JP2007093606A - 被検装置の分析を行う方法及び計測システム - Google Patents

Abstract

【課題】低デューティサイクルを有するパルス信号を計測する際に良好なダイナミックレンジを有する計測システムを提供する。
【解決手段】計測システムにより被検装置の分析を行う方法において、パルス信号を被検装置に印加する段階と、パルス信号が被検装置に印加された後に、パルス信号に対応する計測信号を受信する段階と、計測信号をフィルタリングして計測信号の複数の異なるスペクトル成分を選択する段階と、複数の異なるスペクトル成分を合成して合成信号を形成する段階と、合成信号を分析して被検装置の特性を判定する段階と、を含んでいる。
【選択図】図５

Description

この発明は、被検装置にパルス信号を印加して被検装置から出力される計測信号をもとに被検装置の分析を行う方法及び計測システムに関する。

ベクトルネットワークアナライザ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｎａｌｙｚｅｒ：ＶＮＡ）は、従来、被検装置の連続波（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ：ＣＷ）のＳパラメータ性能を計測するために使用されている。通常、ＣＷ信号は、５００ＭＨｚ〜５０ＧＨｚの範囲内の高周波（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）信号となるが、この範囲は可変である。しばしば、これらの正常な動作状態においては、ＶＮＡは、狭帯域の計測装置として機能し、この場合に、ＶＮＡは、既知のＲＦ信号を被検装置に印加し、ＲＦ周波数応答を計測する。単一のＣＷ周波数の応答を観察するとすれば、周波数ドメインにおいて、単一のスペクトルトーンを観察することになろう。通常、ＶＮＡは、狭帯域検出を利用することにより、同期した状態で一緒に動作して被検装置（Ｄｅｖｉｃｅ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ：ＤＵＴ）の周波数応答を計測するべく設計された組み込み型の供給源及びレシーバを具備している。大部分のアナライザは、多数の様々な周波数範囲にわたって周波数掃引を生成するべく構成可能である。

ＤＵＴに印加する信号は、特定のレート（これは、しばしば、パルス反復周波数（Ｐｕｌｓｅｄ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ｐｒｆ）と呼ばれている）及び持続時間において、パルス化しなければならない（オン及びオフを切り替えなければならない）場合がある。単一のパルストーンの周波数ドメイン応答を観察しようとする場合には、無数のスペクトルトーンが含まれることになるため、標準的な狭帯域アナライザの利用は困難である。

例えば、サイン波ｘ（ｔ）をオン及びオフにトグルした結果得られる単一のパルストーンが、図１に参照符号１００として示されている。この単一のパルストーン１００は、ｒｅｃｔｐｗ（ｔ）・ｘ（ｔ）として表現される。単一のパルストーン１００を図１の参照符号１０２として示されている級数関数ｓｈａｈ（１／ｐｒｆ）（ｔ）と畳み込むことにより、図１の参照符号１０４として示されているパルス信号ｙ（ｔ）が得られる。この畳み込みは、次式によって表現される。

ｙ（ｔ）＝（ｒｅｃｔｐｗ（ｔ）・ｘ（ｔ））＊ｓｈａｈ（１／ｐｒｆ）（ｔ）

図２及び図３は、周波数ドメインにおけるパルスＲＦ信号のスペクトル成分の更なる図である。具体的には、図２は、パルスＲＦ信号内のスペクトル成分の広範なスペクトルを示す信号１０６のグラフ１０５を示している。周波数ドメインにおけるパルスＲＦ信号１０６は、１／（パルス幅）の間隔において、スペクトル成分の極小点１０９を示している。図３は、一次スペクトル成分１０８を囲むスペクトル成分の格段に高い分解能のグラフ１０７を示している。ここで、一次スペクトル成分は、ＲＦ信号の周波数を有しており、このＲＦ信号は発振器によって生成されたものである。通常、この発振器の出力をオン及びオフにトグルすることにより、パルスＲＦ信号を生成している。この結果、他のスペクトル成分は、パルス反復周波数（Ｐｕｌｓｅｄ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ｐｒｆ）（ＲＦ信号がオン及びオフに切り替えられる周波数）だけ、オフセットされている。図３の場合には、ｐｒｆは約１．６９ＫＨｚである。この結果、他のスペクトル成分１１０、１１２、１１４、及び１１６は、ｐｒｆの整数倍に等しい周波数値だけ、一次スペクトル成分からオフセットされている。

いくつかのアプリケーションにおいては、パルス信号装置の特性判定は、適応型のフィルタナリング（ｆｉｌｔｅｒ ｎｕｌｌｉｎｇ）及びフィルタゲーティング（ｆｉｌｔｅｒ ｇａｔｉｎｇ）を使用することにより、パルスＲＦ信号を供給するべくオン及びオフにトグルされるＲＦ信号のＲＦ周波数に対応した一次スペクトル成分が分離される。このようなアプリケーションの一例が、本出願と同一の譲受人に譲渡された係属中の特許文献１に記述されている。この内容は、本引用により、そのすべてが本明細書に包含される。一般に、一次スペクトル成分は、パルス信号がＤＵＴに入力された後にパルス信号のＲＦ正弦波をダウンコンバージョンするＶＮＡのレシーバチャネルから結果的に得られる中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）に対応し得ることを認識されたい。
米国特許出願第１０／８８３，１００号明細書

しかしながら、適応型フィルタナリング及びゲーティングを使用して一次スペクトル成分又は対応するＩＦと一致するもの以外のスペクトル成分を除外するフィルタリング法は、ＤＵＴから受信されるオリジナルの計測信号のエネルギー損失を結果的にもたらす。一般に、このエネルギーの損失は、パルス信号の基本トーン（オン及びオフにパルス化されるＲＦ信号の周波数）を除いてすべてのものをフィルタが拒絶することに起因し、パルスＲＦ信号のデューティサイクルに比例している。デューティサイクルの減少に伴って、側波帯内に移動するエネルギーが増大し、一次スペクトル成分内に留まるエネルギーが減少する。これは、周波数ドメイン内の側波帯スペクトル成分の大きさが、パルス幅（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ：ＰＷ）とパルス反復周波数の積（即ち、Ｄｕｔｙ Ｃｙｃｌｅ＝（ＰＷｘＰＲＦ））に反比例しているためである。従って、適応型フィルタナリング及びゲーティングを使用する場合には、デューティサイクルが減少した際に処理済みの信号エネルギーも低減されるため、デューティサイクルが、計測ダイナミックレンジに対して直接的な影響を有することが可能である。この処理済みの信号エネルギーにおける損失は、特に、等温計測及び装置の特性判定法において必要とされているような非常に低いデューティサイクルでパルス化される信号の場合に問題となる。いくつかのケースにおいては、このような計測結果は、システムダイナミックレンジの欠如に起因し、使用不能である。

以上のような事情に鑑み、本発明の目的は、低デューティサイクルを有するパルス信号を計測する際に良好なダイナミックレンジを得ることのできる方法及び計測システムを提供することにある。

上記の目的を達成すべく、本発明は、計測システムにおいて被検装置を分析する方法において、パルス信号を前記被検装置に印加する段階と、前記パルス信号が前記被検装置に印加された後に、前記パルス信号に対応する計測信号を受信する段階と、前記計測信号をフィルタリングして前記計測信号の複数の異なるスペクトル成分を選択する段階と、前記複数の異なるスペクトル成分を合成して合成信号を形成する段階と、前記合成信号を分析して前記被検装置の特性を判定する段階と、を含んでいる。

本発明によれば、低デューティサイクルを有するパルス信号を計測する際に良好なダイナミックレンジが得られる計測システムを提供することができる。

以下、本発明の一実施の形態について図面を参照しながら説明する。

図４は、本発明の一実施の形態にかかる計測システム２００の模範的な構成を示す図である。本計測システム２００は、ＶＮＡ２０２を提供しており、このＶＮＡ２０２は、ＤＵＴ２０４を接続可能なポート２０６及び２０８を具備している。ＶＮＡ２０２は、ＲＦ信号の供給源２１０を含んでおり、この供給源２１０は、一般に、ＣＷ出力信号を供給可能であり、或いは、この代わりに、ＣＷ出力信号をオン及びオフにパルス化することにより、様々なパルス反復周波数において、ＣＷ信号の異なるパルス幅を供給することも可能である。スイッチ２１２は、供給源２１０から出力されたＲＦ信号をアナライザ２０２のポート２０６に対応したチャネル２１４にルーティング可能であり、或いは、スイッチ２１２は、供給源２１０の出力をＶＮＡ２０２のポート２０８へのチャネル２１６にルーティングすることも可能である。チャネル２１４は、Ａ計測チャネル２２０を具備するカプラ２１８を含んでいる。Ａ計測チャネル２２０は、ポート２０６から供給源２１０に向かって伝送される信号の一部をキャプチャするべく動作する。ポート２０６から供給源２１０に向かって伝送されるこの信号は計測信号であり、これは、ＤＵＴ２０４への入力から反射して戻る供給源２１０からのＲＦ信号の一部に対応可能であり、或いは、Ａ計測チャネル２２０上の計測信号は、供給源２１０から、ポート２０８、ＤＵＴ２０４、そして、ポート２０６を通じて伝送される信号に対応可能であろう。これに相応して、チャネル２１６も、Ｂ計測チャネル２２４を具備するカプラ２２２を含んでおり、これは、ＤＵＴ２０４を通じて伝送される（又は、これから反射される）信号をキャプチャするべく動作する。

ＤＵＴ２０４からの信号を含むＡ計測チャネル２２０及びＢ計測チャネル２２４に加え、ＶＮＡ２０２は、Ｒ１基準チャネル２２６及びＲ２基準チャネル２２８をも含んでいる。基準チャネルにおいて受信される信号を、計測チャネルであるＡ計測チャネル２２０又はＢ計測チャネル２２４のいずれかにおいて受信される信号と比較することにより、ＤＵＴ２０４の性能特性が判定される。多くの例においては、ネットワークアナライザは、ＤＵＴのＳパラメータを判定するべく使用されている。Ｓパラメータ（Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２１、及びＳ２２）は、例えば、ＤＵＴ２０４の反射及び伝達特性に関する情報を提供するべく使用可能である。

本計測システム２００においては、Ｒ１基準チャネル２２６及びＲ２基準チャネル２２８のそれぞれと、Ａ計測チャネル２２０及びＢ計測チャネル２２４のそれぞれは、これらのチャネルからの信号入力を処理するレシーバモジュール２３０に入力される。

レシーバモジュール２３０は、多数の異なる方法で実装可能であり、且つ、いくつかの異なるコンポーネントを包含可能である。通常、ネットワークアナライザ内のレシーバモジュールは、供給源２１０から出力された相対的に高周波数のＲＦ信号をダウンコンバージョンするべく動作するミキサを含む。ＲＦ信号の一次スペクトル成分は、ＩＦ信号に変換されることになり、このＩＦ信号は、供給源２１０のＲＦ周波数に対応している。パルス化動作モードにおいては、供給源２１０から出力された信号は、ＲＦ周波数を囲む多くのその他のスペクトル成分を含むことになる。従って、ＩＦへの変換は、ＩＦを囲むいくつかのダウンコンバージョンされたスペクトル成分をも供給することになる。

一実施の形態においては、上記の各チャネル２２０〜２２８からの信号のダウンコンバージョンが完了した後に、レシーバモジュール２３０は、信号をデジタル化するＡＤＣ（アナログ／デジタルコンバータ）を提供する。信号のデジタル化が完了した後に、後程詳述するように、レシーバモジュール２３０の様々な要素が、信号を処理するべく動作する。尚、本明細書に記述されている模範的な実装のいくつかは、主にデジタル処理方式の使用を想定しているが、当然のことながら、同一又は等価な結果を実現するべく使用可能なアナログ的方法も存在している。

一実施の形態においては、レシーバモジュール２３０は、本明細書に記述されている様々な処理方法を実装するための単一のプログラミングされたプロセッサを包含可能である。その他の実施の形態においては、レシーバモジュール２３０は、プログラム可能なゲートアレイ、ＡＳＩＣ、及び汎用プロセッサなどのいくつかの異なる相互接続された処理モジュールを包含可能である。一般に、レシーバモジュール２３０は、複数の異なるフィルタリング関数を入力信号に対して提供するべく動作するフィルタバンクモジュール２３２を含む。これらの様々なフィルタリング関数は、計測信号及び基準信号の様々なスペクトル成分を選択するべく動作する。フィルタバンクモジュール２３２による入力信号の処理が完了した後に、トーンシフタモジュール２３４が、複数の異なるスペクトル成分を供給源２１０からのパルス信号のＲＦ周波数に対応した周波数にシフトさせるべく動作する。又、トーンシフタモジュール２３４は、複数の異なるスペクトル成分のそれぞれの位相をアライメントするべく動作することも可能である。次いで、トーンシフタモジュール２３４の出力は、複数の異なるスペクトル成分を合成するべく動作するアキュムレータモジュール２３６に伝送される。レシーバモジュール２３０への異なる計測チャネル及び基準チャネル入力のそれぞれに対応した処理済みの信号を使用し、アナライザモジュール２３８はＤＵＴ２０４の特性を判定する。次いで、これらの判定された特性はＶＮＡ２０２のユーザーインターフェイス２４０を介してユーザーに提示される。ユーザーインターフェイス２４０は、例えば、フラットパネルディスプレイ又はプリンタを包含可能である。又、ユーザーインターフェイス２０４は、通常、ユーザーがＶＮＡ２０２の様々な動作を制御可能なキーボード及び様々なその他の入力装置を含む。

本発明の一実施の形態は、図５に示されているような方法３００を提供しており、これは、低デューティサイクルを有するパルス信号を計測する際に良好なダイナミックレンジを有している。本方法３００は、パルス信号を生成する段階３０２と、パルス信号をＤＵＴ２０４に印加する段階３０４とを含んでいる。次いで、ＤＵＴ２０４から計測信号を受信する。次いで、計測信号をフィルタリングすることにより、応答信号の複数の異なるスペクトル成分を選択する。次いで、異なるスペクトル成分を使用して合成信号を形成する。次いで、合成信号を分析してＤＵＴ２０４の特性を判定する。

本計測システム２００内において使用される供給源２１０に応じて、パルスＲＦ信号のＲＦ周波数は、様々な周波数の広範なレンジにわたって変化し得る。一実施の形態において、このレンジは、数メガヘルツから、最大で５０ＧＨｚ以上であってよい。パルスＲＦ信号のｐｒｆレートも、大きなレンジにわたって変化可能であるが、多くのアプリケーションにおいて、ｐｒｆは１〜５ｋＨｚのレンジとなろう。

パルスＲＦ信号がＤＵＴ２０４に印加された後に、本計測システム２００の処理要素により、計測信号が受信される（段階３０６）。計測信号は、ＤＵＴ２０４を通じて伝送された（又は、ＤＵＴ２０４への入力から反射された）パルスＲＦ信号に対応している。又、本計測システム２００の処理要素は、前述のように基準入力信号をも受信することになる。

一実施の形態においては、まず、Ａチャネルからの計測信号が、段階３０６において、ダウンコンバージョン及びデジタル化され、この変換及びデジタル化済みの信号が計測信号となる。次いで、このデジタル化済みの信号が、デジタルフィルタリングモジュールのフィルタバンク３０８が提供する、異なるフィルタリング関数に従って処理される。尚、この説明においては、ＶＮＡ２０２のＡ計測チャネル２２０上で受信された計測信号のフィルタリング及び処理を想定しているが、ＶＮＡ２０２のプロセッサへのその他の計測及び基準信号入力上で受信される信号に対して、アナログ処理動作を実行することも可能であろう。

計測信号のフィルタリングにおいては、様々なフィルタリング関数３１０〜３１８...Ｎを適用するべく動作可能なフィルタバンク３０８を利用している。ここで、これらのフィルタリング関数は、計測信号の複数の異なるスペクトル成分を選択するべく実装されており、フィルタリング関数の特性は、パルス信号のｐｒｆとパルス信号のＲＦ周波数に基づいて決定されている。

デジタルフィルタバンクの動作を利用する本計測システム２００の実施形態は、適応型のフィルタナリング（ｆｉｌｔｅｒ ｎｕｌｌｉｎｇ）のみに依存しているフィルタリング方式を利用したシステムに比べ、改善されたダイナミックレンジを提供可能である。フィルタバンク３０８の動作は、一連の整合ナリングフィルタ（又は、フィルタリング関数）を提供しており、この場合に、フィルタリング関数のそれぞれの特性は、パルスＲＦ信号のｐｒｆ及びＲＦ周波数に基づいて決定されており、フィルタリング関数の出力は、ＩＦ（ＲＦ周波数に対応したダウンコンバージョンされた信号）のみならず、パルシングによって生成される側波帯のスペクトル成分をもキャプチャするべく合成される。それぞれのスペクトル成分は、計測に関する関連情報を含んでいる。次いで、フィルタリング関数のそれぞれから出力されるフィルタリング済みの信号３２０〜３２８を様々なトーンシフティング関数３３２〜３４０を使用して処理するが、この場合に、トーンシフティング関数は、様々なフィルタリング済みのスペクトル成分のそれぞれをＩＦ周波数に対応した周波数に変換し、且つ、様々な信号のそれぞれの位相をアライメントするべく動作する。次いで、トーンシフティング関数による信号出力（３４２〜３５０）が、ＤＵＴ２０４から反射された（又は、これを通じて伝送された）ＲＦ信号に対応した信号３５４として蓄積又は合成されるが、この信号３５４は、パルスＲＦ信号の複数の選択されたスペクトル成分からの情報を含んでいる。

それぞれの基準チャネル２２６，２２８及び計測チャネル２２６，２２８上のＲＦ信号について、類似の処理動作が提供され、これらがＶＮＡ２０２のレシーバモジュール２３０に入力された後に、ＶＮＡ２０２のプロセッサが、これらの処理済みの信号を分析してＤＵＴ２０４のＳパラメータなどの特性を判定し（段階３５６）、次いで、判定された特性が出力される（段階３５８）。

前述の方法においては、フィルタバンク３０８の出力は、結果的に得られた信号を相関及び蓄積するアキュムレータ３５２（又は、デジタルリコンバイナ）に印加されている。フィルタバンク３０８及びアキュムレータ３５２を使用して蓄積されるスペクトル成分の数を増大させることによって損失を低減可能であるため、一実施の形態においては、アキュムレータ３５２の出力は、デューティサイクルに比例した処理済みの信号の損失を示さない単一の正弦波から構成されることになる。従って、従来技法と比べ、結果的に、ダイナミックレンジの拡大を実現可能である。本発明の一実施の形態の動作は、可干渉性積分（ｃｏｈｅｒｅｎｃｙ ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）の１つのタイプを提供しており、この場合に、結果的に得られる可干渉性信号利得の増大は、相関信号エネルギーのそれぞれの倍増ごとに６ｄＢであるのに対して、非相関雑音積分は、わずかに３ｄＢの増大に対応している。又、パルス信号の特性に基づいて、フィルタの数と、それぞれのフィルタ形状などのフィルタの特性を適合させることも可能である。例えば、パルスＲＦ信号のＲＦ周波数及びｐｒｆの制御に使用されるコントローラ入力を使用することにより、フィルタバンク３０８によって適用されるフィルタリング関数のパラメータを判定することも可能である。

本発明を実施した計測システム及び方法は、パルスＲＦ試験信号のデューティサイクルとは無関係な計測ダイナミックレンジの制御を提供可能である。具体的には、複数のオフセットフィルタリング関数を使用して選択されるスペクトル成分の数を増大させることにより、ダイナミックレンジを改善可能である。この結果、ダイナミックレンジの相対的な利得は、フィルタバンク３０８の帯域幅（雑音低減）のみならず、フィルタバンク３０８内のデジタルフィルタの数（信号利得）の関数となる。又、デジタルフィルタ設計の当業者であれば、フィルタバンク３０８内の様々なフィルタリング関数のそれぞれの独立したフィルタ係数及びデジタルフィルタタップカウントにより、周波数上における雑音の選択性が実現されることを認識するであろう。又、このデジタルフィルタリングは、可干渉性信号利得対積分時間における柔軟性をも提供する。

フィルタバンク３０８は、複数の適応型ナリングデジタルフィルタを使用して実装可能であり、この場合に、適応型ナリングデジタルフィルタのそれぞれは、その対応する周波数成分を受信及びフィルタリングする。適応型ナリングデジタルフィルタのそれぞれは、制御入力を利用し、デジタルフィルタの特性について判定可能である。例えば、ＤＵＴ２０４に入力されるパルスＲＦ信号の特性に基づいて、フィルタによって選択されるスペクトル成分の周波数とフィルタリング関数のナリングポイント間の間隔を判定可能である。尚、本明細書において使用する「ナル（ｎｕｌｌ）」とは、一般に、周波数応答の通過又は伝達帯域部分と比べた場合に相対的に大きな減衰を具備するフィルタ周波数応答内のポイントを意味している。

いくつかの実施の形態においては、計測又は基準信号内の所望しない又は望ましくない信号成分又は高調波の周波数の場所に対応するように、ナルを調節している。ナルと信号調波間の周波数対応性は、いくつかの実施の形態においては、近似的なものであってよい。従って、本明細書においては、ナルの場所は、そのスペクトル成分の近傍に対応したものを意味している場合がある。このように調節された場合には、望ましくないスペクトル成分は、ナルによって減衰する（いくつかのケースにおいては、大幅に減衰する）。従って、調節済みの適応型ナリングデジタルフィルタリング関数は、基本的に、所与のフィルタリング関数によって選択されるスペクトル成分に関係した望ましくないスペクトル成分を除去又はゼロにする。いくつかの実施の形態においては、パルスＲＦ信号のＲＦ周波数及びｐｒｆの知識に基づいて、ナルを受信信号に適合させている。

いくつかの実施の形態においては、フィルタリング関数は、有限インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）フィルタであり、この場合に、ＦＩＲフィルタの周波数応答は、しばしば、通過帯域のいずれかの側に配置された周期的なナルによって特徴付けられている。周期的なナルを利用して、同様に周期的な高調波信号を減衰させる際には、周期的に配置されたナルにより、ＦＩＲフィルタの実装を単純化すると共に／又は、複雑性を軽減することができる。

いくつかの実施の形態においては、フィルタリング関数は、そのフィルタ構成内に複数の加算要素並びにフィードバック及びフィードフォワード経路を包含可能である。本発明の実施の形態は、特定のフィルタ実装やフィルタトポロジーに限定されてはいない。ＦＩＲフィルタ設計、デジタルフィルタ設計全般、及び実現方法、並びに、これらのフィルタの実装の詳細については、当技術分野において周知であり、且つ、Ｊｏｈｎ Ｇ． Ｐｒｏａｋｉｓ他による「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ， ２ｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ」（Ｍａｃｍｉｌｌｉａｎ Ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ Ｃｏｍｐａｎｙ、１９９２年）（この内容は、本引用により、そのすべてが本明細書に包含される）を含むデジタルフィルタ及び／又はデジタル信号処理を主題とする多くのテキストブックに見出すことができる。

本発明のいくつかの実施の形態においては、矩形のウィンドウ応答を有するＦＩＲフィルタをＦＩＲフィルタとして使用している。その他の実施の形態においては、略矩形のウィンドウ応答を具備するＦＩＲフィルタをＦＩＲフィルタとして使用している。更にその他の実施の形態においては、矩形又は略矩形のウィンドウ応答以外のものを具備するＦＩＲフィルタをＦＩＲフィルタとして利用している。

実際に、フィルタリング関数は、レシーバチャネルの特定の実装及びアプリケーションに応じて、様々な方法で実現可能である。例えば、フィルタは、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）の回路やＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）内の回路など（但し、これらに限定されない）の回路、或いは、個別の又は集積されたデジタル回路の一部として実現可能であろう。或いは、この代わりに、フィルタリング関数は、信号プロセッサ回路又はシステムにより、或いは、マイクロプロセッサなどの汎用プロセッサによって実行されるコンピュータプログラムの関数／サブルーチンとして提供することも可能である。

図６は、時間ドメインにおけるパルスＲＦ信号４０２を示している。パルスＲＦ信号は、ＲＦ信号がオンで、かつＲＦ周波数において信号を生成しているときに、時間周期を有しており、オフのときも時間周期を有している。パルスをオン及びオフに切り替えるレートは、前述のｐｒｆに対応している。周波数ドメインにおけるパルス正弦波は、多数のスペクトル成分の側波帯を含んでいる。それぞれのスペクトル側波帯成分又は選択されたスペクトル側波帯成分は、フィルタバンク３０８に関連するフィルタリング関数を具備可能である。周波数ドメインにおける図７に示されている最高トーン又は最大振幅信号４０４（これは、ＩＦ周波数に対応している）は、１のピーク値を具備する時間ドメインにおけるパルス信号と比べた場合に、この例のデューティサイクルと同一の１／２の振幅を具備したＩＦを示していることに留意されたい。このような状況においては、単一のフィルタリング関数を有する適応型ナリング法が、処理済みの信号エネルギーの５０％の減少を結果的にもたらす可能性を有しているのに対して、複数フィルタリング関数法の場合には、処理済みの信号エネルギーの減少を格段に小さな割合にすることが可能である。

図７は、図６のパルスＲＦ信号を周波数ドメインにおいて示している。前述のように、最大振幅信号４０４のスペクトル成分は、ＲＦ周波数のスペクトル成分に対応している。図７は、複数の更なる側波帯スペクトル成分４０６〜４１６...Ｎを示している。これらのスペクトル成分は、ＲＦ信号のパルシングの結果である。

図８は、本発明の実施の形態のフィルタバンク３０８によって提供される周波数ドメインにおけるフィルタリング関数の図を示している。図６〜図８の様々なグラフ上におけるスケールは、例示を目的として提供されているという点に留意されたい。要素４１８は、第１フィルタリング関数を表している。フィルタリング関数４１８は、ＲＦ周波数に対応した周波数を選択する段階を提供しており、このＲＦ周波数は、図７においては、スペクトル成分４０４として示されている。この選択される周波数は、ＲＦ周波数であるか、或いは、ＲＦ周波数に対応したＩＦ周波数であってよい。フィルタリング関数４１８は、フィルタリング関数内に、一連のナルポイント４２０〜４２８...ｎを更に提供している。これらのナルポイント４２０〜４２８...ｎは、所与のナルポイントに対応した周波数において検出されるエネルギーの大部分を除去するべく、フィルタリング関数が動作するポイントである。このフィルタリング関数は、ｐｒｆに等しい値だけ、通過周波数からオフセットされた周波数において、それぞれのナルポイントを離隔させるべく、適合されている。従って、フィルタリング関数４１８は、図７に示されている周波数成分４０４を選択すると共に、ｐｒｆに対応した値だけ、ＲＦスペクトル成分からオフセットされた周波数成分４０６〜４１６を拒絶又はゼロ化するべく、動作することになる。従って、図６〜図８に示されているように、それぞれのフィルタリング関数は、到来するスペクトル成分とアライメントされ、且つ、パルス信号と整合しており、これにより、その他のスペクトル成分をゼロ化する。フィルタバンク３０８内のそれぞれのフィルタリング関数は、その他のものから独立したものであってよく、且つ、その独自の複素重み係数及びタップカウントを具備可能である。

例えば、図８のフィルタリング関数４３０は、図７のスペクトル成分４０６を選択すると共に、図７に示されているその他のスペクトル成分をフィルタリング関数４３０のゼロ化によって拒絶するべく、動作することになる。そして、その他のフィルタリング関数４３２〜４４０も、類似の方式により、対応するスペクトル成分を選択すると共に、その他のスペクトル成分を拒絶するべく、動作することになる。

図９（Ａ）〜（Ｄ）及び図１０（Ｅ）〜（Ｇ）は、図８に示されている異なるフィルタリング関数のそれぞれからの出力信号を示している。フィルタバンク３０８の出力は、いずれも、異なる周波数における一連の正弦波から構成されている。図９（Ｄ）は、ＲＦパルス信号のＲＦ周波数のＩＦに対応する信号５０２を示している。これは、図８のフィルタリング関数４１８などの中心フィルタリング関数から出力される。ＩＦ周波数の振幅は、デューティサイクル（１／２）に比例した信号エネルギーの損失（１／２）を示している。そして、図９（Ａ）〜（Ｃ）に示されているその他の出力信号５０４、５０６、及び５０８と、図１０（Ｅ）〜（Ｇ）に示されている５１０、５１２、５１４は、図８のその他のフィルタリング関数４３０〜４４０の出力に対応する。試験対象のＤＵＴは、通常、パルスＲＦ信号の様々なスペクトル成分に対して様々な効果を具備することになるという点に留意すべきである。例えば、出力信号５０６及び５１２を示している図９（Ｂ）及び図１０（Ｆ）を検討されたい。この場合には、ＤＵＴ２０４は、これらのスペクトル成分を強力に減衰させる効果を具備している。

図１１（Ａ）〜（Ｄ）及び図１２（Ｅ）〜（Ｇ）は、図９（Ａ）〜（Ｄ）及び図１０（Ｅ）〜（Ｇ）に示されている出力信号に適用されるトーンシフト関数の動作の効果を示している。図１１（Ａ）〜（Ｄ）及び図１２（Ｅ）〜（Ｇ）に示されているように、トーンシフト関数は、トーンシフト済みの出力信号６０２〜６１４がＲＦ周波数のＩＦ周波数に対応した周波数を有するように図９（Ａ）〜（Ｄ）及び図１０（Ｅ）〜（Ｇ）に示されている出力信号のそれぞれの位相を調節及びアライメントするべく、動作する。又、トーンシフト関数は、トーンシフト済みの出力信号６０２〜６１４の位相をアライメントするべく動作する。動作の際には、フィルタバンク３０８から結果的に得られた正弦波のそれぞれのものを複素値ミキシング係数「ｗ」とミキシングし、これにより、この結果得られる周波数と位相を相関させている。いくつかの実施の形態においては、ＶＮＡ２０２のハードウェアのＩＦ周波数応答を考慮する必要がある。このような例においては、複素ミキシング係数に対して、補正係数として、ＩＦ周波数応答較正を適用可能である。

次いで、図１１（Ａ）〜（Ｄ）及び図１２（Ｅ）〜（Ｇ）のトーンシフト済みの信号６０２〜６１４は、トーンシフタ３３０から、信号を合成するべく動作するアキュムレータ３５２に伝送される。一般に、このアキュムレータ３５２の動作は、トーンシフタ３３０からのトーンシフト済みの信号の積分を含んでおり、且つ、結果的に得られる振幅がＤＵＴ２０４に印加されたパルスＲＦ信号内においてオン及びオフにパルシングされているオリジナルの正弦波の振幅と密接に整合した図１３に示されている単一の正弦波を提供する。図１４は、図１３の信号を周波数ドメインにおいて示している。この複数のスペクトル成分のキャプチャリングは、従来システムにおいて発生していたであろう信号損失（この損失は、デューティサイクルに比例している）の大部分を低減しており、次いで、この結果得られる合成信号を分析し、ＤＵＴ２０４の特性を判定する。以上において説明したこの同一の処理技法は、受信モジュールに対する計測信号及び基準信号の入力すべてについて使用可能であり、この結果、アナライザモジュールが、この処理済みの信号を使用してＤＵＴ２０４の特性を判定する。

以上、本明細書においては、本発明の特定の実施の形態について図示及び説明したが、本発明は、これらの実施の形態によって限定されるものではなく、本発明の範囲は、添付の請求項及びその等価物との関連において、これらの説明により、定義されるものである。

ＤＵＴに印加するパルス信号の生成原理を示す図である。 周波数ドメインにおけるパルスＲＦ信号のスペクトル成分を示すグラムである。 図２のグラフにおける一次スペクトル成分を囲むスペクトル成分を示すグラフである。 本発明の一実施の形態にかかる計測システムの模範的な構成を示す図である。 フィルタバンク内において複数のフィルタリング関数を利用して複数の異なるスペクトル成分を選択及び処理する段階を提供する本発明による方法の実施形態を示す図である。 時間ドメインにおけるパルスＲＦ信号を示すグラフである。 図６のパルスＲＦ信号を周波数ドメインにおいて示すグラフである。 本発明の実施の形態のフィルタバンクによって提供される周波数ドメインにおけるフィルタリング関数の図を示すグラフである。 （Ａ）〜（Ｄ）は本発明の実施の形態において異なるフィルタリング関数のそれぞれからの出力信号を示すグラフである。 （Ｅ）〜（Ｇ）は図９（Ａ）〜（Ｄ）とは別の異なるフィルタリング関数のそれぞれからの出力信号を示すグラフである。 （Ａ）〜（Ｄ）は本発明の実施の形態において図９（Ａ）〜（Ｄ）に示されている出力信号に対するトーンシフト済みの信号を示すグラフである。 （Ｅ）〜（Ｇ）は本発明の実施の形態において図１０（Ｅ）〜（Ｇ）に示されている出力信号に対するトーンシフト済みの信号を示すグラフである。 本発明の実施の形態においてアキュムレータによって出力される時間ドメインにおける信号を示すグラフである。 本発明による実施例においてアキュムレータによって出力される周波数ドメインの両方における信号を示すグラフである。

符号の説明

２００ 計測システム
２０２ ＶＮＡ
２１０ 信号の供給源
２０４ ＤＵＴ
２３０ レシーバモジュール
２３２ フィルタバンクモジュール
２３４ トーンシフタモジュール
２３６ アキュムレータモジュール
２３８ アナライザモジュール
２４０ ユーザーインターフェイス
３００ 方法
３０８ フィルタバンク
３３０ トーンシフタ
３５２ アキュムレータ

Claims (10)

1. 計測システムにより被検装置の分析を行う方法において、
   パルス信号を被検装置に印加する段階と、
   前記パルス信号が前記被検装置に印加された後に、前記パルス信号に対応する計測信号を受信する段階と、
   前記計測信号をフィルタリングして前記計測信号の複数の異なるスペクトル成分を選択する段階と、
   前記複数の異なるスペクトル成分を合成して合成信号を形成する段階と、
   前記合成信号を分析して前記被検装置の特性を判定する段階と、
   を有すること特徴とする方法。
2. 前記パルス信号は、ＲＦ周波数及びパルス反復周波数によって特徴付けられており、前記計測信号の前記フィルタリング段階は、選択された前記複数のスペクトル成分の中の第１スペクトル成分が前記ＲＦ周波数に対応するようになっていることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記パルス信号は、ＲＦ周波数及びパルス反復周波数によって特徴付けられており、前記計測信号の前記フィルタリング段階は、選択された第１スペクトル成分が前記ＲＦ周波数に対応しており、且つ、選択された第２スペクトル成分が、前記ＲＦ周波数に前記パルス反復周波数の第１整数倍を加算したものに対応するようになっていることを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記フィルタリング段階は、
   前記計測信号をフィルタリングして複数のスペクトル成分を選択する段階であって、前記選択されたスペクトル成分のそれぞれは、前記第１スペクトル成分の後に、前記ＲＦ周波数に前記パルス反復周波数の整数倍を加算したものに対応している、段階、
   を更に含むことを特徴とする請求項２記載の方法。
5. 前記複数のスペクトル成分のそれぞれは、異なる周波数を有しており、
   前記スペクトル成分を合成する段階の前に、前記スペクトル成分のそれぞれごとに、前記異なる周波数を、前記複数のスペクトル成分のそれぞれを前記ＲＦ周波数に対応した周波数にするのに必要な値だけ、シフトさせる段階を更に有することを特徴とする請求項４記載の方法。
6. 前記ＲＦ周波数に対応する前記周波数は、前記計測信号をダウンコンバージョンすることによって生成されるＩＦ周波数であり、前記フィルタリング段階は、デジタルフィルタバンクを使用して実行されることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 前記スペクトル成分を合成する前記段階は、前記異なるスペクトル成分のそれぞれを加算する段階を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
8. 前記パルス信号は、ＲＦ周波数を有するパルスＲＦ信号であり、前記計測信号の前記フィルタリング段階は、前記ＲＦ周波数におけるスペクトル成分を選択すると共に、前記計測信号のその他のスペクトル周波数成分に対応したフィルタリングナルを提供するフィルタリング関数が提供されるように、前記フィルタリング段階を制御する段階を含んでいることを特徴とする請求項１記載の方法。
9. 前記フィルタリングナルは、前記パルス信号のパルスレート周波数に対応した値だけ、オフセットされていることを特徴とする請求項８記載の方法。
10. パルス信号を被検装置に供給する信号源と、
    前記被検装置から前記パルス信号に対応する応答信号を受信し、この応答信号をフィルタリングして複数のスペクトル成分を供給するフィルタバンクと、
    前記フィルタバンクより供給された前記複数のスペクトル成分を合成信号に合成するアキュムレータと、
    前記アキュムレータにより合成された信号を分析して前記被検装置の特性を判定するアナライザと、
    を具備することを特徴とする計測システム。

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