JP2007208649A - 電圧差比較回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】高速動作が可能で単純な構成の電圧差比較回路を低コストに提供する。
【解決手段】同一構成の各変換器11,12は、2つの入力信号の電圧差を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する。変換器11は入力信号IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)を電流値に変換する。変換器12は基準電圧VREF1,VREF2の電圧差(VREF1−VREF2)を電流値に変換する。電流比較器13は、変換器11の出力電流が変換器12の出力電流よりも大きい場合(すなわち、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも高い場合)には出力信号OUTをハイレベルにし、変換器11の出力電流が変換器12の出力電流よりも小さい場合(すなわち、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも低い場合)には出力信号OUTをローレベルにする。
【選択図】 図1
【解決手段】同一構成の各変換器11,12は、2つの入力信号の電圧差を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する。変換器11は入力信号IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)を電流値に変換する。変換器12は基準電圧VREF1,VREF2の電圧差(VREF1−VREF2)を電流値に変換する。電流比較器13は、変換器11の出力電流が変換器12の出力電流よりも大きい場合(すなわち、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも高い場合)には出力信号OUTをハイレベルにし、変換器11の出力電流が変換器12の出力電流よりも小さい場合(すなわち、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも低い場合)には出力信号OUTをローレベルにする。
【選択図】 図1
Description
本発明は電圧差比較回路に係り、詳しくは、2つの信号の電圧差と基準電圧とを比較する回路に関するものである。
従来より、2つの信号の電圧差と基準電圧とを比較する電圧差比較回路として、オペアンプを用いた反転加算回路を使用するタイプが広く利用されている。
図5は、従来の電圧差比較回路50のブロック回路図である。
電圧差比較回路50は、電圧比較器(コンパレータ)52、増幅率1倍の反転増幅器53,54、反転加算回路55から構成されており、2つの入力信号(入力電圧)IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)と基準電圧VREFとを比較し、その比較結果である出力信号(出力電圧)OUTを生成して出力する。
図5は、従来の電圧差比較回路50のブロック回路図である。
電圧差比較回路50は、電圧比較器(コンパレータ)52、増幅率1倍の反転増幅器53,54、反転加算回路55から構成されており、2つの入力信号(入力電圧)IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)と基準電圧VREFとを比較し、その比較結果である出力信号(出力電圧)OUTを生成して出力する。
反転加算回路55は、オペアンプ51および各抵抗Ra〜Rcから構成された公知の反転加算回路である(例えば、非特許文献1参照)。
入力信号IN1は抵抗Raを介してオペアンプ51の反転入力端子に入力され、入力信号IN2は反転増幅器53で−1倍されてから抵抗Rbを介してオペアンプ51の反転入力端子に入力される。
オペアンプ51の反転入力端子は抵抗Rcを介して出力端子に接続され、オペアンプ51の非反転入力端子はアース(グランド)に接続されている。
オペアンプ51の出力端子の電圧Voは、各抵抗Ra〜Rcの抵抗値をそれぞれRa〜Rcとすると、数式1によって表される。
入力信号IN1は抵抗Raを介してオペアンプ51の反転入力端子に入力され、入力信号IN2は反転増幅器53で−1倍されてから抵抗Rbを介してオペアンプ51の反転入力端子に入力される。
オペアンプ51の反転入力端子は抵抗Rcを介して出力端子に接続され、オペアンプ51の非反転入力端子はアース(グランド)に接続されている。
オペアンプ51の出力端子の電圧Voは、各抵抗Ra〜Rcの抵抗値をそれぞれRa〜Rcとすると、数式1によって表される。
Vo=−Rc×(IN1/Ra−IN2/Rb) ………(数式1)
電圧Voは反転増幅器54で−1倍されてから電圧比較器52の非反転入力端子に入力される。
電圧比較器52の反転入力端子には基準電圧VREFが入力され、電圧比較器52の出力端子から出力信号OUTが出力される。
電圧比較器52の反転入力端子には基準電圧VREFが入力され、電圧比較器52の出力端子から出力信号OUTが出力される。
つまり、電圧−Vo(=Rc×(IN1/Ra−IN2/Rb))が基準電圧VREFよりも高い場合には出力信号OUTがハイレベルになり、電圧−Voが基準電圧VREFよりも低い場合には出力信号OUTがローレベルになる。
ここで、Ra=Rb=Rc=1とすれば、出力信号OUTは電圧差(IN1−IN2)と基準電圧VREFとの比較結果になる。
吉田幸作 編纂「トランジスタ技術SPECIAL(No.71)特集:OPアンプから始めるアナログ技術」CQ出版社、2000年7月、ISBN 4789832635、p.70〜71
ここで、Ra=Rb=Rc=1とすれば、出力信号OUTは電圧差(IN1−IN2)と基準電圧VREFとの比較結果になる。
吉田幸作 編纂「トランジスタ技術SPECIAL(No.71)特集:OPアンプから始めるアナログ技術」CQ出版社、2000年7月、ISBN 4789832635、p.70〜71
図5に示す従来の電圧差比較回路50には、以下の問題点がある。
[A]オペアンプ51を用いた反転加算回路55を使用するため、電圧Voを高速に生成することが難しく、その結果、出力信号OUTを高速に生成することが困難である。
[B]オペアンプ51の内部構成が複雑であることに加え、反転増幅器53,54が必要であるため、電圧差比較回路50の全体構成が複雑になり、その結果、電圧差比較回路50の製造コストが増大する。加えて、電圧差比較回路50を1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化したモノリシックIC(Integrated Circuit)によって構成した場合には、チップ上における電圧差比較回路50の占有面積が大きくなるためチップの小型化が阻害される。
[A]オペアンプ51を用いた反転加算回路55を使用するため、電圧Voを高速に生成することが難しく、その結果、出力信号OUTを高速に生成することが困難である。
[B]オペアンプ51の内部構成が複雑であることに加え、反転増幅器53,54が必要であるため、電圧差比較回路50の全体構成が複雑になり、その結果、電圧差比較回路50の製造コストが増大する。加えて、電圧差比較回路50を1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化したモノリシックIC(Integrated Circuit)によって構成した場合には、チップ上における電圧差比較回路50の占有面積が大きくなるためチップの小型化が阻害される。
本発明は上記問題を解決するためになされたものであって、その目的は、高速動作が可能で単純な構成の電圧差比較回路を低コストに提供することにある。
請求項1に記載の発明は、
2つの信号(IN1,IN2)の電圧差(IN1−IN2)を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する第1変換器(11)と、
2つの基準電圧(VREF1,VREF2)の電圧差(VREF1−VREF2)を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する第2変換器(12)と、
前記第1変換器の出力電流と前記第2変換器の出力電流とを比較し、前記第1変換器の出力電流が前記第2変換器の出力電流よりも大きい場合には前記信号の電圧差(IN1−IN2)が前記基準電圧の電圧差(VREF1−VREF2)よりも高いとし、前記第1変換器の出力電流が前記第2変換器の出力電流よりも小さい場合には前記信号の電圧差が前記基準電圧の電圧差よりも低いとし、その比較結果に応じたレベルの出力信号OUTを出力する電流比較器(13)と
を備えた電圧差比較回路(10)を技術的特徴とする。
2つの信号(IN1,IN2)の電圧差(IN1−IN2)を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する第1変換器(11)と、
2つの基準電圧(VREF1,VREF2)の電圧差(VREF1−VREF2)を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する第2変換器(12)と、
前記第1変換器の出力電流と前記第2変換器の出力電流とを比較し、前記第1変換器の出力電流が前記第2変換器の出力電流よりも大きい場合には前記信号の電圧差(IN1−IN2)が前記基準電圧の電圧差(VREF1−VREF2)よりも高いとし、前記第1変換器の出力電流が前記第2変換器の出力電流よりも小さい場合には前記信号の電圧差が前記基準電圧の電圧差よりも低いとし、その比較結果に応じたレベルの出力信号OUTを出力する電流比較器(13)と
を備えた電圧差比較回路(10)を技術的特徴とする。
請求項2に記載の発明は、
請求項1に記載の電圧差比較回路において、
前記第1変換器および第2変換器は不平衡型の差動入力回路によって構成され、
前記電流比較器はカレントミラー回路によって構成されることを技術的特徴とする。
請求項1に記載の電圧差比較回路において、
前記第1変換器および第2変換器は不平衡型の差動入力回路によって構成され、
前記電流比較器はカレントミラー回路によって構成されることを技術的特徴とする。
請求項3に記載の発明は、
請求項1または請求項2に記載の電圧差比較回路において、
前記第2変換器(12a,12b)を複数個備えると共に、前記電流比較器(13a,13b)を複数個の第2変換器毎に備え、
各電流比較器は、対応する前記第2変換器の出力電流と前記第1変換器(11)の出力電流とを比較する電圧差比較回路(20)を技術的特徴とする。
請求項1または請求項2に記載の電圧差比較回路において、
前記第2変換器(12a,12b)を複数個備えると共に、前記電流比較器(13a,13b)を複数個の第2変換器毎に備え、
各電流比較器は、対応する前記第2変換器の出力電流と前記第1変換器(11)の出力電流とを比較する電圧差比較回路(20)を技術的特徴とする。
<請求項1:第1実施形態に該当>
請求項1の発明では、図5に示す従来の電圧差比較回路50のようにオペアンプ51を用いた反転加算回路55を使用せず、第1変換器(11)、第2変換器(12),電流比較器(13)を用いるため、出力信号(OUT)を高速に生成することができる。
また、請求項1の発明では、従来の電圧差比較回路50のように内部構成が複雑なオペアンプ51や反転増幅器53,54が必要なく、単純な構成の各変換器(11,12)および電流比較器(13)を用いるだけであるため、電圧差比較回路(10)の全体構成が簡単になり、その結果、電圧差比較回路(10)の製造コストを抑えることができる。
請求項1の発明では、図5に示す従来の電圧差比較回路50のようにオペアンプ51を用いた反転加算回路55を使用せず、第1変換器(11)、第2変換器(12),電流比較器(13)を用いるため、出力信号(OUT)を高速に生成することができる。
また、請求項1の発明では、従来の電圧差比較回路50のように内部構成が複雑なオペアンプ51や反転増幅器53,54が必要なく、単純な構成の各変換器(11,12)および電流比較器(13)を用いるだけであるため、電圧差比較回路(10)の全体構成が簡単になり、その結果、電圧差比較回路(10)の製造コストを抑えることができる。
そして、電圧差比較回路(10)を1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化したモノリシックICによって構成した場合には、チップ上における電圧差比較回路の占有面積を小さくすることが可能になるため、チップの小型化を図ることができる。
従って、請求項1の発明によれば、高速動作が可能で単純な構成の電圧差比較回路(10)を低コストに提供できる。
従って、請求項1の発明によれば、高速動作が可能で単純な構成の電圧差比較回路(10)を低コストに提供できる。
<請求項2>
請求項2の発明では、不平衡型の差動入力回路が2つの入力信号の電圧差である差動入力電圧に応じた差動電流に変換するトランスコンダクタンス機能を有するため、第1変換器および第2変換器を不平衡型の差動入力回路によって構成することができる。そして、電流比較器をカレントミラー回路によって構成すれば、各変換器の出力電流を比較することができる。
従って、請求項2の発明によれば、各変換器を簡単な回路構成の不平衡型差動入力回路によって具体化でき、電流比較器を簡単な回路構成のカレントミラー回路によって具体化できるため、電圧差比較回路を容易に実現できる。
請求項2の発明では、不平衡型の差動入力回路が2つの入力信号の電圧差である差動入力電圧に応じた差動電流に変換するトランスコンダクタンス機能を有するため、第1変換器および第2変換器を不平衡型の差動入力回路によって構成することができる。そして、電流比較器をカレントミラー回路によって構成すれば、各変換器の出力電流を比較することができる。
従って、請求項2の発明によれば、各変換器を簡単な回路構成の不平衡型差動入力回路によって具体化でき、電流比較器を簡単な回路構成のカレントミラー回路によって具体化できるため、電圧差比較回路を容易に実現できる。
<請求項3:第2実施形態に該当>
請求項3の発明では、第1電流変換器が電流値に変換した前記信号の電圧差(IN1−IN2)と、個々の第2電流変換器が電流値に変換した複数組の前記基準電圧の電圧差(VREF1a−VREF2a、VREF1b−VREF2b)のそれぞれとを同時に比較することができる。
そして、請求項2の発明によれば、請求項1の発明と同様の作用・効果を得ることができる。
請求項3の発明では、第1電流変換器が電流値に変換した前記信号の電圧差(IN1−IN2)と、個々の第2電流変換器が電流値に変換した複数組の前記基準電圧の電圧差(VREF1a−VREF2a、VREF1b−VREF2b)のそれぞれとを同時に比較することができる。
そして、請求項2の発明によれば、請求項1の発明と同様の作用・効果を得ることができる。
<符号の説明>
尚、上術した[課題を解決するための手段][発明の効果]に記載した( )内の符号等は、後述する[発明を実施するための最良の形態]に記載した構成部材・構成要素の符号に対応したものである。
尚、上術した[課題を解決するための手段][発明の効果]に記載した( )内の符号等は、後述する[発明を実施するための最良の形態]に記載した構成部材・構成要素の符号に対応したものである。
以下、本発明を具体化した各実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、各実施形態において、図5に示した従来技術と同一の構成部材および構成要素については符号を等しくして説明を省略してある。また、各実施形態において、同一の構成部材および構成要素については符号を等しくすると共に、同一内容の箇所については重複説明を省略してある。
<第1実施形態>
図1は、第1実施形態の電圧差比較回路10のブロック回路図である。
電圧差比較回路10は、変換器11,12および電流比較器13から構成されており、2つの入力信号(入力電圧)IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)と、2つの基準電圧VREF1,VREF2の電圧差(VREF1−VREF2)とを比較し、その比較結果である出力信号(出力電圧)OUTを生成して出力する。
図1は、第1実施形態の電圧差比較回路10のブロック回路図である。
電圧差比較回路10は、変換器11,12および電流比較器13から構成されており、2つの入力信号(入力電圧)IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)と、2つの基準電圧VREF1,VREF2の電圧差(VREF1−VREF2)とを比較し、その比較結果である出力信号(出力電圧)OUTを生成して出力する。
同一構成の各変換器11,12は、2つの入力信号の電圧差を電流値に変換し、その電流値を出力電流(出力信号)として出力する。
すなわち、変換器11は、2つの入力信号IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)を電流値に変換する。
また、変換器12は、2つの基準電圧VREF1,VREF2の電圧差(VREF1−VREF2)を電流値に変換する。
すなわち、変換器11は、2つの入力信号IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)を電流値に変換する。
また、変換器12は、2つの基準電圧VREF1,VREF2の電圧差(VREF1−VREF2)を電流値に変換する。
電流比較器13の反転入力端子には変換器11の出力電流が入力され、電流比較器13の非反転入力端子には変換器12の出力電流が入力され、電流比較器13の出力端子から出力信号OUTが出力される。
電流比較器13は、各変換器11,12の出力電流を比較し、変換器11の出力電流が変換器12の出力電流よりも大きい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも高いとして、出力信号OUTをローレベルにする。
電流比較器13は、各変換器11,12の出力電流を比較し、変換器11の出力電流が変換器12の出力電流よりも大きい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも高いとして、出力信号OUTをローレベルにする。
また、電流比較器13は、変換器11の出力電流が変換器12の出力電流よりも小さい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも低いとして、出力信号OUTをハイレベルにする。
ここで、電圧差(VREF1−VREF2)を従来技術の基準電圧VREFと等しいとすれば(VREF1−VREF2=VREF)、出力信号OUTは電圧差(IN1−IN2)と基準電圧VREFとの比較結果になる。
ここで、電圧差(VREF1−VREF2)を従来技術の基準電圧VREFと等しいとすれば(VREF1−VREF2=VREF)、出力信号OUTは電圧差(IN1−IN2)と基準電圧VREFとの比較結果になる。
図2は、電圧差比較回路10をバイポーラトランジスタのみで構成した場合の回路図である。
変換器11は、抵抗R1,R2、PNPトランジスタQP1,QP2、NPNトランジスタQN1〜QN3から構成された不平衡型の差動入力回路(差動増幅回路)である。
差動入力トランジスタQP1のベースには入力信号IN1が入力され、差動入力トランジスタQP2のベースには入力信号IN2が入力されている。
各トランジスタQP1,QP2のエミッタには、それぞれ各抵抗R1,R2を介して電源電圧VCCが印加されている。
差動入力トランジスタQP1のベースには入力信号IN1が入力され、差動入力トランジスタQP2のベースには入力信号IN2が入力されている。
各トランジスタQP1,QP2のエミッタには、それぞれ各抵抗R1,R2を介して電源電圧VCCが印加されている。
各トランジスタQN1〜QN3のエミッタはアース(グランド)GNDに接続され、各トランジスタQN1,QN2のベースは各トランジスタQN1,QP1のコレクタに接続され、各トランジスタQN1,QN2はトランジスタQN1を入力側とするワイドラー型カレントミラー回路を構成している。そのカレントミラー回路は、各トランジスタQP1,QP2の能動負荷として機能する。
トランジスタQP2のコレクタは、トランジスタQN2のコレクタに接続されると共に、トランジスタQN3のベースおよびコレクタに接続され、変換器11の出力端子として機能する。
各トランジスタQP1,QP2は同一トランジスタサイズで同一特性であり、各トランジスタQN1,QN2は同一トランジスタサイズである。
各トランジスタQP1,QP2は同一トランジスタサイズで同一特性であり、各トランジスタQN1,QN2は同一トランジスタサイズである。
変換器12は、抵抗R3,R4、PNPトランジスタQP6,QP7、NPNトランジスタQN6〜QN8から構成された不平衡型の差動入力回路である。
差動入力トランジスタQP6のベースには基準電圧VREF1が入力され、差動入力トランジスタQP7のベースには基準電圧VREF2が入力されている。
各トランジスタQP6,QP7のエミッタには、それぞれ各抵抗R3,R4を介して電源電圧VCCが印加されている。
差動入力トランジスタQP6のベースには基準電圧VREF1が入力され、差動入力トランジスタQP7のベースには基準電圧VREF2が入力されている。
各トランジスタQP6,QP7のエミッタには、それぞれ各抵抗R3,R4を介して電源電圧VCCが印加されている。
各トランジスタQN6〜QN8のエミッタはアースGNDに接続され、各トランジスタQN6,QN7のベースは各トランジスタQN6,QP6のコレクタに接続され、各トランジスタQN6,QN7はトランジスタQN6を入力側とするワイドラー型カレントミラー回路を構成している。そのカレントミラー回路は、各トランジスタQP6,QP7の能動負荷として機能する。
トランジスタQP7のコレクタは、トランジスタQN7のコレクタに接続されると共に、トランジスタQN8のベースおよびコレクタに接続され、変換器12の出力端子として機能する。
各トランジスタQP6,QP7は同一トランジスタサイズで同一特性であり、各トランジスタQN6,QN7は同一トランジスタサイズである。
各トランジスタQP6,QP7は同一トランジスタサイズで同一特性であり、各トランジスタQN6,QN7は同一トランジスタサイズである。
電流比較器13は、PNPトランジスタQP5,QP8、NPNトランジスタQN5,QN9から構成されている。
各トランジスタQN5,QN9のエミッタはアースGNDに接続されている。
各トランジスタQP5,QP8のエミッタには電源電圧VCCが印加され、各トランジスタQP5,QP8のベースはトランジスタQN9,QP8のコレクタに接続され、各トランジスタQP5,QP8はトランジスタQP8を入力側とするワイドラー型カレントミラー回路を構成している。
トランジスタQP5のコレクタは、トランジスタQN5のコレクタに接続され、電流比較器13の出力端子として機能する。
各トランジスタQN5,QN9のエミッタはアースGNDに接続されている。
各トランジスタQP5,QP8のエミッタには電源電圧VCCが印加され、各トランジスタQP5,QP8のベースはトランジスタQN9,QP8のコレクタに接続され、各トランジスタQP5,QP8はトランジスタQP8を入力側とするワイドラー型カレントミラー回路を構成している。
トランジスタQP5のコレクタは、トランジスタQN5のコレクタに接続され、電流比較器13の出力端子として機能する。
トランジスタQN5のエミッタはアースGNDに接続され、各トランジスタQN3,QN5のベースはトランジスタQN3のコレクタに接続され、各トランジスタQN3,QN5はトランジスタQN3を入力側とするワイドラー型カレントミラー回路を構成している。
各トランジスタQN9のエミッタはアースGNDに接続され、各トランジスタQN8,QN9のベースはトランジスタQN8のコレクタに接続され、各トランジスタQN8,QN9はトランジスタQN8を入力側とするワイドラー型カレントミラー回路を構成している。
各トランジスタQN3,QN5,QN8,QN9は同一トランジスタサイズであり、各トランジスタQP5,QP8は同一トランジスタサイズである。
各トランジスタQN9のエミッタはアースGNDに接続され、各トランジスタQN8,QN9のベースはトランジスタQN8のコレクタに接続され、各トランジスタQN8,QN9はトランジスタQN8を入力側とするワイドラー型カレントミラー回路を構成している。
各トランジスタQN3,QN5,QN8,QN9は同一トランジスタサイズであり、各トランジスタQP5,QP8は同一トランジスタサイズである。
そのため、変換器11において、一対の差動入力トランジスタQP1,QP2は、そのベースに入力された各入力信号IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)である差動入力電圧を差動電流に変換するトランスコンダクタンス機能を有し、トランジスタQN3のコレクタ電流が差動電流になる。
そして、変換器11の出力電流であるトランジスタQN3のコレクタ電流は、電圧差(IN1−IN2)に応じた電流値になる。
そして、変換器11の出力電流であるトランジスタQN3のコレクタ電流は、電圧差(IN1−IN2)に応じた電流値になる。
また、変換器12において、一対の差動入力トランジスタQP6,QP7は、そのベースに入力された各基準電圧VREF1,VREF2の電圧差(VREF1−VREF2)である差動入力電圧を差動電流に変換するトランスコンダクタンス機能を有し、トランジスタQN8のコレクタ電流が差動電流になる。
そして、変換器12の出力電流であるトランジスタQN8のコレクタ電流は、電圧差(VREF1−VREF2)に応じた電流値になる。
そして、変換器12の出力電流であるトランジスタQN8のコレクタ電流は、電圧差(VREF1−VREF2)に応じた電流値になる。
ここで、各トランジスタQN3,QN5はトランジスタQN3を入力側とするカレントミラー回路を構成しているため、電流比較器13において、トランジスタQN5のコレクタ電流は電圧差(IN1−IN2)に応じた電流値になる。
また、各トランジスタQN8,QN9はトランジスタQN8を入力側とするカレントミラー回路を構成しているため、電流比較器13において、トランジスタQN9のコレクタ電流は電圧差(VREF1−VREF2)に応じた電流値になる。
さらに、電流比較器13において、各トランジスタQP5,QP8はトランジスタQP8を入力側とするカレントミラー回路を構成しているため、トランジスタQP5のコレクタ電流は電圧差(VREF1−VREF2)に応じた電流値になる。
また、各トランジスタQN8,QN9はトランジスタQN8を入力側とするカレントミラー回路を構成しているため、電流比較器13において、トランジスタQN9のコレクタ電流は電圧差(VREF1−VREF2)に応じた電流値になる。
さらに、電流比較器13において、各トランジスタQP5,QP8はトランジスタQP8を入力側とするカレントミラー回路を構成しているため、トランジスタQP5のコレクタ電流は電圧差(VREF1−VREF2)に応じた電流値になる。
従って、電流比較器13において、トランジスタQN5のコレクタ電流がトランジスタQP5のコレクタ電流よりも大きい場合(すなわち、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも高い場合)には、各トランジスタQP5,QN5のコレクタ電圧である出力信号OUTがローレベルになる。
また、トランジスタQN5のコレクタ電流がトランジスタQP5のコレクタ電流よりも小さい場合(すなわち、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも低い場合)には、各トランジスタQP5,QN5のコレクタ電圧である出力信号OUTがハイレベルになる。
また、トランジスタQN5のコレクタ電流がトランジスタQP5のコレクタ電流よりも小さい場合(すなわち、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1−VREF2)よりも低い場合)には、各トランジスタQP5,QN5のコレクタ電圧である出力信号OUTがハイレベルになる。
[第1実施形態の作用・効果]
第1実施形態の電圧差比較回路10では、図5に示す従来の電圧差比較回路50のようにオペアンプ51を用いた反転加算回路55を使用せず、各変換器11,12および電流比較器13を用いるため、出力信号OUTを高速に生成することができる。
第1実施形態の電圧差比較回路10では、図5に示す従来の電圧差比較回路50のようにオペアンプ51を用いた反転加算回路55を使用せず、各変換器11,12および電流比較器13を用いるため、出力信号OUTを高速に生成することができる。
また、第1実施形態では、従来の電圧差比較回路50のように内部構成が複雑なオペアンプ51や反転増幅器53,54が必要なく、単純な構成の各変換器11,12および電流比較器13を用いるだけであるため、電圧差比較回路10の全体構成が簡単になり、その結果、電圧差比較回路10の製造コストを抑えることができる。
そして、電圧差比較回路10を1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化したモノリシックICによって構成した場合には、チップ上における電圧差比較回路10の占有面積を小さくすることが可能になるため、チップの小型化を図ることができる。
そして、電圧差比較回路10を1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化したモノリシックICによって構成した場合には、チップ上における電圧差比較回路10の占有面積を小さくすることが可能になるため、チップの小型化を図ることができる。
従って、第1実施形態によれば、高速動作が可能で単純な構成の電圧差比較回路10を低コストに提供できる。
尚、図2に示すように、各変換器11,12は簡単な回路構成の不平衡型差動入力回路によって具体化でき、電流比較器13は簡単な回路構成のカレントミラー回路によって具体化できるため、電圧差比較回路10は容易に実現できる。
ところで、図2では、トランジスタQN3を変換器11に含めると共に、トランジスタQN8を変換器12に含めているが、各トランジスタQN3,QN8を電流比較器13に含めるとしてもよい。
尚、図2に示すように、各変換器11,12は簡単な回路構成の不平衡型差動入力回路によって具体化でき、電流比較器13は簡単な回路構成のカレントミラー回路によって具体化できるため、電圧差比較回路10は容易に実現できる。
ところで、図2では、トランジスタQN3を変換器11に含めると共に、トランジスタQN8を変換器12に含めているが、各トランジスタQN3,QN8を電流比較器13に含めるとしてもよい。
<第2実施形態>
図3は、第2実施形態の電圧差比較回路20のブロック回路図である。
電圧差比較回路20は、変換器11,12a,12bおよび電流比較器13a,13bから構成されている。
そして、電圧差比較回路20は、2つの入力信号IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)と、2つの基準電圧VREF1a,VREF2aの電圧差(VREF1a−VREF2a)とを比較し、その比較結果である出力信号OUTaを生成して出力する。
また、電圧差比較回路20は、電圧差(IN1−IN2)と、2つの基準電圧VREF1b,VREF2bの電圧差(VREF1b−VREF2b)とを比較し、その比較結果である出力信号OUTbを生成して出力する。
図3は、第2実施形態の電圧差比較回路20のブロック回路図である。
電圧差比較回路20は、変換器11,12a,12bおよび電流比較器13a,13bから構成されている。
そして、電圧差比較回路20は、2つの入力信号IN1,IN2の電圧差(IN1−IN2)と、2つの基準電圧VREF1a,VREF2aの電圧差(VREF1a−VREF2a)とを比較し、その比較結果である出力信号OUTaを生成して出力する。
また、電圧差比較回路20は、電圧差(IN1−IN2)と、2つの基準電圧VREF1b,VREF2bの電圧差(VREF1b−VREF2b)とを比較し、その比較結果である出力信号OUTbを生成して出力する。
同一構成の各変換器11,12a,12bは、2つの入力信号の電圧差を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する。
すなわち、変換器12aは、2つの基準電圧VREF1a,VREF2aの電圧差(VREF1a−VREF2a)を電流値に変換する。
また、変換器12bは、2つの基準電圧VREF1b,VREF2bの電圧差(VREF1b−VREF2b)を電流値に変換する。
すなわち、変換器12aは、2つの基準電圧VREF1a,VREF2aの電圧差(VREF1a−VREF2a)を電流値に変換する。
また、変換器12bは、2つの基準電圧VREF1b,VREF2bの電圧差(VREF1b−VREF2b)を電流値に変換する。
電流比較器13aの反転入力端子には変換器11の出力電流が入力され、電流比較器13aの非反転入力端子には変換器12aの出力電流が入力され、電流比較器13aの出力端子から出力信号OUTaが出力される。
電流比較器13aは、各変換器11,12aの出力電流を比較し、変換器11の出力電流が変換器12aの出力電流よりも大きい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1a−VREF2a)よりも高いとして、出力信号OUTaをローレベルにする。
また、電流比較器13aは、変換器11の出力電流が変換器12aの出力電流よりも小さい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1a−VREF2a)よりも低いとして、出力信号OUTaをハイレベルにする。
電流比較器13aは、各変換器11,12aの出力電流を比較し、変換器11の出力電流が変換器12aの出力電流よりも大きい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1a−VREF2a)よりも高いとして、出力信号OUTaをローレベルにする。
また、電流比較器13aは、変換器11の出力電流が変換器12aの出力電流よりも小さい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1a−VREF2a)よりも低いとして、出力信号OUTaをハイレベルにする。
電流比較器13bの反転入力端子には変換器11の出力電流が入力され、電流比較器13bの非反転入力端子には変換器12bの出力電流が入力され、電流比較器13bの出力端子から出力信号OUTが出力される。
電流比較器13bは、各変換器11,12bの出力電流を比較し、変換器11の出力電流が変換器12bの出力電流よりも大きい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1b−VREF2b)よりも高いとして、出力信号OUTbをローレベルにする。
また、電流比較器13bは、変換器11の出力電流が変換器12bの出力電流よりも小さい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1b−VREF2b)よりも低いとして、出力信号OUTbをハイレベルにする。
電流比較器13bは、各変換器11,12bの出力電流を比較し、変換器11の出力電流が変換器12bの出力電流よりも大きい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1b−VREF2b)よりも高いとして、出力信号OUTbをローレベルにする。
また、電流比較器13bは、変換器11の出力電流が変換器12bの出力電流よりも小さい場合には、電圧差(IN1−IN2)が電圧差(VREF1b−VREF2b)よりも低いとして、出力信号OUTbをハイレベルにする。
図4は、電圧差比較回路20をバイポーラトランジスタのみで構成した場合の回路図である。
[第2実施形態の作用・効果]
第2実施形態の電圧差比較回路20では、2つの入力信号の電圧差(IN1−IN2)と、2組の基準電圧(第1の基準電圧(VREF1a−VREF2a)、第2の基準電圧(VREF1b−VREF2b))のそれぞれとを同時に比較することができる。
そして、第2実施形態によれば、第1実施形態と同様の作用・効果を得ることができる。
第2実施形態の電圧差比較回路20では、2つの入力信号の電圧差(IN1−IN2)と、2組の基準電圧(第1の基準電圧(VREF1a−VREF2a)、第2の基準電圧(VREF1b−VREF2b))のそれぞれとを同時に比較することができる。
そして、第2実施形態によれば、第1実施形態と同様の作用・効果を得ることができる。
<別の実施形態>
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
[1]各実施形態において、NPNトランジスタをNチャネルMOSトランジスタに置き換えると共に、PNPトランジスタをPチャネルMOSトランジスタに置き換えてもよい。
また、BiCMOS(Bipolar Complementary MOS)技術を用い、バイポーラトランジスタの一部をMOSトランジスタに置き換えたり、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)に置き換えてもよい。
また、BiCMOS(Bipolar Complementary MOS)技術を用い、バイポーラトランジスタの一部をMOSトランジスタに置き換えたり、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)に置き換えてもよい。
[2]第2実施形態では、2個の変換器12a,12bと2個の電流比較器13a,13bを用いている。しかし、各変換器12a,12bと同一構成の変換器を3個以上設けると共に、各電流比較器13a,13bと同一構成の電流比較器を3個以上設け、2つの入力信号の電圧差(IN1−IN2)と3組以上の基準電圧とをそれぞれ同時に比較するようにしてもよい。
10,20…電圧差比較回路
11…第1変換器
12,12a,12b…第2変換器
13,13a,13b…電流比較器
IN1,IN2…入力信号
VREF1,VREF2,VREF1a,VREF2a,VREF1b,VREF2b…基準電圧
OUT,OUTa,OUTb…出力信号
11…第1変換器
12,12a,12b…第2変換器
13,13a,13b…電流比較器
IN1,IN2…入力信号
VREF1,VREF2,VREF1a,VREF2a,VREF1b,VREF2b…基準電圧
OUT,OUTa,OUTb…出力信号
Claims (3)
- 2つの信号の電圧差を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する第1変換器と、
2つの基準電圧の電圧差を電流値に変換し、その電流値を出力電流として出力する第2変換器と、
前記第1変換器の出力電流と前記第2変換器の出力電流とを比較し、前記第1変換器の出力電流が前記第2変換器の出力電流よりも大きい場合には前記信号の電圧差が前記基準電圧の電圧差よりも高いとし、前記第1変換器の出力電流が前記第2変換器の出力電流よりも小さい場合には前記信号の電圧差が前記基準電圧の電圧差よりも低いとし、その比較結果に応じたレベルの出力信号を出力する電流比較器と
を備えたことを特徴とする電圧差比較回路。 - 請求項1に記載の電圧差比較回路において、
前記第1変換器および第2変換器は不平衡型の差動入力回路によって構成され、
前記電流比較器はカレントミラー回路によって構成されることを特徴とする電圧差比較回路。 - 請求項1または請求項2に記載の電圧差比較回路において、
前記第2変換器を複数個備えると共に、前記電流比較器を複数個の第2変換器毎に備え、
各電流比較器は、対応する前記第2変換器の出力電流と前記第1変換器の出力電流とを比較することを特徴とする電圧差比較回路。
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JP2006024923A JP2007208649A (ja) | 2006-02-01 | 2006-02-01 | 電圧差比較回路 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2009239471A (ja) * | 2008-03-26 | 2009-10-15 | Panasonic Corp | Mos集積回路、及びそれを備えた電子機器 |
-
2006
- 2006-02-01 JP JP2006024923A patent/JP2007208649A/ja not_active Withdrawn
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