２つの部品とすることで、倍電圧コンデンサを放熱的に有利にすることができる。

したがって、図１に示した倍電圧コンバータ回路３のように、２つの倍電圧コンデンサを単に直列接続するよりも、図６に示すように２並列２直列接続とする方が、結果的にトータルのコンデンサの静電容量を大幅に下げることができ、回路実装面積が小さくなっても同等負荷で使用することができる。

また、従来では、コンデンサメーカが空気調和機や冷凍サイクル装置の用途向けに特別仕様で製造した特殊系列品である比較的低容量であるが高許容リプル電流品を使用していたが、この２並列２直列接続を応用することで、高容量、高許容リプル電流品のコンデンサの一般系列品を考えたとき、低容量で放熱的に有利であるので、単位面積当たりの許容リプル電流が、高容量、高許容リプル電流品に比べて大きく取れる。つまり、一般系列品の採用が可能になる。

一方、実際には、倍電圧コンデンサの容量を絞った倍電圧コンバータ回路７０を用いる場合には、従来例で説明したように、母線電圧に低周波の揺動が発生し（図１４参照）、その低周波揺動は、負荷が大きくなるにつれて顕著になるので、空気調和機や冷凍サイクル装置の運転に適さなくなる。

これを防ぐには、従来技術では、倍電圧コンデンサの容量を大きくするか、別に大きい容量の平滑コンデンサを入れなければならない。しかし、この実施の形態２では、スイッチング素子１７を実施の形態１に示した手順でスイッチング制御することで、図１４に示すような母線電圧の低周波の揺動は抑制することができる。これは、次のようなシミュレーションを実施して確認できた。

すなわち、コンバータの２次側の負荷で変化する母線電圧のリプル波形に対応して、スイッチングのタイミングをずらしながら適切なタイミングを選び、１０〜３０Ｈｚの側帯波を抑制するようにスイッチングを行って母線の電圧波形を歪ませることで、図１４に示すような母線電圧の低周波の揺動に含まれる１０〜３０Ｈｚの側帯波の成分を変化させ、母線電圧波形のＦＦＴ解析などの方法によって含有成分を取り出し、その含有成分を０ｄＢ以下に落とすことで、低周波の揺動を抑制できることが確認できた。

実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３による直流電源装置を備える電動機用駆動装置の構成を示すブロック図である。なお、図７では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。

図７に示すように、実施の形態３による直流電源装置を備える電動機用駆動装置では、図１（実施の形態１）に示した構成において、コンバータスイッチング制御ドライバ部５に代えて、コンバータスイッチング制御ドライバ部７５が設けられている。コンバータスイッチング制御ドライバ部７５は、例えば図８に示すように構成されている。

図８に示すように、コンバータスイッチング制御ドライバ部７５では、図４に示したコンバータスイッチング制御ドライバ部５において、母線電圧情報３２の処理ブロック８０〜９１が追加されている。ここでは、この追加された処理ブロック８０〜９１を中心に説明する。

図８において、Ｖ２＿ｂｔｍは、母線電圧情報３２から得られる現在の母線電圧のボトム値である。この観測した母線電圧のボトム値Ｖ２＿ｂｔｍは、低域通過フィルタ（ｌｐｆ＿ｆｏｒ＿ｖｏｌ）８２にて、応答をスイチィング制御よりも速くするフィルタリング処理を受けた後に、加減算器８５の減算入力端と加減算器８６の加算入力端とに入力される。

テーブル（ｖ＿ｂｏｔｔｏｍ＿ｄｒｏｐ＿ｔｂｌ＿ｈａｒｍｏｎｉｃ＿ｍｅａｓ．＿ｖｓ＿ｗａｔｔ２）８３は、高調波規格測定条件での運転シミュレーション時での母線電圧ボトム値の変化を二次側出力に対応させるテーブルであり、低域通過フィルタ６１の出力（圧縮機用電動機７の運転状態推定値）に基づくテーブル値を加減算器８５の加算入力端に出力する。

符号８４は、母線電圧のボトム値がこれ以上大きくならない母線電圧ボトム上限値（ｖｂｔｍ＿ｈｉｇｈ）である。これは、既知の値（定数：Ｖ）であり、予めコンバータスイッチング制御ドライバ部７５が保持している。この母線電圧ボトム上限値（ｖｂｔｍ＿ｈｉｇｈ）８４は、加減算器８６の減算入力端に入力される。

加減算器８５の出力を受けるリミッタ（ｕｎｓｉｇｎｅｄ ｓａｔｕｒ１）８７と、加減算器８６の出力を受けるリミッタ（ｕｎｓｉｇｎｅｄ ｓａｔｕｒ２）８８とは、それぞれ、差分の正値のみを取り出し、負数は、ゼロにする。これによって、母線電圧のボトム値が、テーブル８３での下限値よりも下がった場合には上げる修正が行われ、母線電圧ボトム上限値（定数）８４よりも上がった場合には下げる修正が行われる。

低域通過フィルタ（ｌｐｆ＿ｆｏｒ＿ｓｌｏｗ１）８９は、観測した母線電圧のボトム値とテーブル８３での下限値との差分の応答を遅らせる時定数でもってリミッタ８７の出力をフィルタリングする。また、低域通過フィルタ（ｌｐｆ＿ｆｏｒ＿ｓｌｏｗ２）９０は、観測した母線電圧のボトム値と母線電圧ボトム上限値（定数）８４との差分の応答を遅らせる時定数でもってリミッタ８８の出力をフィルタリングする。

加算器９１は、低域通過フィルタ６１の出力（圧縮機用電動機７の運転状態推定値）と低域通過フィルタ８９，９０の各出力とを加算して、テーブル６２，６３に並列に出力する。以降、図４にて説明した手順で、スイッチング基本タイミングで用いるタイミング時間幅ｔ＿ｗｉｄｔｈとスイッチング開始時間ｔ＿ｓｔａｒｔとが得られる。

すなわち、この実施の形態３によるコンバータスイッチング制御ドライバ部７５では、母線電圧のボトム値が、テーブル８３での下限値と母線電圧ボトム上限値（定数）８４との間にある場合には、図４にて説明した手順で制御が行われるが、母線電圧ボトム上限値（定数）８４を超えた場合は、超えた分だけ低域通過フィルタ（ｌｐｆ＿ｆｏｒ＿ｓｌｏｗ１）８９にて、応答とともにゲイン調整された値がマイナスされるので、スイッチング素子１７のスイッチング時間幅を小さくするか、スイッチング時間幅をゼロにしてスイッチング制御そのものを実行しないようにすることで、母線電圧を下げる動作が行われる。

一方、母線電圧のボトム値がテーブル８３での下限値を下回った場合は、下回った分だけ低域通過フィルタ（ｌｐｆ＿ｆｏｒ＿ｓｌｏｗ２）９０にて応答とともに、ゲイン調整された値がプラスされるので、スイッチング素子１７のスイッチング時間幅を上限値まで大きくするか、スイッチング時間幅が上限まで達している場合には、スイッチング開始タイミングそのものをさらに遅らせることで、母線電圧を上げる動作が行われる。

これによって、圧縮機用電動機７を同じ出力で運転している場合に、商用電源電圧入力が、１００Ｖｒｍｓよりも高く１１５Ｖｒｍｓ程度である場合も、１００Ｖｒｍｓよりも低く８５Ｖｒｍｓである場合も、母線電圧が高く上昇したり、母線電圧が低下したりすることがないので、効率の悪化や、過電圧、過電流によるデバイスへのストレスの悪化を防ぐ運転が可能となり、図５に示したような母線電圧に対する効果を得ることができる。

このように、実施の形態３によれば、軽負荷による運転状態において、商用電源からの交流電圧入力が１００Ｖよりも高くなると、母線電圧が上昇し、それとともにインバータ装置でのスイッチチング素子やコンバータスイッチング回路でのスイッチチング素子などのパワーデバイスに過電圧による過度のストレスが加わるようになるが、そのような場合に、母線電圧の上昇を抑制するので、各パワーデバイスの過電圧によるストレスを軽減することが可能となる。

また、過負荷による運転状態において、商用電源からの交流電圧入力が１００Ｖよりも低くなると、母線電圧が低下し、それとともにインバータ装置でのスイッチチング素子やコンバータスイッチング回路でのスイッチチング素子などのパワーデバイスに過電流による電流と発熱との過度のストレスが加わるようになるが、そのような場合に、母線電圧の低下を抑制するので、各パワーデバイスの過電流によるストレスを軽減することが可能となる。

なお、この実施の形態３では、実施の形態１への適用例を示したが、実施の形態２にも同様に適用することができる。

実施の形態４．
図９は、この発明の実施の形態４による電動機駆動用電源装置の構成を示すブロック図である。なお、図９では、図６（実施の形態２）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態４に関わる部分を中心に説明に説明する。

図９に示すように、実施の形態４による直流電源装置を備える電動機用駆動装置では、図６（実施の形態２）に示した構成において、コンバータスイッチング制御ドライバ部５に代えて、コンバータスイッチング制御ドライバ部１００が設けられている。コンバータスイッチング制御ドライバ部１００は、リアクトル２を通過する交流電流１０２から、ゼロクロス点（ｚｅｒｏ ｃｒｏｓｓ ｔｉｍｉｎｇ）を検出する他、一次電流（ｉ１）を検出してモニタし、過電圧による無理な運転が行われた場合に各パワーデバイスが過電流によるストレスを受けないようにしている。

具体的には、コンバータスイッチング制御ドライバ部１００は、一次電流（ｉ１）をＣＴ（電流トランス）などで取り込み、それを電圧変化に変えてマイコンやＤＳＰに入力して２乗平均値を求め、その求めた一次電流の２乗平均値とＲＭＳ値によって予め定めた一次電流値とを比較して一次電流をモニタし、予め定めた上限値に達した場合に、スイッチング素子１７をオフ動作させて母線電圧の昇圧が行われないように制御し、過電圧による無理な運転が行われた場合に各パワーデバイスが過電流によるストレスを受けないようにしている。

以下、図１０と図１１とを参照して、具体的に説明する。なお、図１０は、図９に示すコンバータスイッチング制御ドライバ部の構成例を示すブロック図である。図１１は、図９に示すインバータ装置の母線電圧のボトム値の変化を説明する図である。

図１０では、図８に示したコンバータスイッチング制御ドライバ部７５において、検出した一次電流の処理ブロック１１５〜１２４が追加されている。ここでは、この追加された処理ブロック１１５〜１２４を中心に説明する。

図１０において、ｉ１＿ｒｍｓは、観測した一次電流の２乗平均値である。この観測した一次電流値（ｉ１＿ｒｍｓ）は、低域通過フィルタ（ｌｐｆ＿ｆｏｒ＿ｍｉｄｄｌｅ）１２０にて応答を中程度に遅延させる時定数によるフィルタリング処理を受けた後、加減算器１２１の加算入力端に与えられる。テーブル（ｃｕｒｒｅｎｔ ｔａｂｌ ｆｏｒ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ｍｅａｓ．ｖｓ ｗａｔｔ）１２４は、低域通過フィルタ６１の出力（圧縮機用電動機７の運転状態推定値）に基づくテーブル値を加減算器１２１の減算入力端に与える。

テーブル１２４は、高調波負荷運転時において一次電流制限を行う上で目安となる一次電流値を対応させるテーブルである。そこでの一次電流値は、高調波負荷運転時での一次電流（Ａｒｍｓ）を上側の値で丸めたものである。商用電源１からの入力電圧が想定値よりも低い場合や、ＲやＬの負荷が大きい場合について、二次出力値に対応した一次電流値がこのテーブル１２４のテーブル値を超えた場合に、母線電圧のボトム値をテーブル８２のテーブル値によるよりも多く低下させるように制御して、結果的に、一次電流値を下げる方向に作用する。

加減算器１２１の出力は、係数（ｄｒｏｐ＿ｇａｉｎ）１２２及びリミッタ（０．０〜１．０ｓａｔｕｒ）１２３を経て乗算器１２６の一方の入力となる。テーブル８３のテーブル値は、一次電流の上限値を示している。係数（ｄｒｏｐ＿ｇａｉｎ）１２２及びリミッタ（０．０〜１．０ｓａｔｕｒ）１２３は、一次電流の実際値がテーブル８３のテーブル値を超えるとき、母線電圧を少し下げて一次電流を減らす向きのゲイン量０．１５を０．０〜１．０の範囲内でのリミット付きで出力する。

母線電圧のボトム値の下限値を与えるテーブル（ｖ＿ｂｏｔｔｏｍ ｓａｂｕｎ−ｄｒｏｐ ｔａｂｌ ｖｓ ｗａｔｔ）１２５は、低域通過フィルタ６１の出力（圧縮機用電動機７の運転状態推定値）に基づきテーブル値を乗算器１２６の他方の入力に与える。テーブル１２５のテーブル値は、商用電源１からの入力電圧が想定値よりも低い場合や、ＲやＬの負荷が大きい場合について、一次電流がテーブル１２４のテーブル値よりも大きい場合に、テーブル８３のテーブル値が示す二次出力値に対応した目標母線電圧のボトム値よりもさらなる低下処理を行うときの下限値を表す。

但し、商用電源１からの入力電圧が９０Ｖｒｍｓのように低くなった場合は、所定の出力を得るために一次電流を非常に大きく要求するので、目標値よりも大きい電流値の電流を流さざるを得ない。そのため、母線電圧のボトム値もこのテーブル１２５のテーブル値の下限目標よりも下の値で平衡安定状態に入るので、このテーブル１２５のテーブル値には、小さい値を入れておく必要がある。一例として、０Ｗ／０Ｖ、３００Ｗ／０Ｖ、１１００Ｗ／−１０Ｖのような下限量をテーブル値として使用する。

乗算器１２６では、係数（ｄｒｏｐ＿ｇａｉｎ）１２２及びリミッタ１２３でのゲイン量とテーブル１２５からの母線電圧の下限許容値とを掛け算して、現在の出力に合わせて母線電圧を低下させる電圧値が求められる。

テーブル８３の出力と加減算器８５の加算入力端との間に設けた加算器１２７では、テーブル８３のテーブル値が示す二次出力値に対応した目標母線電圧のボトム値から乗算器１２６が求めた電圧値を引いて、一次電流を抑制する緩和した母線電圧ボトム目標値を求め、加減算器８５の加算入力端に与える。

リミッタ８７と低域通過フィルタ８９との間には、増幅器１２８が挿入されている。また、リミッタ８８と低域通過フィルタ９０との間には、増幅器１２９が挿入されている。

このように構成されたコンバータスイッチング制御ドライバ部１００では、過負荷による無理な運転で、予め製品に対応して決められた一次電流の上限値に達してしまった場合に、スイッチング素子１７に対して倍電圧コンバータ回路７０が無理に母線電圧の昇圧を行わないようなスイッチングを指令する。

これによって、母線電圧不足が生じ、インバータ制御ドライバ部２２が無理に出力を取り出せなくなるので、商用電源１からの入力電圧が１００Ｖよりも低い場合の一次側含めた各パワーデバイスの過電流によるストレスと機器からの発熱とを抑制することが可能となる。

また、一次電流値のテーブルの上限で制限して母線電圧を許容範囲の下限まで緩和させるので、例えば図１１に示すような母線電圧を緩和したコンバータの運転が可能になる。図１１では、「冷房定格出力」と「暖房定格出力」と「過負荷運転」とに対して、上から下に向かって、「１００Ｖ電源標準負荷運転軌跡」と、「１００Ｖ電源高調波規格運転軌跡（標準）」と、「母線電圧下限テーブル」と、「９０Ｖ電源標準負荷運転軌跡（一次電流制限付き）」とが示されている。

「１００Ｖ電源標準負荷運転軌跡」は、「冷房定格出力」「暖房定格出力」では、母線電圧がｖｂｔｏｍ＿ｈｉｇｈ（母線電圧上限値（定数））と２５０Ｖとの間で変化しているが、「過負荷運転」では母線電圧が２５０Ｖよりも低下している。「１００Ｖ電源高調波規格運転軌跡（標準）」は、「冷房定格出力」→「暖房定格出力」→「過負荷運転」と進行すると、母線電圧が２５０Ｖから２３０Ｖへと変化する。そして、母線電圧が母線電圧上限値（定数）ｖｂｔｏｍ＿ｈｉｇｈ以下で「１００Ｖ電源高調波規格運転軌跡（標準）」までのハッチングしたほぼ三角形状の領域が「許容される母線電圧ボトム領域」となっている。一次電流制限目安からそれを超える電流が流れる場合、母線電圧のボトム値を下げ気味に制御して抑制することが示されている。

なお、この実施の形態４では、実施の形態２への適用例を示したが、実施の形態１，３にも同様に適用することができる。

斯くして、この発明によれば、倍電圧コンデンサの容量を低減し、リアクトルのインダクタンスを低減し、スイッチング回路部分のデバイスも消費電力を抑制でき、大きい電流仕様でないデバイスでコンバータを制御しつつ母線電圧が低周波で揺れるのを抑制でき、安定した直流電源装置を得ることが可能となる。

以上のように、この発明にかかる直流電源装置は、空気調和機や冷凍サイクル装置で用いる圧縮機用電動機を駆動するインバータ装置の直流電源装置として有用である。

この発明の実施の形態１による直流電源装置を備える電動機用駆動装置の構成を示すブロック図である。 図１に示すコンバータスイッチング制御ドライバ部がコンバータスイッチング回路のスイッチング素子をスイッチング制御する基本タイミングを説明する図である。 図２に示すスイッチング基本タイミングテーブルの詳細を説明する図であり、（１）はスイッチング時間幅［μｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブル、（２）はゼロクロス点からのスイッチングスタート時間［ｍｓｅｃ］と負荷［Ｗ］との関係テーブルである。 図１に示すコンバータスイッチング制御ドライバ部の構成例を示すブロック図である。 図１に示すインバータ装置の母線電圧のボトム値の変化の一例を説明する図である。 この発明の実施の形態２による直流電源装置を備える電動機用駆動装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３による直流電源装置を備える電動機用駆動装置の構成を示すブロック図である。 図７に示すコンバータスイッチング制御ドライバ部の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４による電動機駆動用電源装置の構成を示すブロック図である。 図９に示すコンバータスイッチング制御ドライバ部の構成例を示すブロック図である。 図９に示すインバータ装置の母線電圧のボトム値の変化を説明する図である。 従来の電動機用駆動装置の構成例を示すブロック図である。 図１２に示す電動機用駆動装置においてリアクトルの通電制御を行う場合の電圧・電流波形図である。 母線電圧に載る低周波の揺動波形を示す図である。

符号の説明

１ 商用電源
２ リアクトル
３ 倍電圧コンバータ回路
４ コンバータスイッチング回路
５ コンバータスイッチング制御ドライバ部
６ インバータ装置
７ 圧縮機用電動機
１０ａ〜１０ｄ ダイオード
１１ 整流回路
１２，１２ａ，１２ｂ 倍電圧コンデンサ
１３，１３ａ，１３ｂ 倍電圧コンデンサ
１５ａ〜１５ｄ ダイオード
１６ 整流回路
１７ スイッチング素子
１８ フライホイールダイオード
２１ａ〜２１ｆ スイッチング回路を構成するスイッチング素子
２２ インバータ制御ドライバ部
２３ フライホイールダイオード
２５，２７ａ，２７ｂ，２７ｃ 電流センサ
２８ 母線電圧センサ
２９ センサ検出部
６０ 乗算器
６１，６６，６７ 応答のための固有の時定数を有する低域通過フィルタ
６２ スイッチング時間幅を二次側出力値に対応させるテーブル
６３ ゼロクロス点からのスイッチング開始時間を二次側出力値に対応させるテーブル
６４，６５ 上下限を制限するリミッタ
７０ 倍電圧コンバータ回路
８２ 応答をスイチィング制御よりも速くする時定数を有する低域通過フィルタ
８３ 高調波規格測定条件での運転シミュレーション時での母線電圧ボトム値の変化を二次側出力に対応させるテーブル
８４ 母線電圧のボトム値がこれ以上大きくならない母線電圧ボトム上限値
８５，８６ 加減算器
８７，８８ 差分の正値のみを取り出し負数はゼロにするリミッタ
８９，９０ 差分の応答を遅らせる時定数を有する低域通過フィルタ
１２０ 応答を中程度に遅延させる時定数を有する低域通過フィルタ
１２１ 加減算器
１２２ 一次電流値が目標値を超える場合の差分に対するゲイン
１２３ ０．０〜１．０の範囲内に制限するリミッタ
１２４ 高調波負荷運転時において一次電流制限を行う上で目安となる一次電流値を対応させるテーブル
１２５ 母線電圧のボトム値の下限値を与えるテーブル
１２６ 乗算器
１２７ 加算器
１２８，１２９ 増幅器
ｔ＿ｓｔａｒｔ ゼロクロスタイミングからスイッチング素子のスイッチング制御を開始するまでのスイッチング開始時刻
ｔ＿ｅｎｄ ゼロクロスタイミングからスイッチング素子のスイッチング制御を終了するまでのスイッチング終了時刻
ｔ＿ｗｉｄｔｈ スイッチング時間幅
ｉｑ＿ｈａｔ トルク電流推定値
ｗｒｅ＿ｈａｔ 電動機電気角速度推定値
ｆａｉ 運転している電動機の鎖交磁束（定数）
ｋ＿ｇａｉｎ 比例定数
ｖ２＿ｂｔｍ 観測した母線電圧のボトム値
ｉ１＿ｒｍｓ 観測した一次電流の２乗平均値

Claims (4)

1. インバータ制御によって電動機を駆動するインバータ装置の母線電圧を商用電源から生成する直流電源装置であって、
   ダイオードブリッジからなる第１の整流回路と、前記第１の整流回路の直流出力端間に直列に配置され、その直列接続端が当該第１の整流回路の一方の交流入力端に接続される２つの倍電圧コンデンサとで構成される倍電圧コンバータ回路と、
   ダイオードブリッジからなる第２の整流回路と、前記第２の整流回路の直流出力端間に配置されるスイッチング素子とで構成されるコンバータスイッチング回路と、
   前記第１及び第２の整流回路の交流入力端と前記商用電源との接続経路の一方に介在するリアクトルと、
   交流入力のゼロクロスタイミングから遅れたタイミングで前記スイッチング素子をスイッチング制御して前記倍電圧コンバータ回路への電流入力の立ち上がりよりも前に前記リアクトルに強制的に電流を流し、力率の改善と前記倍電圧コンバータ回路の出力電圧である前記母線電圧の昇圧とを実現するコンバータスイッチング制御ドライバ部と
   を備え、
   前記コンバータスイッチング制御ドライバ部は、
   前記インバータ装置が制御演算上推定した電気角速度及びトルク電流を用いてリアルタイムに負荷出力瞬時値を推定する負荷出力推定手段と、
   前記ゼロクロスタイミングから前記スイッチング素子のスイッチング制御を開始するまでのスイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅が、前記インバータ装置が制御演算上推定する負荷出力推定値に対応して、高調波規制、力率値、母線電圧が規定値に収まるように最適化して設定され、前記負荷出力推定手段が推定した負荷出力瞬時値に対応した前記スイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅を出力するタイミングテーブルと、
   前記タイミングテーブルが出力する前記スイッチング開始タイミング及びスイッチング時間幅にそれぞれ上限値を与えるリミッタと
   を備えていることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記コンバータスイッチング制御ドライバ部は、
   前記母線電圧をモニタする監視手段と、
   前記監視手段がモニタした母線電圧値が、予め定めた電圧値よりも高い場合には、前記タイミングテーブルが小さいスイッチング時間幅を出力する、或いは、スイッチング時間幅を出力しないように、前記負荷出力推定手段が推定した負荷出力瞬時値を操作する手段と、
   前記監視手段がモニタした母線電圧値が、予め定めた電圧値よりも低い場合には、前記タイミングテーブルが上限近くのスイッチング時間幅を出力する、或いは、スイッチング時間幅が上限近くにあるときは遅らせたスイッチング開始タイミングを出力するように、前記負荷出力推定手段が推定した負荷出力瞬時値を操作する手段と
   を備えていることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記コンバータスイッチング制御ドライバ部は、
   前記商用電源からの入力電流をモニタする監視手段と、
   前記監視手段がモニタした入力電流値が上限値に到達した場合には、前記タイミングテーブルがスイッチング時間幅を出力しないように、前記負荷出力推定手段が推定した負荷出力瞬時値を操作する手段と
   を備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
4. 前記倍電圧コンバータ回路において直列接続される２つの倍電圧コンデンサは、それぞれ、２つのコンデンサの並列接続で構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の直流電源装置。

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