JP2007095454A - 誘導加熱調理器 - Google Patents
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Abstract
【課題】被加熱物の有無や材質を素早く判定できるようにした誘導加熱調理器を提供する。
【解決手段】電流検出回路15が共振回路6の誘導加熱コイル6aに流れる高周波電流Iを検出し、位相差検出部9dがインバータ5に印加される高周波電圧と高周波電流Iの位相差を検出する。負荷判定部9eは、高周波電流Iと位相差とに基づいて被加熱物Hの有無や材質を判定する。
【選択図】図1
【解決手段】電流検出回路15が共振回路6の誘導加熱コイル6aに流れる高周波電流Iを検出し、位相差検出部9dがインバータ5に印加される高周波電圧と高周波電流Iの位相差を検出する。負荷判定部9eは、高周波電流Iと位相差とに基づいて被加熱物Hの有無や材質を判定する。
【選択図】図1
Description
本発明は、鉄などの高抵抗率材質からなる被加熱物や、アルミなどの低抵抗率材質からなる被加熱物を高周波加熱する誘導加熱調理器に関する。
この種の誘導加熱調理器は、火を使用せず安全でしかも温度制御ができるため、システムキッチンに組込まれるIHクッキングヒータとして急速に普及しつつある。このようなIHクッキングヒータにおいては、使い勝手の向上のため、鉄のような高抵抗材質の鍋のほか、アルミなどの低抵抗材質の鍋が加熱対象物とされている(例えば、特許文献1参照)。
この特許文献1に開示されている構成によれば、位相比較回路、電圧制御発振器(VCO)、駆動回路を設けてインバータを駆動し、誘導コイルを含む直列共振回路が常に共振状態になるようにインバータの出力周波数をフィードバック制御している。また、インバータに流れる電流を検出し、このインバータ電流が所定値を超えたときには直流電源回路の出力電圧を低下することでインバータに与えられる電圧を低下させることができ、極力広範な種類の負荷に対応できるようになる。
また、被加熱物の材質を検知するため、低出力加熱時におけるインバータ電流が所定のしきい値を超えれば被加熱物がアルミ材質と判定し、しきい値以下のときには被加熱物が鉄系材質(もしくは無負荷)と判定することが考えられている。
特開昭63−195989号公報
しかしながら、特許文献1には被加熱物の判定方法が具体的に開示されておらず判定方法によっては多大な時間を要する。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、被加熱物を素早く判定できる誘導加熱調理器を提供することにある。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、被加熱物を素早く判定できる誘導加熱調理器を提供することにある。
請求項1記載の発明は、電圧を昇圧して直流電圧を生成する電圧昇圧回路と、スイッチング素子を備え電圧昇圧回路の直流電圧をスイッチング素子により高周波電圧に変換出力するインバータと、加熱コイルおよび共振コンデンサを備えて構成されインバータの高周波電圧が印加される共振回路と、インバータの高周波電圧およびこの高周波電圧に応じて生じる高周波電流間の位相差を検出する検出手段と、検出手段の位相差に基づいて被加熱物の種類を判定する判定手段とを備えたことを特徴としている。この構成によれば、インバータの高周波電圧および共振回路に流れる高周波電流間の位相差を検出し、この位相差に基づいて被加熱物を素早く判定することができる。
請求項2記載の発明は、判定手段が共振回路に流れる電流をも加味して被加熱物を判定するため、前述発明に比較してさらに素早く被加熱物を判定することができる。
請求項3記載の発明のように、判定手段が被加熱物を判定するときにはインバータを間欠駆動するように構成することが望ましい。このような構成によれば、インバータを構成するスイッチング素子にかかる負担を軽減することができ、信頼性を向上できる。
請求項3記載の発明のように、判定手段が被加熱物を判定するときにはインバータを間欠駆動するように構成することが望ましい。このような構成によれば、インバータを構成するスイッチング素子にかかる負担を軽減することができ、信頼性を向上できる。
請求項4記載の発明のように、インバータを構成するスイッチング素子としてトレンチ型のIGBTを適用することが望ましい。トレンチ型のIGBTを使用することで定格入力運転時のスイッチング損失を低減することができ、コスト低減を図ることができる。
本発明によれば、鉄などの高抵抗率材質からなる被加熱物やアルミなどの低抵抗率材質からなる被加熱物を高周波加熱するときには、被加熱物を素早く判定できるようになる。
(第1の実施例)
以下、本発明の第1の実施例について、図1ないし図6を参照しながら説明する。図1は、誘導加熱調理器の電気的構成図を概略的に示している。
以下、本発明の第1の実施例について、図1ないし図6を参照しながら説明する。図1は、誘導加熱調理器の電気的構成図を概略的に示している。
誘導加熱調理器1は、制御回路2を主体として整流ブリッジ3、この整流ブリッジ3の整流出力を平滑して昇圧する電圧昇圧回路としての昇圧チョッパ回路4、この昇圧チョッパ回路4の後段に接続されたインバータ5、このインバータ5により生成される高周波電圧が印加される共振回路6およびフィルタ回路7を備えている。尚、電源回路Cは、整流ブリッジ3および昇圧チョッパ回路4により構成されている。この誘導加熱調理器1は、共振回路6を構成する誘導加熱コイル6aの近隣に設置された被加熱物Hを加熱制御するように構成されている。構造的には図示しないが、被加熱物Hは誘導加熱調理器1の上に載置可能に構成されている。
被加熱物Hとしては、アルミなどの低抵抗率材質の鍋などの器具や、鉄などの高抵抗率材質の鍋などの器具を対象としている。ここで、「高抵抗」とは、材料がアルミの場合を基準として比較した場合に抵抗値が高いものを言う。
以下、誘導加熱調理器1の電気的構成について具体的に説明する。
整流ブリッジ3の入力側にはフィルタ回路7が接続されている。フィルタ回路7は、商用電源(交流電源)8の交流電圧(例えば200V)をフィルタし、整流ブリッジ3はこの信号を全波整流する。尚、フィルタ回路7と整流ブリッジ3との間に介在するように入力電流検出用のカレントトランス18が接続されている。
整流ブリッジ3の入力側にはフィルタ回路7が接続されている。フィルタ回路7は、商用電源(交流電源)8の交流電圧(例えば200V)をフィルタし、整流ブリッジ3はこの信号を全波整流する。尚、フィルタ回路7と整流ブリッジ3との間に介在するように入力電流検出用のカレントトランス18が接続されている。
制御回路2は、マイクロコンピュータ(以下、マイコンと称す)9の他、入力電圧検出回路10、入力電流検出回路11、インバータ電圧可変回路12、昇圧チョッパ制御回路13、駆動回路14、電流検出回路15、切替回路16およびゼロクロス検出回路17を備えている。マイコン9は、入力電力制御部9a、インバータ電圧設定部9b、駆動パルス生成部9c、検出手段としての位相差検出部9d、および負荷判定部9eの機能を備えることにより構成されている。商用電源8から整流ブリッジ3に与えられる電圧および電流(電力)は、それぞれ入力電圧検出回路10および入力電流検出回路11により検出され、この入力電圧情報および入力電流情報がマイコン9の入力電力制御部9aに与えられる。
整流ブリッジ3の出力側は、トランス19を介して昇圧チョッパ回路4が接続されている。この昇圧チョッパ回路4は、駆動回路20、リアクタ21、チョッパ用のスイッチング素子22、高速のダイオード23、平滑コンデンサ24を備えて図示形態で構成されている。昇圧回路4の入力電圧および昇圧回路4の昇圧電圧Vdc(例えば285V)は昇圧チョッパ制御回路13に与えられるようになっている。
マイコン9は、入力電力制御部9aにより整流ブリッジ3の入力側の電圧および電流を演算し、この演算結果(入力電力)によりインバータ5に印加するための電圧をインバータ電圧設定部9bで設定し、インバータ電圧可変回路12に与える。
インバータ電圧可変回路12は、設定された電圧に基づいて連続的に可変可能な信号を出力し、この信号を昇圧チョッパ制御回路13に与える。
昇圧チョッパ制御回路13は、整流ブリッジ3の出力側電圧およびインバータ電圧可変回路12から与えられる信号に基づいて駆動回路20を介してスイッチング素子22を高周波でオンオフ駆動制御し、昇圧電圧Vdcを一定に制御する回路であり、力率改善用に設けられている。
昇圧チョッパ制御回路13は、整流ブリッジ3の出力側電圧およびインバータ電圧可変回路12から与えられる信号に基づいて駆動回路20を介してスイッチング素子22を高周波でオンオフ駆動制御し、昇圧電圧Vdcを一定に制御する回路であり、力率改善用に設けられている。
昇圧チョッパ回路4の出力側にはインバータ5が接続されており、このインバータ5には昇圧電圧Vdcが印加されるようになっている。このインバータ5は、スイッチング素子Tr1〜Tr4が図示形態で組み合わせられることによりフルブリッジ型のインバータとして構成される。具体的には、昇圧電圧Vdcの出力側にはスイッチング素子Tr1およびTr2が直列接続されていると共に、スイッチング素子Tr3およびTr4が直列接続されており、これらの回路が並列接続されることによりインバータ5が構成される。
各スイッチング素子Tr1〜Tr4としては、例えばプレーナ型やトレンチ型のIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を適用できるが、特にトレンチ型のIGBTを適用すると定格入力運転時のスイッチング損失を低減できると共にコスト低減を図ることができる。尚、各スイッチング素子Tr1〜Tr4には、それぞれ逆並列にダイオード(フリーホイールダイオード)D1〜D4が接続されている。
スイッチング素子Tr1およびTr2の共通接続点をノードN1とし、スイッチング素子Tr3およびTr4の共通接続点をノードN2とすると、ノードN1およびN2間には、共振回路6が接続されており、この共振回路6(誘導加熱コイル6a)に流れる電流を検出するためのカレントトランス25が設けられている。共振回路6は、誘導加熱コイル6aと、この誘導加熱コイル6aに直列接続されたコンデンサ6b、6cとを備えている。コンデンサ6bおよび6cは並列接続されており、容量値を外部から例えば2段階に段階的に切替可能に構成されている。
具体的には、ノードN1およびN2との間には、コンデンサ6cに対する通電をオンオフ可能にリレースイッチ26が設けられている。このリレースイッチ26は、制御回路2のマイコン9が切替回路16を通じてオンオフ切替制御可能に構成されている。尚、コンデンサ6bは、全ての被加熱物Hを加熱制御するときに用いるコンデンサであり、コンデンサ6cは、鉄系材料の鍋等からなる被加熱物Hを加熱制御するときに用いるコンデンサである。誘導加熱コイル6aは、例えば巻数60の一重コイルにより構成され、被加熱物Hを誘導加熱するためのコイルである。
スイッチング素子Tr1およびTr2の共通接続点とGNDとの間にはコンデンサC1が接続されている。また、スイッチング素子Tr3およびTr4の共通接続点とGNDとの間にはコンデンサC2が接続されている。これらのコンデンサC1およびC2は、スイッチング素子Tr1〜Tr4のターンオフ損失を低減するためのスナバコンデンサである。
マイコン9の駆動パルス生成部9cは、入力電力制御部9aや負荷判定部9eから与えられる信号に基づいて駆動用の高周波電圧としての高周波パルスを生成し、生成された高周波パルスを駆動回路14に与え、駆動回路14によりインバータ5を駆動するようになっている。
インバータ5の駆動時には、電流検出回路15は、インバータ5から共振回路6(誘導加熱コイル6a)に流れる電流I(高周波電流:インバータ電流)を電流検出用のカレントトランス25により検出し、この検出信号をゼロクロス検出回路17およびマイコン9の負荷判定部9eに与える。ゼロクロス検出回路17は高周波の検出信号が与えられると、この検出信号のゼロクロスを検出し、この検出信号をマイコン9の位相差検出部9dに与える。
位相差検出部9dは、駆動パルス生成部9cにより生成された駆動用パルスと、ゼロクロス検出回路17のゼロクロス検出信号との差を検出し、インバータ5に印加される高周波電圧と検出回路6に流れる高周波電流との位相差を算出し負荷判定部9eに与える。負荷判定部9eは、この位相差と、電流検出回路15から送信された高周波電流Iとに基づいて誘導加熱調理器1の上に載置される被加熱物Hの有無や材質を判定するようになっている。
上記構成の作用について、図2ないし図6をも参照しながら説明する。
図2は、被加熱物の有無および材質を判定するときの制御回路の動作をフローチャートにより示している。尚、制御回路2は、図1に示すように多数の機能ブロックを備えて構成されているが、図2に示す制御動作は、制御回路2の中で特に例示しない制御動作については何れの機能ブロックが行っても良い。
図2は、被加熱物の有無および材質を判定するときの制御回路の動作をフローチャートにより示している。尚、制御回路2は、図1に示すように多数の機能ブロックを備えて構成されているが、図2に示す制御動作は、制御回路2の中で特に例示しない制御動作については何れの機能ブロックが行っても良い。
まず、制御回路2は、加熱処理に先立ち初期設定を行う(ステップS1およびS2)。具体的には、制御回路2はステップS1において位相差のしきい値α1およびα2やインバータ電流Iのしきい値Ith1を設定すると共に、ステップS2において、駆動パルス生成部9cの駆動周波数を初期駆動周波数(例えば、24.5kHz)として設定する。尚、しきい値α1はしきい値α2よりも高い値に設定される。
次に、制御回路2は、加熱を開始する(ステップS3)が、駆動周波数を所定周波数(例えば0.125kHz)毎に低下させながら(ステップS14)、ステップS5、S8、S11の何れかの条件を満たすまで共振回路6に流れる電流Iの検出処理(ステップS4)や、位相差検出部9dにより高周波電圧および高周波電流I間の位相差の検出処理を繰り返す。
駆動周波数を所定の周波数から所定ステップ周波数で低下させながら検出処理を行う理由は、20kHz程度の低い周波数で長時間駆動するとインバータ5に対して短絡電流の流れる時間が大幅に増加してしまい、スイッチング素子Tr1〜Tr4の信頼性が劣るためである。
駆動周波数を所定の周波数から所定ステップ周波数で低下させながら検出処理を行う理由は、20kHz程度の低い周波数で長時間駆動するとインバータ5に対して短絡電流の流れる時間が大幅に増加してしまい、スイッチング素子Tr1〜Tr4の信頼性が劣るためである。
図3(a)および図3(b)は、被加熱物の判定時における時間に伴う駆動周波数の変化の一例を示している。
図3(a)および図3(b)において、商用電源8の一周期(約16.6ms)が時間t1に対応しており、時間t1は、時間t2、t3、t4、t5とそれぞれ同一の時間である。すなわち、図3(a)に示すように、制御回路2は、商用電源8の一周期毎に駆動周波数を所定の周波数ごと低下させて前述した検出処理を行う。特に、同一駆動周波数内でも後半で検出処理を行うことが望ましい。前半に検出処理を行うと電流検出回路15に若干の検出遅れを生じ電流を安定して検出できない虞があるためであり、後半で検出処理を行うことにより正確に電流検出を行うことができるようになるためである。
図3(a)および図3(b)において、商用電源8の一周期(約16.6ms)が時間t1に対応しており、時間t1は、時間t2、t3、t4、t5とそれぞれ同一の時間である。すなわち、図3(a)に示すように、制御回路2は、商用電源8の一周期毎に駆動周波数を所定の周波数ごと低下させて前述した検出処理を行う。特に、同一駆動周波数内でも後半で検出処理を行うことが望ましい。前半に検出処理を行うと電流検出回路15に若干の検出遅れを生じ電流を安定して検出できない虞があるためであり、後半で検出処理を行うことにより正確に電流検出を行うことができるようになるためである。
また、図3(b)に示すように、インバータ5を間欠駆動することが望ましい。初期駆動時にスイッチング素子Tr1〜Tr4に対して短絡電流が流れやすかったとしても、例えば商用電源8の一周期毎にインバータ5の駆動を停止しているため、スイッチング素子Tr1〜Tr4に生じる発熱を抑えることができ、スイッチング素子Tr1〜Tr4の故障を防止すると共に素子の信頼性を向上できる。
さて、加熱開始時には、制御回路2は、整流ブリッジ3の入力側電圧および出力側電圧に基づいて昇圧回路4の昇圧電圧Vdcを一定制御すると共に、駆動回路14によりインバータ5を駆動制御する。インバータ5が駆動されると共振回路6に電流が流れる。電流検出回路15は、ステップS4において共振回路6に流れる高周波電流を検出する。
また、電流検出回路15は、共振回路6に流れる高周波電流Iを電圧により検出し、この検出電圧をゼロクロス検出回路17や負荷判定部9eに与える。ゼロクロス検出回路17はこの検出電圧のゼロクロスを検出する。位相差検出部9dは、駆動パルス生成部9cが生成したパルス信号と前記検出電圧のゼロクロス検出信号とを比較することにより、インバータ5に与えられる高周波電圧と共振回路6に流れる高周波電流Iとの位相差を検出する。
<負荷の判定について>
負荷判定部9eは、高周波電流Iや位相差に基づいて被加熱物Hの有無や材質を判定する。以下具体的に詳述する。
負荷判定部9eは、高周波電流Iが、所定のしきい値Ith1以上であるときには(ステップS5:YES)、被加熱物Hをアルミ系材質と判定し(ステップS6)、制御回路2はアルミ系鍋の加熱制御に移行して(ステップS7)終了する。
負荷判定部9eは、高周波電流Iや位相差に基づいて被加熱物Hの有無や材質を判定する。以下具体的に詳述する。
負荷判定部9eは、高周波電流Iが、所定のしきい値Ith1以上であるときには(ステップS5:YES)、被加熱物Hをアルミ系材質と判定し(ステップS6)、制御回路2はアルミ系鍋の加熱制御に移行して(ステップS7)終了する。
また負荷判定部9eは、高周波電圧および高周波電流I間の位相差がしきい値α1以上のときには(ステップS8:YES)、無負荷と判定し(ステップS9)、被加熱物Hを無しと判定し制御回路2は加熱制御を停止する(ステップS10)。
また、負荷判定部9eは、高周波電圧および高周波電流I間の位相差がしきい値α2以下のときには(ステップS11:YES)、鉄系材質と判定し(ステップS12)、その後、制御回路2は一旦加熱を停止し、コンデンサ6cに通電するようにリレースイッチ26を切替え、必要に応じて再度被加熱物Hの有無の判定を行った後、鉄系鍋の加熱制御に移行して(ステップS13)終了する。
また、負荷判定部9eは、高周波電圧および高周波電流I間の位相差がしきい値α2以下のときには(ステップS11:YES)、鉄系材質と判定し(ステップS12)、その後、制御回路2は一旦加熱を停止し、コンデンサ6cに通電するようにリレースイッチ26を切替え、必要に応じて再度被加熱物Hの有無の判定を行った後、鉄系鍋の加熱制御に移行して(ステップS13)終了する。
被加熱物Hの材質が判定されると、ステップS7、S13において、その材質(アルミ材質のアルミ鍋、鉄材質の鉄鍋)に応じた加熱制御を行うが、この加熱制御方法は例えば本願出願人が出願した特願2005−176402号(本願発明者らが発明)や、特願2005−007761号にその詳細が記述されている。尚、鉄系材質の被加熱物Hやアルミ系材質の被加熱物Hを加熱制御するときには、コンデンサ6b、6cの容量値を切替え共振周波数を変化させて加熱制御する必要があるが、この加熱制御の詳細は、本実施例の特徴とは直接関係しないため、前述記載に代えてその説明を省略する。
<被加熱物Hの判定動作の詳細について>
上述のように被加熱物Hの有無や材質を判定するときの実際の詳細な判定動作について図4および図5を参照しながら説明する。
図4は、検出回路6(誘導加熱コイル6a)に流れる電流Iの周波数特性の実験結果を示している。図5は、位相差検出部9dにおいて検出される位相差の周波数特性の実験結果を示している。これらの図4および図5において、A1はアルミ系材質の鍋(大径サイズ:径24cm)、A2はアルミ系材質の鍋(中径サイズ:径20cm)、A3はアルミ系材質の鍋(小径サイズ:径16cm)、A4は無負荷、A5は鉄系材質の鍋を被加熱物Hとして適用したときの測定結果を示している。尚、この特性結果は一例を示しており実質的に鍋底径、鍋底厚みによっても変化する点に留意する必要がある。
上述のように被加熱物Hの有無や材質を判定するときの実際の詳細な判定動作について図4および図5を参照しながら説明する。
図4は、検出回路6(誘導加熱コイル6a)に流れる電流Iの周波数特性の実験結果を示している。図5は、位相差検出部9dにおいて検出される位相差の周波数特性の実験結果を示している。これらの図4および図5において、A1はアルミ系材質の鍋(大径サイズ:径24cm)、A2はアルミ系材質の鍋(中径サイズ:径20cm)、A3はアルミ系材質の鍋(小径サイズ:径16cm)、A4は無負荷、A5は鉄系材質の鍋を被加熱物Hとして適用したときの測定結果を示している。尚、この特性結果は一例を示しており実質的に鍋底径、鍋底厚みによっても変化する点に留意する必要がある。
図4に示すように、被加熱物Hが鉄系材質もしくは無負荷のときには高周波電流Iがアルミ系材質の被加熱物Hに比較して流れ難くなる。しかし、高周波電流Iのみで被加熱物Hをアルミ材質と判定するためには、所定周波数範囲(例えば20kHz〜24.5kHz)内のあらゆる周波数でインバータ5を駆動する必要がある。アルミ材質の被加熱物Hはその大きさによって高周波電流Iの流れやすい駆動周波数が変化することが発明者らにより確認されているためである。
また高周波電流Iのみでは被加熱物Hを鉄系材質であるか無負荷であるかを判定し難く、これらの被加熱物Hの有無や材質を判定するときには、誘導加熱コイル6aに高周波電流Iが流れ難くなり、インバータ5に短絡電流が発生しやすい(図4の短絡モード発生領域B参照)。
図5に示すように、位相差は被加熱物Hの材質に関わらず周波数が低くなるに連れて低くなるが、被加熱物Hとして鉄系材質を適用したときには、無負荷の場合やアルミ系材質の場合に比較して周波数に対する位相差の変化度が大きくなると共に、所定周波数範囲(20kHz〜24.5kHz)内において他の材質(アルミ系材質、無負荷)との間の位相差の差が大きい。
そこで本実施例では、前述したように、例えば図2のステップS2において駆動周波数fを適切な初期周波数(24.5kHz)に設定し、算出された位相差としきい値α1とを比較することにより素早く被加熱物Hの有無や材質を判定することができる(図2のステップS8参照)。特に被加熱物Hの有無(無負荷であるか、アルミ系材質もしくは鉄系材質の被加熱物Hであるか)を素早く判定することができる。
またこの後、図2のステップ14においてインバータ5の駆動周波数fを順次低下させながら判定処理を繰返すと、図2のステップS5において電流Iとしきい値Ith1とに基づいて大径のアルミ系材質の鍋から小径のアルミ系材質の鍋に至るまで順に素早く被加熱物Hの材質や大きさを判定することができる(図2のステップS5:図4のA1、A2、A3参照)。
このとき、インバータ5の駆動周波数を順次低下させて高周波電流Iを検出すると、特に小径のアルミ系材質の被加熱物Hが誘導加熱調理器1の加熱対象とされたときには、電流Iの流れやすい周波数が、大径のアルミ系材質の被加熱物Hに対して電流の流れやすい周波数に比較して低いため、鉄系材質と小径のアルミ材質の被加熱物Hとの判定を行うための処理時間を必要以上に要してしまう場合もある(図4および図5のA3、A5参照)。
そこで、本実施例においては、位相差α1よりも低く設定された位相差α2と算出された位相差とに基づいて図2のステップS11において被加熱物Hの材質を判定している。図4および図5に示すように、A3の電流Iがしきい値Ith1以上となる周波数よりも、A5の位相差がしきい値α2以下となる周波数が高いため、インバータ5の駆動周波数fを順次低下させると、高周波電流Iのみで判定処理を行うのに比較してさらに素早く被加熱物Hを判定することができる(図2のステップS11参照)。鉄系材質と小径のアルミ材質の被加熱物Hとの判定を行うときには、特に素早く被加熱物Hの材質を判定することができる。
<連続運転時の動作について>
以下、連続運転時の動作について説明する。
ユーザが誘導加熱調理器1を使用後、電源切とすると加熱処理が停止し平滑コンデンサ24に蓄えられた電荷が放電される。このとき平滑コンデンサ24の両端電圧を通常状態に移行させるためには平滑コンデンサ24に蓄えられた電荷を抵抗により電力消費し平滑コンデンサ24の両端電圧を低下させる必要があるが、平滑コンデンサ24の容量値は通常他のコンデンサに比較して高く設定されているのが一般的であり実質的には例えば5〜6分程度の放電時間を必要とする。
以下、連続運転時の動作について説明する。
ユーザが誘導加熱調理器1を使用後、電源切とすると加熱処理が停止し平滑コンデンサ24に蓄えられた電荷が放電される。このとき平滑コンデンサ24の両端電圧を通常状態に移行させるためには平滑コンデンサ24に蓄えられた電荷を抵抗により電力消費し平滑コンデンサ24の両端電圧を低下させる必要があるが、平滑コンデンサ24の容量値は通常他のコンデンサに比較して高く設定されているのが一般的であり実質的には例えば5〜6分程度の放電時間を必要とする。
図6(a)は、充分に放電時間が経過した後に電源投入したときの平滑コンデンサ24の両端にかかる昇圧電圧Vdcの時間経過特性を示している。また、図6(b)は、充分に放電時間が経過していないときに電源投入したときの平滑コンデンサ24の両端にかかる昇圧電圧Vdcの時間経過特性を示している。
平滑コンデンサ24に蓄えられた電荷が放電される前にユーザが再度誘導加熱調理器1を使用するため電源を投入し再加熱すると、加熱初期に行われる被加熱物Hの判定時には、平滑コンデンサ24の両端にかかる電圧Vdcが通常(例えば285V:図6(a)参照)よりも高く(例えば400V:図6(b)参照)なる場合があり、この場合スイッチング素子Tr1〜Tr4に印加される電圧が通常よりも高くなってしまうため、スイッチング素子Tr1〜Tr4に流れる短絡電流が増加してしまう。
また被加熱物Hの有無や材質を判定するときには、前述したように駆動周波数fを初期周波数24.5kHzから最低周波数20.5kHzに連続的に低下させる必要がある。この間約640msec程度の時間を必要とする。この間、スイッチング素子Tr1〜Tr4に対して短絡電流が流れ続けてしまう。そこで、できる限り、短絡電流が流れる短絡モード発生領域B(図4(a)参照)で駆動する時間を低減し、素早く被加熱物Hの有無や材質、大きさ等を判定できることが望ましい。
本実施例においては、前述のように素早く判定処理を行うことができるため短絡モード発生領域B内でインバータ5を駆動する時間を低減することができ、たとえ連続運転動作することで高い昇圧電圧Vdc(400V)が連続的に印加されたとしてもインバータ5を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr4に対する短絡ストレスを抑制することができ安全で信頼性の高い誘導加熱調理器1を提供することができる。
尚、被加熱物Hの判定動作が終了し、実際の被加熱物Hの加熱制御に移行すると、共振回路6に流れる電流が比較的多くなるため、スイッチング素子Tr1〜Tr4に短絡電流が流れ難くなり問題は軽減される。本実施例では、被加熱物Hの判定時に前述した制御を採用している。このため短絡電流を抑制することができ、信頼性の高い誘導加熱調理器1を提供することができるようになる。
本実施例によれば、制御回路2が高周波電圧および高周波電流I間の位相差に基づいて被加熱物Hの有無や鍋種(材質)を判定しているため、素早く判定処理を行うことができる。
本実施例によれば、被加熱物Hの有無や材質を判定するときにインバータ5を間欠駆動しているため、インバータ5を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr4にかかる負担を軽減することができ、信頼性を向上することができる。
また、インバータ5を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr4としてトレンチ型のIGBTを適用する場合には、定格入力運転時のスイッチング損失を低減することができるため、コスト低減を図ることができる。
本実施例によれば、被加熱物Hの有無や材質を判定するときにインバータ5を間欠駆動しているため、インバータ5を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr4にかかる負担を軽減することができ、信頼性を向上することができる。
また、インバータ5を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr4としてトレンチ型のIGBTを適用する場合には、定格入力運転時のスイッチング損失を低減することができるため、コスト低減を図ることができる。
(第2の実施例)
図7ないし図9は、本発明の第2の実施例を示すもので、第1の実施例と異なるところは、条件を加えてさらに素早く被加熱物の判定処理を終了できるようにしたところにある。第1の実施例と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分についてのみ説明する。
図7ないし図9は、本発明の第2の実施例を示すもので、第1の実施例と異なるところは、条件を加えてさらに素早く被加熱物の判定処理を終了できるようにしたところにある。第1の実施例と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分についてのみ説明する。
図7は、図2のステップS14に代わるフローチャートを示している。
前述実施例においては、所定周波数範囲(20kHz〜24.5kHz)内において所定周波数(12.5kHz)毎に駆動周波数fを低下させてステップS5、S8、S11の何れかの条件が成立するまで判定処理を継続していたが、本実施例においてはこれに加え、駆動周波数fが上記周波数範囲の約1/2の所定周波数(22.5kHz)に至った時点で強制的に被加熱物Hの材質を鉄系材質であるかアルミ系材質であるか判定するようにしている(ステップS21:YES以降)。この場合、判定用の駆動周波数範囲を狭めることができるため、前述実施例に比較して被加熱物Hの判定処理をさらに素早く行うことができる。
前述実施例においては、所定周波数範囲(20kHz〜24.5kHz)内において所定周波数(12.5kHz)毎に駆動周波数fを低下させてステップS5、S8、S11の何れかの条件が成立するまで判定処理を継続していたが、本実施例においてはこれに加え、駆動周波数fが上記周波数範囲の約1/2の所定周波数(22.5kHz)に至った時点で強制的に被加熱物Hの材質を鉄系材質であるかアルミ系材質であるか判定するようにしている(ステップS21:YES以降)。この場合、判定用の駆動周波数範囲を狭めることができるため、前述実施例に比較して被加熱物Hの判定処理をさらに素早く行うことができる。
負荷判定部9eによる材質(負荷)の判定は、以下のように行われる。制御回路2内において、電流Iのしきい値Ith2と位相差のしきい値α3とが予め設定されている。しきい値Ith2は、図8に示すように、しきい値Ith1よりも低い値に調整設定されている。しきい値α3は、しきい値α1よりも低い値で且つしきい値α2よりも高い値に調整設定されている。
このとき、図7に示すように、制御回路2は、高周波電流Iがしきい値Ith2よりも高いと判定すれば、前述実施例と同様にステップS6にてアルミ系材質と判定し、ステップS7にてアルミ系鍋の加熱制御を行う。また制御回路2は、電流検出回路15により高周波電流Iがたとえしきい値Ith2以下で検出されたとしても位相差がα3を超えるときには(ステップS23:NO)、同様にステップS6にてアルミ系材質と判定し、ステップS7にてアルミ系鍋の加熱制御を行う。逆に、位相差がα3以下であるときには、ステップS12にて鉄系材質と判定し、ステップS13にて鉄系鍋の加熱制御を行う。
本実施例によれば、駆動周波数が22.5kHzに至った時点で高周波電流Iがしきい値Ith2よりも高い値であるか否か、位相差がα3を超えているか否かを強制的に判定し、被加熱物Hがアルミ系材質であるか鉄系材質であるかを判定するようにしているため、前述実施例に比較して判定処理をさらに素早く終了させることができる。
(他の実施例)
本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形もしくは拡張が可能である。
負荷判定部9eは、共振回路6に流れる電流Iをアルミ系材質の判定要素として使用した実施例を示したが、特にステップS5やステップS22の判定ステップは必要に応じて設ければ良い。
本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形もしくは拡張が可能である。
負荷判定部9eは、共振回路6に流れる電流Iをアルミ系材質の判定要素として使用した実施例を示したが、特にステップS5やステップS22の判定ステップは必要に応じて設ければ良い。
駆動周波数fを初期駆動周波数(24.5kHz)から所定周波数(0.125kHz)毎低下させながら被加熱物Hの材質の判定を行う実施例を示したが、これに限定されるものではなく、単一の周波数でインバータ5に印加される高周波電圧と高周波電流Iとの間の位相差を測定し、この測定結果から被加熱物Hの有無や材質を判定するようにしても良い。
図面中、1は誘導加熱調理器、2は制御回路、4は昇圧チョッパ回路(電圧昇圧回路)、5はインバータ、6は共振回路、9dは位相差検出部(検出手段)、9eは負荷判定部(判定手段)、Cは電源回路を示す。
Claims (4)
- 電圧を昇圧して直流電圧を生成する電圧昇圧回路と、
スイッチング素子を備え前記電圧昇圧回路の直流電圧を前記スイッチング素子により高周波電圧に変換出力するインバータと、
加熱コイルおよび共振コンデンサを備えて構成され前記インバータの高周波電圧が印加される共振回路と、
前記インバータの高周波電圧およびこの高周波電圧に応じて生じる高周波電流間の位相差を検出する検出手段と、
前記検出手段の位相差に基づいて被加熱物を判定する判定手段とを備えたことを特徴とする誘導加熱調理器。 - 前記判定手段は、前記共振回路に流れる電流を加味して前記被加熱物を判定することを特徴とする請求項1記載の誘導加熱調理器。
- 前記判定手段が前記被加熱物を判定するときには、前記インバータを間欠駆動することを特徴とする請求項1または2記載の誘導加熱調理器。
- 前記インバータを構成するスイッチング素子として、トレンチ型のIGBTを適用したことを特徴とする請求項1ないし3の何れかに記載の誘導加熱調理器。
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JP2005282210A JP2007095454A (ja) | 2005-09-28 | 2005-09-28 | 誘導加熱調理器 |
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Cited By (2)
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---|---|---|---|---|
JP2009272152A (ja) * | 2008-05-08 | 2009-11-19 | Panasonic Corp | 誘導加熱調理器 |
JP2010003482A (ja) * | 2008-06-19 | 2010-01-07 | Panasonic Corp | 誘導加熱調理器 |
-
2005
- 2005-09-28 JP JP2005282210A patent/JP2007095454A/ja active Pending
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