JP2007096687A

JP2007096687A - 配線基板

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Publication number: JP2007096687A
Application number: JP2005282691A
Authority: JP
Inventors: Ayako Takagi; 亜矢子高木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2005-09-28
Filing date: 2005-09-28
Publication date: 2007-04-12

Abstract

【課題】分岐された差動配線での放射ノイズの低減を図った配線基板を提供する。
【解決手段】差動信号出力素子からの差動信号が接続点から差動信号バス配線に入力され、接続点と両端それぞれＮ対の分岐配線で分岐され、２Ｎ個の差動信号入力素子に入力される。差動信号出力素子から差動信号入力素子間の配線の実効長を半波長とする周波数ｆにおいて、分岐配線および差動信号入力素子の全体での入力インピーダンスＺbnと、差動バス配線の特性インピーダンスＺ１とが０．８・Ｚ１≦Ｚbn／Ｎ≦１．２・Ｚ１の関係を満たす。
【選択図】図１

Description

本発明は、配線基板に係り、特に、差動信号を分岐する分岐配線を有する配線基板に係わる。

ＣＰＵと複数のメモリ間でデータを送受したり、電子機器によりディスプレイを駆動したりする場合、１つの送信側ＩＣから複数の受信側ＩＣを駆動することが多い。この場合、１本の信号配線を複数の配線に分岐する分岐配線が用いられる。分岐配線では、配線の分岐部や受信側ＩＣの入力端等で信号が反射して、不要輻射ノイズ、すなわち、ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）の原因となる可能性がある。
ここで、高速な信号を伝送する場合、一対の差動信号線によって差動信号を伝送する差動信号伝送技術が用いられる（例えば、特許文献１参照）。差動信号伝送では一対の差動信号線間で電界が閉じるため、ＥＭＩを小さくすることが容易になる。
特開２００４−９６３５１号公報

分岐配線と差動信号伝送を組み合わせることで、分岐配線でのＥＭＩを低減することが考えられる。即ち、分岐前の配線、分岐後の分岐配線それぞれに差動信号配線を用いる。
しかし、分岐配線に差動信号配線を用いただけで、ＥＭＩを完全に除去するのは困難である。例えば、差動信号の立ち上がりと立下りのアンバランス等によるコモンモードノイズがＥＭＩの原因となる可能性がある。
上記に鑑み、本発明は分岐された差動配線での放射ノイズの低減を図った配線基板を提供することを目的とする。

本発明に係る配線基板は、差動信号を供給する出力素子と、前記差動信号が供給される一対の接続点を中央部にそれぞれ有する一対のバス配線と、前記バス配線それぞれの両端を互いに接続する一対の終端抵抗と、前記バス配線の終端と前記接続点との間でそれぞれN対が配置されて、前記バス配線からそれぞれ分岐される２Ｎ対の分岐配線と、前記２Ｎ対の分岐配線とそれぞれ接続される２Ｎ個の受信素子と、を具備し、前記出力素子から前記受信素子に至る配線の実効長を半波長とする周波数ｆにおいて、前記バス配線の特性インピーダンスＺ１と、前記バス配線からみたときの前記分岐配線および前記受信素子の全体での入力インピーダンスＺbnが０．８・Ｚ１≦Ｚbn／Ｎ≦１．２・Ｚ１の関係にあることを特徴とする。

分岐された差動配線での放射ノイズの低減を図った配線基板を提供できる。

（第１の実施の形態）
以下、本発明の第１の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る配線基板１００を表す上面図である。図２は、配線基板１００を図１のＡ１−Ａ２に沿って切断した状態を表す断面図である。
配線基板１００は、第１、第２、第３の配線基板１１０、１２０（１２０Ｒ（１）〜１２０Ｒ（N），１２０Ｌ（１）〜１２０Ｌ（N））、１３０を有する。

第１の配線基板１１０は、例えば、プリント基板であり、層をなして配置される第１〜第４の絶縁層１１１〜１１４、駆動用ＩＣ１４１、差動信号配線１４２（１４２ａ、１４２ｂ）、差動信号バス配線１４３（１４３ａ，１４３ｂ）、終端抵抗１４４（１４４Ｒ，１４４Ｌ）、分岐配線１４５（１４５Ｒ（１４５Ｒ（１）〜１４５Ｒ（Ｎ））、１４５Ｌ（１４５Ｌ（１）〜１４５Ｌ（Ｎ））、接地配線１４６（１４６Ｒ（１）〜１４６Ｒ（N），１４６Ｌ（１）〜１４６Ｌ（N））、接地電極層（グラウンド面）１４７，電源配線１４８を有する。

駆動用ＩＣ１４１（送信側ＩＣ）は、第１の絶縁層１１１上に配置され、後述のレシーバＩＣ１３１を駆動するためのものであり、差動信号を出力する出力端を有し差動信号出力素子として機能する。駆動用ＩＣ１４１から出力される信号は、例えば、所定のクロック周波数に基づくデジタル波形である。
差動信号配線１４２ａ、１４２ｂは、第２、第３の絶縁層１１２、１１３の間に配置され、駆動用ＩＣ１４１と、差動信号バス配線１４３ａ，１４３ｂとを電気的に接続する。

差動信号バス配線１４３ａ，１４３ｂは、第１の絶縁層１１１上に互いに略並列に近接して配置され、差動信号を伝送し、分岐配線１４５へと分岐するためのバス配線である。本実施形態では差動信号バス配線１４３ａ，１４３ｂそれぞれの中央近傍に差動信号配線１４２ａ、１４２ｂが接続される接続点が配置される。
終端抵抗１４４Ｒ，１４４Ｌは、第１の絶縁層１１１上に配置され、差動信号バス配線１４３ａ，１４３ｂの左右の両端それぞれを互いに接続、終端して、差動信号バス配線１４３ａ，１４３ｂの両端での信号の反射を低減する。

分岐配線１４５は、第２、第３の絶縁層１１２、１１３の間に配置され、差動信号バス配線１４３ａ，１４３ｂと、後述のレシーバＩＣ１３１とを接続するための配線である。分岐配線１４５は、２Ｎ個のレシーバＩＣ１３１それぞれ一対の差動入力端子に応じて、２Ｎ対が配置される。即ち、分岐配線１４５は、差動信号バス配線１４３ａ，１４３ｂ上の差動信号配線１４２ａ、１４２ｂとの接続箇所（接続点）の両側それぞれにＮ対ずつ接続される。このように、差動信号バス配線１４３の中央部に差動信号配線１４２が接続され、その両側に同数の分岐配線１４５が接続されているものをＴ字分岐という。

接地配線１４６（１４６Ｒ（１）〜１４６Ｒ（N），１４６Ｌ（１）〜１４６Ｌ（N））は、第１の絶縁層１１１上に配置され、スルーホールを通じて接地電極層１４７に接続される。接地配線１４６は、後述のレシーバＩＣ１３１と接地電極層１４７とを電気的に接続する。

接地電極層１４７は、分岐配線１４５からのコモンモードノイズによる放射を低減するために配置される。一対の分岐配線１４５が差動信号を伝達していることから、信号の伝達自体に接地電極層１４７は必ずしも必要ではない。しかし、波形の立ち上がり、立下りのアンバランス等で生じた同相成分のノイズによるコモンモードノイズが発生する可能性がある。コモンモードノイズは、小さな電流でも大きな放射を引き起こす原因となるため、接地電極層１４７を分岐配線１４５に対向して配置し、放射を低減している。
電源配線１４８は、第３、第４の絶縁層の間に配置され、駆動用ＩＣ１４１に電力を供給するための配線である。なお、電源配線１４８と駆動用ＩＣ１４１との接続は図示を省略している。

第２の配線基板１２０Ｒ（１）〜１２０Ｒ（N）、１２０Ｌ（１）〜１２０Ｌ（N）は、例えば、ＦＰＣ（Flexible Printed Circuit）基板であり、その下面に分岐配線１２１（１２１Ｒ（１２１Ｒ（１）〜１２１Ｒ（Ｎ））、１２１Ｌ（１２１Ｌ（１）〜１２１Ｌ（Ｎ）））、接地配線１２２（１２２Ｒ（１）〜１２２Ｒ（N），１２２Ｌ（１）〜１２２Ｌ（N））が配置される。

２Ｎ対の分岐配線１２１はそれぞれ、２Ｎ対の分岐配線１４５と接続される。
接地配線１２２は、接地配線１３３と、接地配線１４６とを電気的に接続する。

第３の配線基板１３０は、例えば、ガラス基板であり、レシーバＩＣ１３１（１３１Ｒ（１３１Ｒ（１）〜１３１Ｒ（Ｎ）、１３１Ｌ（１３１Ｌ（１）〜１３１Ｌ（Ｎ）））、分岐配線１３２（１３２Ｒ（１３２Ｒ（１）〜１３２Ｒ（Ｎ））、１３２Ｌ（１３２Ｌ（１）〜１３２Ｌ（Ｎ）））、接地配線１３３（１３３Ｒ（１）〜１３３Ｒ（Ｎ），１３３Ｌ（１）〜１３３Ｌ（Ｎ））が配置される。

レシーバＩＣ１３１（受信側ＩＣ）は、第３の配線基板１３０上に、例えば、ＣＯＧ（Chip on Glass）で実装される。ＣＯＧは、半導体のチップ（レシーバＩＣ１３１）をガラス基板（第３の配線基板１３０）に直接実装する方法であり、ＯＬＢ（outer lead bonding）ではなく、ＩＬＢ（Inner lead bonding）である。このため、第３の配線基板１３０上でレシーバＩＣ１３１の実装に要する面積を低減できる。第３の配線基板１３０が液晶表示素子等の表示素子の場合に、表示領域の周りの非表示領域を狭くすることができる（狭額縁）。

分岐配線１３２は、レシーバＩＣ１３１と分岐配線１２１とを電気的に接続する配線である。
第３の配線基板１３０がガラス基板のときには、分岐配線１３２の構成材料として、Ａｌ、ＭｏＷなどＣｕと比べて高抵抗な配線材料を用いるのが通例である。このように比較的高抵抗の配線材料を用いることで、分岐配線１３２の特性インピーダンスを制御して、分岐配線１３２を一種の終端抵抗として利用し、ＥＭＩを低減することが容易となる。なお、この詳細は後述する。
接地配線１３３は、レシーバＩＣ１３１と、接地配線１２２とを電気的に接続する配線である。

駆動用ＩＣ１４１からの信号が、差動信号バス配線１４３、分岐配線１４５，１２１、分岐配線１３２を経由して、レシーバＩＣ１３１に接続され、その後、接地配線１３３、１２２，１４６を経由して、接地電極層１４７で終端される。

２Ｎ個のレシーバＩＣそれぞれに応じて、差動信号バス配線１４３が左右Ｎ対の分岐配線１４５，１２１に分岐され、分岐配線１４５，１２１それぞれの特性インピーダンスに応じて、電流が流れる。
このとき、ＥＭＩが生じる可能性がある。駆動用ＩＣ１４１がノイズ源となり、そのノイズ（信号）が分岐配線１４５で伝達され（伝達経路）、分岐配線１２１、分岐配線１３２をアンテナとして電磁波が放射される。分岐配線１４５は接地電極層１４７と対向していることから電磁波が放射され難いが、分岐配線１２１、分岐配線１３２ではこれと対向するグラウンド面が配置されていないことから、アンテナとして作用する。分岐配線１２１のインピーダンスと、分岐配線１２１、分岐配線１３２のインピーダンスとが異なると、インピーダンスの不整合により信号が反射され、ＥＭＩが大きくなる。

分岐配線１２１および分岐配線１３２の配線長が十分短い場合には、その共振周波数は高周波化しているため、大きな放射は起きにくい。分岐配線１２１および分岐配線１３２の配線長がある程度長くなり、その共振周波数が低周波化した場合（例えば、ＣＩＳＰＲＲ（ＥＭＩの国際規格）の規制周波数、駆動用ＩＣ１４１のクロック周波数の２０次の高調波成分よりも低周波化される場合）、大きな放射が起こる可能性がある。

（等価回路モデル）
図３は、配線基板１００の等価回路モデルを表す図である。
ここで、インピーダンスＺ１、Ｚ２はそれぞれ、差動信号バス配線１４３および分岐配線１４５一本当たりの特性インピーダンスであり、差動信号バス配線１４３および分岐配線１４５と接地電極層１４７との間で定義した同相モードで定義される。なお、差動信号バス配線１４３および分岐配線１４５の配線の材質、幅、厚さを調節し、特性インピーダンスＺ１、Ｚ２の値を実質的に同一にすることにより、特性インピーダンス不整合による反射を防止することが通例である。
インピーダンスＺ_ｂｎは、レシーバＩＣ１３１、分岐配線１３２，１２１の全体を第１の配線基板１１０側からみたときの入力インピーダンスである。

Ａ．インピーダンスの整合
インピーダンスＺ１、Ｚ_ｂｎを整合させ、信号の反射が小さくなる条件を以下に示す。駆動用ＩＣ１４１の左側でのインピーダンスＺ_ｂｎの総和をインピーダンスＺ_ｌｅｆｔとする。ここで、インピーダンスＺ２はインピーダンスＺ１とほぼ同じ特性インピーダンスであり、またインピーダンスＺ２に対応する配線長はインピーダンスＺ_ｂｎに対応する配線長に比べて短い。このため、整合条件を考える時、インピーダンスＺ２をバス配線のインピーダンスＺ１に含めて考える。

このとき、N対の分岐配線１２１、１３２はそれぞれ並列に接続されるため、インピーダンスＺ_ｌｅｆｔは次の式（１）、（２）で表される。
１／Ｚ_ｌｅｆｔ＝（１／Ｚ_ｂｎ）・Ｎ（１）
Ｚ_ｌｅｆｔ＝Ｚ_ｂｎ／Ｎ（２）

分岐配線１２１、１３２は差動信号バス配線１４３に接続されている。そのため、差動信号バス配線１４３のインピーダンスＺ_１とインピーダンスＺ_ｌｅｆｔが同一になると、反射が起こらなくなる。即ち、式（２）から次の式（３）のときにインピーダンスが整合され、分岐配線１２１および分岐配線１３２からの放射が小さくなる。
Ｚ_１＝Ｚ_ｂｎ／Ｎ（３）

なお、Ｎ本まとめて考えたのは、駆動用ＩＣ１４１から見た場合の特性インピーダンスを考慮したためである。駆動用ＩＣ１４１の左右両端に終端抵抗１４４があるため、左右別々に特性インピーダンスの整合を考慮した。

式（３）を完全に満たしていなくても、次の式（４）のようにある程度の範囲で放射が低減される。
０．８×Ｚ_１≦Ｚ_ｂｎ／Ｎ≦１．２×Ｚ_１（４）

以上のように、インピーダンスＺ_ｂｎを調節して、インピーダンスを整合させ、ＥＭＩを低減することができる。
このときのインピーダンスＺ_ｂｎを調整する手法として、（１）分岐配線１３２の抵抗値を変化させる、（２）分岐配線１２１の配線長を変更する等が考えられる。

例えば、分岐配線１３２が幅Ｗを３０μｍ、厚さｔを０．６μｍ、配線長ｌを６ｍｍ、抵抗率ρを５．０×１０^−７［Ω・ｍ］とすると、抵抗Ｒは次の式で表される。
Ｒ＝ρ・ｌ／（Ｗ・ｔ）＝１５１Ω
なお、分岐配線１３２の配線長ｌが長くなると特性インピーダンス中のインダクタンス成分も無視できなくなる。分岐配線１３２の厚さｔを薄くしたり、構成材料の抵抗率ρを上げたりすることで、配線長ｌをさほど長くせずに分岐配線１３２の抵抗値を調節できる。

第２の配線基板１２０にグラウンド面がない場合など、分岐配線１２１にインダクタンス成分があるときには、インピーダンスＺ_ｂｎの値に周波数依存性が出てくる。この場合には、どの周波数で終端抵抗の最適化（分岐配線１３２によるインピーダンス制御）を行うべきかを注意しなければならない。

Ｂ．インピーダンスＺ_ｂｎの詳細
次に、インピーダンスＺ_ｂｎを、分岐配線１２１のインダクタンス成分、分岐配線１３２の配線抵抗によって表す。
図４は、一本の分岐配線１２１，１３２、レシーバＩＣ１３１の入力部を等価回路として表す図である。
インダクタンスＬ_ｆｐｃは分岐配線１２１のインダクタンス成分、抵抗Ｒ_ｇｌは分岐配線１３２の抵抗、容量Ｃ_ｉｎおよび抵抗Ｒ_ｉｎはそれぞれ、レシーバＩＣ１３１の入力容量および入力抵抗である。

差動配線の一方での分岐配線１２１，１３２、レシーバＩＣ１３１全体でのインピーダンスＺbnを導出する。なお、他方の差動配線でも同等である。
Ｚbn＝ｉωＬ_ｆｐｃ＋Ｒ_ｇｌ＋１／（（１／Ｒ_ｉｎ）＋ｉωＣ_ｉｎ）
＝ｉ２πｆ［Ｌ_ｆｐｃ−Ｃ_ｉｎ／（（１／Ｒ_ｉｎ）^２＋（２πｆＣ_ｉｎ）^２）］
＋Ｒ_ｇｌ＋（１／Ｒ_ｉｎ）／（（１／Ｒ_ｉｎ）^２＋（２πｆＣ_ｉｎ）^２）
ここで、ｆ：周波数である。
周波数ｆが１００ＭＨｚ以上では、（２πｆＣ_ｉｎ）^２＞（１／Ｒ_ｉｎ）^２であるから、次の式が成立する。
Ｚ＝ｉ［２πｆＬ_ｆｐｃ−１／２πｆＣ_ｉｎ］
＋Ｒ_ｇｌ＋１／（Ｒ_ｉｎ（２πｆＣ_ｉｎ）^２）
インピーダンスＺの絶対値は以下の式（６）で表される。
｜Ｚ｜＝［（２πｆＬ_ｆｐｃ−１／２πｆＣ_ｉｎ）
＋（Ｒ_ｇｌ＋１／（Ｒ_ｉｎ（２πｆＣ_ｉｎ）^２））^２］^１／２（５）

式（５）が正しいことを確かめるために、ＥＭＩシミュレーションを行った。
図５は、半分岐数Ｎ＝３（全分岐数２Ｎ＝６）の配線基板１００において、分岐配線１３２の抵抗値Ｒ_ｇｌを変化させて、放射強度（ＥＭＩ（垂直成分）の最大値）を測定した結果を表すグラフである。ここで、グラフＧ１１〜Ｇ１４はそれぞれ、分岐配線１２１の配線長３０ｍｍ、４０ｍｍ、６０ｍｍ、１００ｍｍに対応する。
理想的には（３）式より、Ｎ＝３の場合、次の条件でＥＭＩが低減すると予測される。
Ｚ_ｂｎ＝Ｚ１×３＝１５０（Ω）

図５より、分岐配線１２１の配線長が４０ｍｍ、６０ｍｍの場合、分岐配線１３２の抵抗Ｒ_ｇｌが１５０Ωのときに放射強度が極小となることが判る。また、分岐配線１２１の配線長が１００ｍｍの場合、分岐配線１３２の抵抗値Ｒ_ｇｌが高いときに放射強度が低減されている。分岐配線１２１の配線長３０ｍｍの場合、ガラス基板の抵抗値が１００Ωで放射強度が極小とならない。この理由は、分岐配線１２１が短いため分岐配線１２１での反射の影響が小さいためと思われる。以上のように、式（３）が、シミュレーションからも裏付けられた。

図６は、半分岐数Ｎ＝３（全分岐数２Ｎ＝６）の配線基板１００において、分岐配線１３２の抵抗値を１００ΩとしたときのインピーダンスＺ_ｂｎの周波数依存性を示す図である。グラフＧ２１〜Ｇ２３がそれぞれ、分岐配線１２１の配線長２０ｍｍ、４０ｍｍ、６０ｍｍに対応する。周波数ｆが７００ＭＨｚ〜１．５ＧＨｚ、分岐配線１２１の配線長２０ｍｍ、４０ｍｍのときに、インピーダンスＺはすべて１００Ω程度になっている。しかし、分岐配線１２１の配線長Ｌが１００ｍｍのとき、５００ＭＨｚでインピーダンスＺ_ｂｎは極小値をとる。

Ｃ．分岐配線１２１の配線長の影響
図５において、分岐配線１２１の配線長４０ｍｍ、６０ｍｍの場合を比較すると、放射強度（垂直成分の最大値）が２０ｄＢ相違している。即ち、分岐配線１２１の配線長に応じて、分岐配線１３２の抵抗Ｒ_ｇｌを調節するのが好ましい。

分岐配線の配線長によって、分岐配線の長さをλ／４のn倍とする共振周波数が異なる。
駆動用ＩＣ１４１の出力部からレシーバＩＣ１３１の入力部までの距離が最も長い分岐配線の配線長（最長分岐配線長）をｌ_ｆａｒとする。図１では、差動信号配線１４２，差動信号バス配線１４３，分岐配線１４５Ｌ（Ｎ），１２１Ｌ（Ｎ）、１３２Ｌ（Ｎ）を通る経路の総和が最長分岐配線長ｌ_ｆａｒに対応する。

最長分岐配線長ｌ_ｆａｒの実効配線長（空気換算長）ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}は、次の式で表される。
ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ} ＝ｌ_ｐｒ ×√ε_ｐｒ＋ｌ_ＦＰＣ×√ε_ＦＰＣ＋ｌ_ｇｌ×√ε_ｇｌ
ここで、差動信号配線１４２，差動信号バス配線１４３から分岐配線１４５の末端に至るまでの配線長ｌ_ｐｒ、その実効誘電率ε_ｐｒ、分岐配線１２１の配線長ｌ_ＦＰＣ、その実効誘電率ε_ＦＰＣ、分岐配線１３２の配線長ｌ_ｇｌ、その実効誘電率ε_ｇｌとする。
なお、分岐配線１３２の配線長が配線長ｌ_ｐｒ、ｌ_ＦＰＣに比べて小さければ、実効配線長ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}は次の式で表すことができる。
ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ} ＝ｌ_ｐｒ ×√ε_ｐｒ＋ｌ_ＦＰＣ×√ε_ＦＰＣ（６）

ｌ_ｆａｒがλ／２共振を起こす周波数ｆ_{ｂｎ，λ／２}は以下の式（７ａ）で表される。ここで、光の速度をｃ（ｍ／ｓ）、波長をλとする。
ｌ_{ｆａｒａｔａｉｒ}＝λ／２
ｃ＝ｆ_{ｂｎ，λ／２}×２×ｌ_{ｆａｒａｔａｉｒ}
ｆ_{ｂｎ，λ／２}＝ｃ／（２×ｌ_{ｆａｒａｔａｉｒ}）（７ａ）
λ／２共振では駆動ＩＣ１４１側が電流の節で最小値、受信ＩＣ側１３１側が電流の節で最小値になる。このときに放射が増大する。

同様に、ｌ_ｆａｒがλ／４共振を起こす周波数ｆ_{ｂｎ，λ／４}は以下の式（７ｂ）で表される。
ｆ_{ｂｎ，λ／４}＝ｃ／（４×ｌ_{ｆａｒａｔａｉｒ}）（７ｂ）
λ／４共振では駆動ＩＣ１４１側が電流の腹で最大値、受信ＩＣ側１３１側が電流の節で最小値になる。このときにも放射が増大する。

図７は、分岐配線１２１の配線長と、λ／４共振、λ／２共振が起こる共振周波数の対応関係を表すグラフである。分岐配線１２１の配線長が４０ｍｍ、６０ｍｍ、１００ｍｍの場合、３００ＭＨｚ、２８０ＭＨｚ、２１０ＭＨｚにおいてλ／２４共振を起こし、分岐配線１２１を流れる高周波ノイズが増加する可能性がある。

D.第1の配線基板のバス配線の水平方向の共振の考慮
第１の配線基板１１０の水平方向の差動信号バス配線１４３の両端に終端抵抗１４４Ｒ，１４４Ｌが配置されている。分岐配線１４５があることにより、電流は終端抵抗１４４の設置箇所で最小とならない。そこで、水平方向のバス配線１４３で共振が発生すると、リターン電流が流れるグラウンド面においても多くの電流が流れ、放射が増大する。水平方向のバス配線１４３のリターン電流が、分岐配線１４５の下部にも広がり、コモンモードノイズの要因となる。このため、大きな放射を引き起こす可能性がある。

水平方向のバス配線１４３の最低次の共振は一端が電流の節、一端が電流の腹となるλ／４共振である。
このとき、分岐配線１２１の配線長による共振周波数（７ｂ）が上記第1の配線基板の水平方向バス配線の共振の周波数と一致、あるいは低周波化したときに、ノイズ電流が第１の配線基板１１０のグラウンド内に流れ込み、放射が増加すると予想される。

次に、第1の配線基板１１０のバス配線１４３の水平距離を１／４波長とする共振周波数ｆ_{ｂｕｓ，ｚ１}，_λ／４を求める。
バス配線１４３の水平方向の長さをｌ_{ｂｕｓ，ｐｒ}、第１の配線基板の比誘電率をε_ｐｒとする。
ｌ_{ｂｕｓ，ｐｒ}×√ε_ｐｒ＝λ／４
ｃ／√ε_ｐｒ＝ｆ_ｂｕｓ，_λ／４×４×ｌ_{ｂｕｓ，ｐｒ}
ｆ_{ｂｕｓ，ｚ１}，_λ／４＝ｃ／（√ε_ｐｒ×４×ｌ_{ｂｕｓ，ｐｒ}）（８）
例えば、バス配線１４３の配線長の長さが０．１２ｍの場合、バス配線１４３の水平方向の長さから求められるλ／４共振を起こす周波数ｆ_{ｂｕｓ，λ／４}は、以下のようになる。
ｆ_{ｂｕｓ，λ／４}＝３００／（０．１２）／４／√４．６＝２９０［ＭＨｚ］

分岐配線１４５の最大値（最長分岐配線長）においてλ／４共振を起こす周波数ｆ_{ｂｎ，λ／４}と、バス配線１４３の水平方向の長さにおいてλ／４共振が起こる周波数ｆ_{ｂｕｓ，λ／４}の関係は以下のようになる。
ｆ_{ｂｎ，λ／４}（３０４ＭＨｚａｔ５０ｍｍ）
≧ｆ_{ｂｕｓ，λ／４}（２９０ＭＨｚ）
≧ｆ_{ｂｎ，λ／４}（２８３ＭＨｚａｔ４０ｍｍ）（９）

分岐配線１４５の配線長での共振周波数ｆ_{ｂｎ，λ／４}がバス配線１４３の共振周波数ｆ_{ｂｕｓ，λ／４}よりも低くなると、大きな放射ノイズを引き起こすことが確かめられた。すなわち、周波数ｆ_{ｂｕｓ，λ／４}，ｆ_{ｂｕｓ，λ／４}を空気換算長に修正した配線長に書き換え、次の式を満たすようにするとＥＭＩが低減する。
ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}≦ｌ_{ｂｕｓ，ａｉｒ}

（６）式を用いると、ＦＰＣ配線長５０ｍｍの場合、
ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}＝２６５ｍｍ
で、ＦＰＣ配線長４０ｍｍの場合、
ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}＝２４７ｍｍ
である。

ここで、ｌ_{ｂｕｓ，ａｉｒ}＝２５８ｍｍである。ＦＰＣ配線長５０ｍｍの場合
ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}≧ｌ_{ｂｕｓ，ａｉｒ}
で、放射が増大し、ＦＰＣ配線長４０ｍｍの場合
ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}＜ｌ_{ｂｕｓ，ａｉｒ} （１０）
のため、放射が増大しない。

Ｆ．分岐配線での共振
分岐配線１２１の配線長が十分短ければ、分岐配線の共振による高周波ノイズが差動信号バス配線１４３での共振を引き起こさない。この場合、式（４）に示すように、並列のＮ本の分岐配線１２１全体でのインピーダンスＺ_ｂｎ／Ｎと、差動信号バス配線１４３のインピーダンスＺ１とを整合させることで放射を低減できる。
しかし、分岐配線１２１の配線長が長い場合には、最長分岐配線長ｌ_ｆａｒに対して分岐配線１３２の抵抗を最適化することが好ましい。

今まで、バス配線１４３から２Ｎ対の分岐配線１４５を見た場合、バス配線１４３のインピーダンスと整合させることにより、反射を低減することを試みてきた。
ここで、分岐配線１４５を左側、右側に分けて考えてきた。この理由は、それぞれ左右に終端抵抗１４４が配置されていることによる。即ち、分岐配線１４５の左側において、第１の配線基板１１０上の差動配線１４５の１本あたりの特性インピーダンスであるＺ_１と、分岐配線１４５の１本あたりの特性インピーダンスＺ_ｂｎとを整合させる。また、分岐配線１４５の右側においても同様に、第１の配線基板上の差動配線の１本あたりの特性インピーダンスであるＺ_１と、分岐配線１本あたりの特性インピーダンスＺ_ｂｎを整合させる。以上のように、分岐配線１４５を左側、右側に分けて考えていた。

しかし、分岐配線１４５の配線長が長くなるにつれて、第１の配線基板１１０上のバス配線１４３よりも、分岐配線１４５の１本の特性インピーダンス、配線長が支配的になる。すなわち、第1の配線基板１１０上の左右の終端抵抗１４４が高周波電流の終端抵抗としての機能を十分には果たさなくなる。そうなると、分岐配線１４５の内、最も長い左右の分岐配線１４５Ｌ（Ｎ），１４５Ｒ（Ｎ）において、特性インピーダンスの整合をとり、反射を小さくすることで、放射を低減することが必要となってくる。

既述の図３の等価回路に示されるように、構成要素がほぼ左右対称に配置されていることから、左右両方の分岐配線１４５が共振周波数に影響する。差動信号配線１４２に対して左右並列に並んだ分岐配線１４５に対応するインピーダンスＺ_ｂｎが、差動信号バス配線１４３のインピーダンスＺ_１の２倍のときに、インピーダンスが整合し、反射、ひいては放射ノイズが小さくなる。すなわち、次の式（１１）が成立する場合である。
Ｚ_１＝Ｚ_ｂｎ／２（１１）
例えば、Ｚ_１＝５０Ωとすれば、Ｚ_ｂｎが１００Ωとなる時に放射ノイズが低減する。

図８は、半分岐数Ｎ＝３（全分岐数２Ｎ＝６）の配線基板１００において、分岐配線１２１の配線長ｌ_ＦＰＣを１００ｍｍとしたときのインピーダンスＺ_ｂｎの周波数依存性を示す図である。グラフＧ３１、Ｇ３２がそれぞれ、分岐配線１３２の抵抗値Ｒ_ｇｌ＝７５Ω、１００Ωに対応する。

図６、図８から、周波数によっては、必ずしもＲ_ｇｌとＺ_ｂｎとが対応しないことが判る。特に、周波数が５００ＭＨｚ以下になるとＺ_ｂｎが増大している。
図８より、周波数２８０ＭＨｚ（分岐配線１２１の配線長が６０ｍｍにおいてλ／４共振が起こる周波数（図７参照））で、差動信号バス配線１４３の特性インピーダンスの２倍の１００Ωに近づけるためには、Ｒ_ｇｌを１００Ωとするより、７５Ωとする方がよいことがわかる。図５より、分岐配線１２１の配線長１００ｍｍの場合、分岐配線１３２の抵抗値が７５Ω近傍で放射強度が極小となる。

抵抗値Ｒ_ｇｌの最適値にある程度の範囲を持たせることができ、この範囲で、抵抗値Ｒ_ｇｌのばらつきを許容できる。図５のグラフより、以下の式（１２）となるように、Ｚ_ｂｎをＲ_ｇｌにより、調整するとよい。
２×０．８×Ｚ_１＜Ｚ_ｂｎ＜２×１．２×Ｚ_１
１．６×Ｚ_１＜Ｚ_ｂｎ＜２．４×Ｚ_１（１２）

分岐配線１４５のインピーダンスＺ_ｂｎがバス配線１４３の特性インピーダンスＺ_１よりも小さくなった場合、高周波電流は左右のバス配線１４３の終端抵抗１４４側にはほとんど流れず、分岐配線１４５側に流れることになる。すなわち、式（１３）が成立するとき、分岐配線１４５に多くの高周波電流が流れ、放射が増大する。このため、式（１３）の成立は避けるべきである。
Ｚ_１＞Ｚ_ｂｎ（１３）

現実的には、式（１３）に関して、マージンを持たせることにより、制限すべき分岐配線１４５の特性インピーダンスＺ_ｂｎを設定できる。具体的には、インピーダンスＺ_ｂｎがバス配線１４３の特性インピーダンスＺ_ｂｎの１．２倍より大きくなるようにする。
１．２×Ｚ_１＜Ｚ_ｂｎ＜２．４×Ｚ_１（１４）
以上のように、式（１２）に換えて、式（１４）を適用することも可能である。

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施の形態を詳細に説明する。
図９は、本発明の第２の実施形態に係る配線基板２００を表す上面図である。
本実施形態では、第１の配線基板１１０の第１の絶縁層１１１上に２Ｎ対（４Ｎ個）のキャパシタ２０１（２０１Ｒ（２０１Ｒ（１）〜２０１Ｒ（Ｎ），２０１Ｌ（２０１Ｌ（１）〜２０１Ｌ（Ｎ））が配置される。それぞれのキャパシタ２０１の一端は２Ｎ対の分岐配線１４５にそれぞれ接続され、他端はスルーホールを経由して、接地電極層（グラウンド面）１４７に接続される。キャパシタ２０１は、例えば、チップコンデンサであり、容量Ｃｐ［Ｆ／ｍ］の容量性部品として機能する。

キャパシタ２０１によって配線基板２００上での特性インピーダンスを整合させることがより容易になる。また、分岐配線１２１がインダクタンス（Ｌ成分）を有する場合には、このＬ成分とキャパシタ２０１のＣ成分とが結合してＬＣフィルタを構成することができる。このＬＣフィルタによって、分岐配線１４５上の高周波ノイズを接地電極層１４７に流し込むことができる。なお、キャパシタ２０１を第２の配線基板１２０の直前に配置すると、そのフィルタ効果を大きく見込むことができる。
これ以外の点では、本実施形態に係る配線基板２００は、第１の実施形態に係る配線基板１００と本質的に相違する訳ではないので、構成の詳細な説明を省略する。

図１０は、配線基板２００の等価回路モデルを表す図である。
分岐配線のインピーダンスＺ３を求める。
Ｚ３＝１／（（ｉωＣｐ）＋（１／Ｚ０））
＝１／（ｉωＣｐ＋１／（Ａ＋ｉＢ））
＝（Ａ＋ｉＢ）（（１−ＢωＣｐ）−ｉωＣｐＡ））
／（１−ＢωＣｐ）^２＋（ωＣｐＡ）^２）
＝Ａ−ｉωＣｐ（Ｂ^２＋Ａ^２）／（１−２ωＣｐＢ＋ω^２Ｃｐ^２（Ｂ^２＋Ａ^２））
｜Ｚ３｜＝（Ａ^２＋ω^２Ｃｐ^２（Ｂ^２＋Ａ^２）^２）^１／２
／（１−２ωＣｐＢ＋ω^２Ｃｐ^２（Ｂ^２＋Ａ^２））（１５）
ここで、ω＝２πｆ，Ａ＝Ｒ_ｇｌ、Ｂ＝２πｆＬ_ｆｐｃ−１／２πｆＣ_ｉｎ

Ａ．キャパシタの最適値
図１１〜図１３は、分岐配線のインピーダンスＺ_ｂｎの周波数特性を表すグラフである。
図１１では、分岐配線１２１の配線長が６０ｍｍ、分岐配線１３２の抵抗Ｒ_ｇｌが１５３Ωとしている。グラフＧ４１〜Ｇ４３がそれぞれキャパシタ２０１の容量値Ｃｐ０ｐＦ（キャパシタ無し）、３ｐＦ、６ｐＦに対応する。
キャパシタ２０１の容量値Ｃｐが３ｐＦだと、周波数が１００ＭＨｚ以上で特性インピーダンスが５０Ω以上１００Ω以下になっている。容量値が６ｐＦだと、周波数が４００ＭＨｚ以上で特性インピーダンスが５０Ω以下になっている。

図１２では、分岐配線１２１の配線長が６０ｍｍ、分岐配線１３２の抵抗Ｒ_ｇｌが６３Ωとしている。グラフＧ５１〜Ｇ５３がそれぞれキャパシタ２０１の容量値Ｃｐ０ｐＦ（キャパシタ無し）、３ｐＦ、６ｐＦに対応する。
図１３では、分岐配線１２１の配線長が６０ｍｍ、分岐配線１３２の抵抗Ｒ_ｇｌが７５Ωとしている。グラフＧ６１〜Ｇ６３がそれぞれキャパシタ２０１の容量値Ｃｐ０ｐＦ（キャパシタ無し）、３ｐＦ、６ｐＦに対応する。

図１４は、キャパシタ２０１の容量値Ｃｐが０ｐＦ、３ｐＦ、４ｐＦ、６ｐＦにおける配線基板からの水平方向の放射強度の周波数依存性を示すグラフである。図１４より、いずれの容量値においても周波数３００ＭＨｚの放射強度は１０ｄＢ低減している。しかし８６６ＭＨｚでの放射強度は容量値３ｐＦで７ｄＢ低減し、容量値４ｐＦ、６ｐＦでは放射強度は低減していない。これから、容量値３ｐＦが３００〜１０００ＭＨｚの放射強度を低減するのに有効であることが判る。

この理由は以下のようである。即ち、キャパシタ２０１の容量値４ｐＦ以上では、周波数３００〜１０００ＭＨｚでのインピーダンスＺ_ｂｎは５０Ω以下になり（図１０参照）、第１の配線基板１１０がプリント配線基板の通常の特性インピーダンスと対応する。この場合、差動信号バス配線１４３（主配線）から分岐配線１４５に高周波電流が流入し、その高周波電流を起因とする放射強度が増加する。
以上のように、３ｐＦの容量のキャパシタ２０１によって放射低減を図ることができる。このとき、ある周波数範囲で式（１３）を満たすことができる。

Ｂ．キャパシタと第３の配線基板上の配線の抵抗値との組み合わせ
図１５は、遠方界における水平成分の放射強度の周波数依存性を表すグラフである。
ここでは、分岐配線１３２の配線長６０ｍｍ、キャパシタ２０１の容量値Ｃｐを３ｐＦとして、分岐配線１３２の抵抗値Ｒ_ｇｌを１５３Ω、６３Ωと変化させ、ＥＭＩシミュレーションを行った。周波数８６６ＭＨｚにおいて、Ｒ_ｇｌが１５３Ωの方が６３Ωより放射が６ｄＢ低減している。

この理由は以下のように説明できる。図１１、図１２を比較する。抵抗値Ｒ_ｇｌ＝１５３Ω、容量値Ｃｐ＝３ｐＦの場合、インピーダンスＺ_ｂｎ＝６０Ωである。一方、抵抗値Ｒ_ｇｌ＝６３Ω、容量値Ｃｐ＝３ｐＦの場合、インピーダンスＺ_ｂｎ＝５０Ωである。即ち、インピーダンスＺ_ｂｎがインピーダンスＺ１の２倍である１００Ωに近い抵抗値Ｒ_ｇｌ＝１５３Ω、容量値ｃ＝３ｐＦにおいて放射が低減している。

Ｃ．キャパシタを用いない方が良い場合
図１３に示すように、分岐配線１３２の配線長１００ｍｍで、容量値Ｃｐ＝３ｐＦの時に、１００〜１０００ＭＨｚの範囲で、特性インピーダンスが大きく変化する。特に、配線長１００ｍｍの場合、２００ＭＨｚ〜４００ＭＨｚにおいて放射が増大するため、図１３よりＺ_ｂｎが３００〜４００ＭＨｚにおいて５０Ωになるため、高周波電流が多く流れ、放射が増大する

以上のように、本発明の第１、第２の実施形態では、第１の配線基板１１０上の駆動用ＩＣ１４１、差動信号バス配線１４３、第２の配線基板１２０上の分岐配線１２１、第３の配線基板１３０上の分岐配線１３２、レシーバＩＣ１３１が順次接続されている。このとき、第３の配線基板１３０上の分岐配線１３２の抵抗値を調節することで、分岐配線１２１での反射による高周波ノイズ、ひいては不要放射ノイズを低減できる。

（その他の実施形態）
本発明の実施形態は上記の実施形態に限られず拡張、変更可能であり、拡張、変更した実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明の第１の実施形態に係る配線基板を表す上面図である。本発明の第１の実施形態に係る配線基板を切断した状態を表す断面図である。本発明の第１の実施形態に係る配線基板の等価回路モデルを表す図である。本発明の第１の実施形態に係る配線基板の分岐配線、レシーバＩＣの入力部を等価回路として表す図である。配線基板からの放射強度を測定した結果を表すグラフである。インピーダンスＺ_ｂｎの周波数依存性を示す図である。分岐配線の配線長と、λ／２共振が起こる共振周波数の対応関係を表すグラフである。インピーダンスＺ_ｂｎの周波数依存性を示す図である。本発明の第２の実施形態に係る配線基板を表す上面図である。本発明の第２の実施形態に係る配線基板の分岐配線、レシーバＩＣの入力部を等価回路として表す図である。分岐配線のインピーダンスＺ_ｂｎの周波数特性を表すグラフである。分岐配線のインピーダンスＺ_ｂｎの周波数特性を表すグラフである。分岐配線のインピーダンスＺ_ｂｎの周波数特性を表すグラフである。配線基板からの放射強度の周波数依存性を表すグラフである。配線基板からの放射強度の周波数依存性を表すグラフである。

符号の説明

１００…配線基板、１１０…第１の配線基板、１１１…絶縁層、１１２…絶縁層、１２０…第２の配線基板、１２１…分岐配線、１２２…接地配線、１３０…第３の配線基板、１３１…レシーバＩＣ、１３２…配線、１３３…接地配線、１４１…駆動用ＩＣ、１４２…差動配線、１４３…差動信号バス配線、１４４…終端抵抗、１４５…分岐配線、１４６…接地配線、１４７…接地電極層、１４８…電源配線

Claims

差動信号を供給する出力素子と、
前記差動信号が供給される一対の接続点を中央部にそれぞれ有する一対のバス配線と、
前記バス配線それぞれの両端を互いに接続する一対の終端抵抗と、
前記バス配線の終端と前記接続点との間でそれぞれN対が配置されて、前記バス配線からそれぞれ分岐される２Ｎ対の分岐配線と、
前記２Ｎ対の分岐配線とそれぞれ接続される２Ｎ個の受信素子と、を具備し、
前記出力素子から前記受信素子に至る配線の実効長を半波長とする周波数ｆにおいて、前記バス配線の特性インピーダンスＺ１と、前記バス配線からみたときの前記分岐配線および前記受信素子の全体での入力インピーダンスＺbnが０．８・Ｚ１≦Ｚbn／Ｎ≦１．２・Ｚ１の関係にあることを特徴とする配線基板。
第１、第２、第３の絶縁基板をさらに具備し、
前記バス配線が、前記第１の絶縁基板に配置され、
前記分岐配線が、前記第１の絶縁基板に配置される第１の分岐配線と、前記第２の絶縁基板に配置される第２の分岐配線と、前記第３の絶縁基板に配置される第３の分岐配線と、を有する
ことを特徴とする請求項１記載の配線基板。
前記入力インピーダンスＺbnが次の式で表されることを特徴とする請求項２記載の配線基板。
Ｚbn＝［（２・π・ｆ・Ｌ−１／（２・π・ｆ・Ｃin））^２
＋（Ｒ＋１／（Ｒin・（２・π・ｆ・Ｃin）^２））^２］^１／２
Ｌ：第２の分岐配線のインダクタンス
Ｒ：第３の分岐配線の抵抗
Ｃin：差動信号入力素子の入力容量
Ｒin：差動信号入力素子の入力抵抗
前記Ｎ対の第１の分岐配線と接続される一端をそれぞれ有するＮ対の容量Ｃｐの容量素子をさらに具備し、
前記入力インピーダンスＺbnが次の式で表されることを特徴とする請求項２記載の配線基板。
Ｚbn＝（Ｒ^２＋ω^２・Ｃｐ^２・（Ｂ^２＋Ｒ^２）^２）^１／２
／（１−２・ω・Ｃｐ・Ｂ＋ω^２・Ｃｐ^２・（Ｂ^２＋Ｒ^２））
ω＝２・π・ｆ，Ｂ＝２・π・ｆ・Ｌ−１／（２・π・ｆ・Ｃ_ｉｎ）
差動信号を供給する出力素子と、
前記差動信号出力素子に電力を供給する電源配線が配置される電源電極層と、
前記差動信号出力素子を接地するための接地電極層と、
前記差動信号が供給される一対の接続点を中央部にそれぞれ有する一対のバス配線と、
前記バス配線それぞれの両端を互いに接続する一対の終端抵抗と、
前記バス配線の終端と前記接続点との間でそれぞれN対が配置されて、前記バス配線からそれぞれ分岐される２Ｎ対の分岐配線と、
前記２Ｎ対の分岐配線とそれぞれ接続される２Ｎ個の受信素子と、を具備し、
前記電源電極層と前記接地電極層との間での共振周波数ｆ１において、前記バス配線の特性インピーダンスＺ１と、前記バス配線からみたときの前記分岐配線および前記受信素子の全体での入力インピーダンスＺbnが１．６・Ｚ１≦Ｚbn≦２．４・Ｚ１の関係にあることを特徴とする配線基板。
前記２Ｎ個の受信素子のうち、前記出力素子から最大配線長を持つ素子までの空気換算長をｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}とし、水平方向での前記バス配線の配線長の全長の空気換算長をｌ_{ｂｕｓ，ａｉｒ}としたとき、ｌ_{ｆａｒ，ａｉｒ}＜ｌ_{ｂｕｓ，ａｉｒ}の関係にあることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の配線基板。