JP2007135261A - 高調波抑制装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流検出手段や高速な演算装置が不要であり、低コストにて実現可能な高調波抑制装置を提供する。
【解決手段】多相入力の交流直接変換器の入力フィルタとして用いられる高調波抑制装置において、電源１と交流直接変換器３との間の各相にそれぞれ直列に接続されたリアクトル２１と、リアクトル２１と交流直接変換器３との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上のコンデンサ２３と、電源１とリアクトル２１との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上の直列回路とを備え、前記直列回路を、抵抗２４とコンデンサ２５とを直列に接続して構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流直接変換器の入力フィルタとして使用される高調波抑制装置に関するものである。

交流直接変換器は、交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機等の負荷に供給する電力変換器として知られている。
図７は、従来の交流直接変換器の入力側の回路構成を示しており、１は三相交流電源、２は入力フィルタ、３は交流直接変換器、１０１は入力電流指令及び出力電圧指令に基づいて交流直接変換器３を構成する半導体スイッチング素子のＰＷＭパルスを作成するＰＷＭ信号作成手段である。

この種の交流直接変換器３は、入力電圧を短冊状に切り出して出力電圧を直接得ているため、交流直接変換器３の半導体スイッチング素子に流れる電流も短冊状となる。この短冊状の電流による高調波が系統に影響を与えないように、交流直接変換器３の電源側には高調波抑制装置として入力フィルタ２が接続されている。
上記入力フィルタ２は、リアクトル２１、ダンピング抵抗２２及びコンデンサ２３により構成されている。

なお、交流直接変換器としては、図８に示すように双方向性の交流スイッチＳを入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に接続した変換器３Ａ（マトリクスコンバータ）や、図９に示すようにＰＷＭ整流器３１及びインバータ３２から構成され、直流リンク部に大容量コンデンサ等のフィルタ要素を備えない変換器３Ｂが挙げられる。

さて、図７に示した入力フィルタ２のカットオフ周波数は、通常、変換器３のスイッチング周波数よりも十分低く設定される。ここで、カットオフ周波数は、入力フィルタ２を構成するリアクトル２１とコンデンサ２３との共振周波数である。
リアクトル２１のインダクタンス値をＬ_ｆ、コンデンサ２３の容量値をＣ_ｆとすると、共振周波数ｆ_ｒが次式で表されることはよく知られている。

図１０は、入力フィルタ２の周波数特性を示すボード線図である。図１０の横軸は周波数を示し、図１０の上段はゲインを、下段は位相をそれぞれ示している。
変換器３のスイッチング周波数が、ゲインが十分に低くなる範囲に設定されていれば、スイッチング周波数成分が系統に流出することはない。なお、図１０において、ゲインが最大値となる周波数がカットオフ周波数である。

ところが、通常、系統側にはリアクタンス成分が存在する。このリアクタンス成分としては、例えば変圧器の漏れインダクタンス成分が挙げられる。ここで、変圧器の漏れインダクタンス成分を無視できない場合の回路図を、図１１に示す。
図１１において、４は上記漏れインダクタンス成分であり、このインダクタンス成分４は入力フィルタ２のリアクトル２１と直列に接続されている。この結果、漏れインダクタンス成分４、リアクトル２１及びコンデンサ２３による共振周波数ｆ_ｒは数式２により表されることになり、数式１よりも小さくなる。但し、漏れインダクタンス成分４のインダクタンス値をＬ_ｓとする。

図１２は、図１１における変換器３の入力側の周波数特性を示すボード線図である。
図１２を図１０と比較すると、上記漏れインダクタンス成分４の影響により、共振周波数が低下している。また、ゲインに着目すると、ゲインの最大値が図１０の場合よりも大幅に増加している。すなわち、共振周波数成分が大きく増幅されることになる。
交流直接変換器３の入力側の電圧に上記共振周波数成分が重畳している状態で電圧を発生すると、交流直接変換器３は入出力側が直接接続されるため、出力電圧に共振周波数成分が重畳されることになり、前述したように共振周波数成分が大きくなると出力電圧制御性能の低下が顕著になるという問題がある。

なお、下記の特許文献１には、交流−直流変換を行うＰＷＭ変換器において、入力電流の振動成分による影響が出力側に現れないようにする手法が開示されている。
この従来技術では、入力電流の振動成分をハイパスフィルタにより抽出し、基本波電圧指令値から上記振動成分を減算してＰＷＭ変換器の電圧指令値を得ることにより、振動成分の影響を低減している。

特開平１０−３３６８９６号公報（［００１１］〜［００１７］、図２等）

特許文献１に記載された従来技術を交流直接変換器に適用する場合には、入力電流の検出手段を追加する必要があるので、コスト上昇の原因になると共に、振動成分の周波数が比較的高いため高速な演算装置が必要になる等の問題があった。
そこで本発明の解決課題は、入力電流検出手段や高速な演算装置が不要であり、低コストにて実現可能な高調波抑制装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、多相入力の交流直接変換器の入力フィルタとして用いられる高調波抑制装置において、
電源と前記交流直接変換器との間の各相にそれぞれ直列に接続されたリアクトルと、
これらのリアクトルと前記交流直接変換器との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上のコンデンサと、
前記電源と前記リアクトルとの間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上の直列回路と、を備え、
前記直列回路は、抵抗とコンデンサとを直列に接続してなることを特徴とする。

請求項２に記載した発明は、多相入力の交流直接変換器の入力フィルタとして用いられる高調波抑制装置において、
電源と前記交流直接変換器との間の各相にそれぞれ直列に接続されたリアクトルと、
これらのリアクトルと前記交流直接変換器との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上のコンデンサと、
前記リアクトルと前記コンデンサとの間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上の直列回路と、を備え、
前記直列回路は、抵抗とコンデンサとを直列に接続してなることを特徴とする。

請求項３に記載した発明は、多相入力の交流直接変換器の入力フィルタとして用いられる高調波抑制装置において、
電源と前記交流直接変換器との間の各相にそれぞれ直列に接続されたリアクトルと、
これらのリアクトルと前記交流直接変換器との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上の直並列回路と、を備え、
前記直並列回路は、コンデンサと抵抗との並列回路と、この並列回路に直列接続された別のコンデンサと、からなることを特徴とする。

なお、請求項４に記載するように、上記各発明において、前記リアクトルに並列に抵抗を接続しても良い。

本発明によれば、変圧器の漏れインダクタンス成分等による系統のリアクタンス成分を無視できない場合でも、入力電流検出手段や高速な演算装置を用いずに、入力フィルタとして抵抗やコンデンサ等の受動素子を組み合わせるだけで共振周波数成分の抑制が可能であり、コストの大幅な上昇を招くことなく、出力電圧への共振周波数成分の悪影響を解消して出力電圧制御性能の低下を防ぐことができる。
更に、コンデンサの容量と、コンデンサ内部に含まれるインダクタンス成分とによる共振現象も抑制できるという効果も奏する。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１，４に記載した発明に相当するものである。
この実施形態が図１１の従来技術と異なるのは入力フィルタ２Ａの構成であり、従来のリアクトル２１、コンデンサ２３及び抵抗２２に加えて、抵抗２４とコンデンサ２５との直列回路をスター結線してなる回路をリアクトル２１の電源側各相間に接続して入力フィルタ２Ａが構成されている。

図２は、図１の入力フィルタ２Ａによる周波数特性を示したボード線図である。
図２によれば、図１のように変圧器の漏れインダクタンス成分４（系統のリアクタンス成分）を無視できない場合においても、共振周波数成分のゲインが増加することはない。
このため、共振周波数成分が大きく増幅されることはなく、従来の入力フィルタに受動素子としての抵抗２４及びコンデンサ２５の直列回路を相数分、追加するだけで、特別な制御を必要とせずに出力電圧への共振周波数成分の重畳を防ぐことができ、出力電圧の制御性能の低下を防止することができる。

次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、請求項２，４の発明に相当するものである。
この実施形態では、従来のリアクトル２１、コンデンサ２３及び抵抗２２に加えて、抵抗２４とコンデンサ２５との直列回路をスター結線してなる回路をリアクトル２１の変換器側各相間に接続して入力フィルタ２Ｂが構成されている。

図４は、図３の入力フィルタ２Ｂによる周波数特性を示したボード線図である。
図４によれば、この実施形態においても、漏れインダクタンス成分４を無視できない場合でも共振周波数成分のゲインが増加することはなく、共振周波数成分が大きく増幅されることはないので、第１実施形態と同様に、特別な制御を必要とせずに出力電圧制御性能の低下を防止することができる。

次いで、図５は本発明の第３実施形態を示す構成図であり、請求項３，４の発明に相当する。
この実施形態の入力フィルタ２Ｃは、抵抗２４とコンデンサ２６との並列回路にコンデンサ２５を直列接続して三相分の直並列回路を構成し、これらの直並列回路をスター結線してリアクトル２１の変換器側各相間に接続したものである。見方を変えれば、図３におけるコンデンサ２３を除去し、これらのコンデンサを抵抗２４にそれぞれ並列に接続した回路に相当する。

図６は、図５の入力フィルタ２Ｃによる周波数特性を示したボード線図である。
図６によれば、この実施形態においても、漏れインダクタンス成分４を無視できない場合でも共振周波数成分のゲインが増加することはなく、共振周波数成分が大きく増幅されることはない。従って、第１，第２実施形態と同様に、特別な制御を必要とせずに出力電圧制御性能の低下を防止することができる。

なお、第１，第２実施形態におけるコンデンサ２３、第３実施形態におけるコンデンサ２５はスター結線されているが、デルタ結線としてもよい。
また、各実施形態において、リアクトル２１に並列接続された抵抗２２を省略しても同様な作用効果を得ることができる。
更に、本発明は三相入力の交流直接変換器３ばかりでなく、一般に多相入力の交流直接変換器を対象とした入力フィルタに適用可能である。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。 図１における入力フィルタの周波数特性を示すボード線図である。 本発明の第２実施形態を示す構成図である。 図３における入力フィルタの周波数特性を示すボード線図である。 本発明の第３実施形態を示す構成図である。 図５における入力フィルタの周波数特性を示すボード線図である。 交流直接変換器の入力側の回路構成図である。 交流直接変換器の構成図である。 交流直接変換器の構成図である。 図７における入力フィルタの周波数特性を示すボード線図である。 変圧器の漏れインダクタンス成分を考慮した場合の図７に相当する回路図である。 図１１における変換器の入力側の周波数特性を示すボード線図である。

符号の説明

１：三相交流電源
２Ａ，２Ｂ，２Ｃ：入力フィルタ
２１：リアクトル
２２，２４：抵抗
２３，２５，２６：コンデンサ
３：交流直接変換器
４：漏れインダクタンス成分
１０１：ＰＷＭ信号作成手段

Claims (4)

1. 多相入力の交流直接変換器の入力フィルタとして用いられる高調波抑制装置において、
   電源と前記交流直接変換器との間の各相にそれぞれ直列に接続されたリアクトルと、
   これらのリアクトルと前記交流直接変換器との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上のコンデンサと、
   前記電源と前記リアクトルとの間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上の直列回路と、
   を備え、
   前記直列回路は、抵抗とコンデンサとを直列に接続してなることを特徴とする高調波抑制装置。
2. 多相入力の交流直接変換器の入力フィルタとして用いられる高調波抑制装置において、
   電源と前記交流直接変換器との間の各相にそれぞれ直列に接続されたリアクトルと、
   これらのリアクトルと前記交流直接変換器との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上のコンデンサと、
   前記リアクトルと前記コンデンサとの間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上の直列回路と、
   を備え、
   前記直列回路は、抵抗とコンデンサとを直列に接続してなることを特徴とする高調波抑制装置。
3. 多相入力の交流直接変換器の入力フィルタとして用いられる高調波抑制装置において、
   電源と前記交流直接変換器との間の各相にそれぞれ直列に接続されたリアクトルと、
   これらのリアクトルと前記交流直接変換器との間において、各相間にそれぞれ接続された１個以上の直並列回路と、
   を備え、
   前記直並列回路は、コンデンサと抵抗との並列回路と、この並列回路に直列接続された別のコンデンサと、からなることを特徴とする高調波抑制装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した高調波抑制装置において、
   前記リアクトルに並列に抵抗を接続したことを特徴とする高調波抑制装置。

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