JP2007060856A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相入力の整流回路において、高調波電流の低減と入力力率の改善を簡単な構成で実現すること。
【解決手段】三相交流電源１と、三相交流電源１とリアクトル２から４を介して接続されるダイオードブリッジ５と、ダイオードブリッジ５の直流出力を平滑する電解コンデンサ１４と、負荷１５とを備えた整流回路において、ダイオードブリッジ５の直流出力に並列に２個直列接続したダイオードブリッジ６および７と、ダイオードブリッジ５の交流入力端とダイオードブリッジ６および７の交流入力端との間にコンデンサ８から１３とを備えることにより、簡単な構成で高調波電流を低減するとともに入力力率の改善が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流電源を直流に変換するとともにその三相交流電源に流れる高調波電流を低減し、入力力率の改善を図る電源装置に関するものである。

従来、三相交流を直流に変換する電源装置としては、６個のダイオードから成るダイオードブリッジとその直流出力に設けられた直流リアクトルを組み合わせたいわゆる三相全波整流を行う電源装置が最も基本的なものとして広く一般的に用いられている。しかし、このような単純な方式の電源装置では力率を一定レベル以上に改善することができず、発生する高調波電流による系統への悪影響についても問題とされてきた。そこで、近年、力率改善と高調波電流低減を目的として三相交流電源の電流を正弦波に近づけて直流に変換する電源装置が開発されている。

このような電源装置としては、主としてスイッチング素子を数ｋＨｚから十数ｋＨｚで駆動して、スイッチング素子を流れる電流を高速制御し、目標となる基準正弦波形に追従させる方式がとられることが多いが、部品点数が多く制御手段が複雑となることや、ノイズ発生、コスト高などの課題があった。

一方、スイッチング素子を利用しない電源装置では、一般的に用いられる力率改善と高調波低減の手段として交流入力側に交流リアクトルを挿入することが行われている。しかし、海外の高調波電流規制に対応させるためには交流リアクトルのインダクタンスを数十ｍＨ程度に設定する必要があり、この場合は負荷量が増えるに従って直流電圧が大幅に低下するという課題と、入力力率が遅れ力率となって悪化するという課題があるため適用範囲は限られていた。

そこで近年、スイッチング素子を有する電源装置に対して回路の簡素化と低コストを実現するとともに、単なる交流リアクトルの適用に比して高負荷時に直流電圧の低下と力率悪化を防止でき、かつ高調波電流低減が可能な電源装置（以下、高力率電源装置とする。）が提案されている。

例えば従来の受動部品を組み合わせて力率改善と高調波電流低減を図る高力率電源装置としては、三相交流電源に接続される６個のダイオードから成るダイオードブリッジと、このダイオードブリッジの正極出力側の３個のダイオードにそれぞれ並列に接続された３個のコンデンサと、ダイオードブリッジの交流入力端子と三相交流電源との間にそれぞれ介挿されて３個のコンデンサとの間で三相交流電源の周波数に等しい周波数の共振回路を形成する３個のリアクトルとを具備した電源装置がある（例えば、特許文献１参照）。

以下、図面を参照しながら従来の高力率電源装置について説明する。図２５は特許文献１に記載されている三相交流電源から直流電力を得る従来の高力率電源装置の構成図である。この高力率電源装置のダイオードブリッジ５は正極出力側の３個のダイオードD１、D２、D３と負極出力側の３個のダイオードD４、D５、D６からなる。そして正極出力側の各ダイオードD１、D２、D３にはコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３がそれぞれ並列接続されている。

Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる三相交流電源１のＵ相電源Ｕｇとダイオードブリッジ５の第１の電源入力端ｕ（ダイオードD１のアノードとダイオードD４のカソード）との間には第１のリアクトルL１が直列に介挿され、また同様にＶ相電源Ｖｇと第２の電源入力端
ｖ（ダイオードD２のアノードとダイオードD５のカソード）との間には第２のリアクトルL２が介挿され、Ｗ相電源Ｗｇと第３の電源入力端ｗ（ダイオードD３のアノードとダイオードD６のカソード）との間には第３のリアクトルL３が介挿されている。

ダイオードブリッジ５の正極出力側は出力端ＯＵＴ１に接続され、負極出力側は出力端ＯＵＴ２に接続されている。なお出力端ＯＵＴ２を接地すると電源装置の直流電圧は正電圧となる。なお、直流電圧は、例えばリアクトルＬｆとコンデンサＣｆからなる平滑回路で平滑され負荷抵抗RLに供給される。

以上のように構成された高力率電源装置においては、各相電源Ｕｇ、Ｖｇ、Ｗｇによって、電源入力端ｕ、ｖ、ｗに流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、ダイオードD１からD６の整流作用にもかかわらず正弦波化される。この電流の正弦波化についてＵ相を例に説明する。図２６はＵ相電源Ｕｇによって、ダイオードブリッジ５の第１の電源入力端ｕ、ダイオードD１、D４およびコンデンサＣ１に流れる電流と、三相交流電源１の電源波形を説明するための波形図である。また、図２７はＵ相電源ＵｇによるＵ相電流ｉｕを説明するための図である。ここで前記各相電源Ｕｇ、Ｖｇ、Ｗｇの各出力電圧（以下、「Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧」）ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを
ｅｕ＝Ｅｍ×ｓｉｎωｔ
ｅｖ＝Ｅｍ×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ｅｗ＝Ｅｍ×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
とする。なおＥｍは各相電圧の最大値であり、角度の単位はラジアンであり、ωは三相交流電源１の角周波数であり、ｔは時刻である。

図２６に示すように、Ｕ相電圧ｅｕは負、Ｖ相電圧ｅｖは正、Ｗ相電圧ｅｗは正の関係にあり、Ｕ相電圧ｅｕは略負の最大値となる時を時刻ｔ０とする。従って図２７（ａ）に示すように、ダイオードD４は導通して負極出力側から電流ｉd４が流れている。ダイオードD４の順方向電圧降下Ｖｆは略０ボルトとみなしている。

一方ダイオードD１は遮断して、コンデンサＣ１には、正極出力側から電流ｉｃの絶対値電流Ｉｃ（以下、電流Ｉｃは電流ｉｃの絶対値を表すものとする）が充電電流として流れて、コンデンサＣ１は正極出力側に接続された端子を正電圧として充電される。従って、電流ｉd４と電流ｉｃとは電源入力端ｕからリアクトルL１を介してＵ相電源Ｕｇへと流れるＵ相電流ｉｕとなり、Ｕ相電流ｉｕの絶対値Ｉｕは（以下、Ｕ相電流ＩｕはＵ相電流ｉｕの絶対値を表すものとする）、
Ｉｕ＝ｉd４＋Ｉｃ・・・（１）
である。なお電流の流れる方向を明確にするため、Ｕ相電流ｉｕとコンデンサＣ１の電流ｉｃは絶対値で表示している。またＵ相電圧ｅｕの絶対値電圧を電圧Ｅｕとする。以下、絶対値で表示した電流等は電流の流れる方向等を明確にするためである。

またコンデンサＣ１の充電電圧を電圧Ｖｃとする。後述するように時刻ｔ０以前に、コンデンサＣ１は既に充電状態にあるが、時刻ｔ０以降、コンデンサＣ１は電流Ｉｃによって更に充電され、電圧Ｖｃはその最大値まで上昇する。その後にＵ相電圧ｅｕは正となると、図２７（ｂ）に示すように電流Ｉｃはコンデンサの充電電流から放電電流へと変わる。このときＵ相電流Ｉｕは、
Ｉｕ＝Ｉｃ−ｉd４・・・（２）
である。

電流Ｉｃが充電電流から放電電流へと変わった時（この時刻をｔｃとする）には、図２６に示すようにＶ相電圧ｅｖはＵ相電圧ｅｕに比べて低電圧となっているので、Ｖ相電圧ｅｖが印加されているダイオードD５がやがて導通し、ダイオードD４に流れていた電流ｉ
d４は、ダイオードD５へ流れるようになり、ダイオードD４が遮断する。このようにしてダイオードD４が遮断する時刻はｔ１であり、このときダイオードD４のアノード・カソード間電圧は逆方向電圧となる。この逆方向電圧をＶｒとすると、Ｖｒは負である。

かくして、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、リアクトルL１とコンデンサＣ１で構成される共振回路に電源周波数に共振した共振電流が流れることになる（以下、電源周波数に共振した共振回路を「共振回路」と表示する）。時刻ｔ１を経過すると、上述したように、ダイオードD４が遮断し且つ電流Ｉｃは既にコンデンサＣ１の電圧Ｖｃの放電電流となっている。ここで、コンデンサＣ１が放電し尽くすまでの期間、図２７（ｃ）に示すように、コンデンサＣ１に並列接続されたダイオードD１は、カソード側が正電圧であり遮断している。従って、この期間では、Ｕ相電流Ｉｕと電流Ｉｃとは等しくなり、
Ｉｕ＝Ｉｃ・・・（３）
となる。やがてコンデンサＣ１が放電し尽くすと、ダイオードD１は導通して電流ｉd１
が流れる。このようにしてダイオードD１が導通する時刻はｔ２である。

一方、時刻ｔ１から時刻ｔ２に至る期間では、ダイオードD４の逆方向電圧Ｖｒは、コンデンサＣ１の放電による電圧Ｖｃの減少に伴い、０Ｖから次第に上昇している。かくして、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、リアクトルL１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることになる。

上述のようにコンデンサＣ１が放電し尽くして、電流ｉd１がダイオードD１に流れると（時刻ｔ２を経過すると）、電圧Ｖｃ（ダイオードD１の順方向電圧降下Ｖｆと同一電圧）は略０ボルトになる。このときＵ相電流Ｉｕと電流の絶対値Ｉd１とは等しくなり（以下、電流Ｉd１はＵ相電流ｉd１の絶対値を表すものとする）、
Ｉｕ＝Ｉd１・・・（４）
となって、Ｕ相電流ｉｕ（電流ｉd１）が出力端ＯＵＴ１から負荷へ供給される。やがてＵ相電流ｉｕの極性は反転するが、この反転時刻を時刻ｔ３とする。

上述したように時刻ｔ２から時刻ｔ３まで、リアクトルL１はコンデンサＣ１と共振回路を構成しない。しかし、ダイオードブリッジ５としては、図２８に示すように、Ｖ相ではリアクトルL２とコンデンサＣ２が、Ｗ相ではリアクトルL３とコンデンサＣ３が共振回路として作用するので、Ｖ、Ｗ各相の共振電流（電源入力端ｖ、ｗから流出する電流）がリアクトルL１を介して電源入力端ｕに流れることになる。

かくして、時刻ｔ２からｔ３の期間、リアクタL１には共振電流が流れることになる。なお図２８は、遮断しているダイオードは図示を省略し、導通しているダイオードのみを示している。またダイオードD１が導通しているので、コンデンサＣ１はコンデンサとして作用しないため、図示を省略している。

時刻ｔ３でＵ相電流ｉｕの極性が反転してダイオードD１が遮断し、更に時刻ｔ３を経過しても、ダイオードD４は未だ導通していないため、コンデンサＣ１には、電源入力端ｕに向かって（充電）電流ｉｃが流れ、電圧Ｖｃが上昇する。この電流はＵ相電流ｉｕとなる。従って、この期間では、Ｕ相電流Ｉｕと電流Ｉｃとは等しくなり、
Ｉｕ＝Ｉｃ・・・（５）
となる。

一方、ダイオードD４には、時刻ｔ１以降、逆方向電圧Ｖｒが印加されているが、出力端ＯＵＴ１およびＯＵＴ２に発生する直流電圧をＶ１０とすると、
Ｖ１０＝Ｖｃ＋Ｖｒ
である。ここで直流電圧Ｖ１０は、Ｕ相電圧ｅｕ、Ｖ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗによ
って電源入力端ｕ、ｖ、ｗに発生する各瞬時電圧の絶対値の最も高い電圧を出力したものである。従って、直流電圧Ｖ１０は、Ｕ相電圧ｅｕのみならずＶ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗにリンク（関連）した電圧となる。

そうすると、ダイオードD４を遮断している逆方向電圧Ｖｒも、一時、Ｖ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗにリンクして上昇するが、やがて電圧Ｖｃの上昇と直流電圧Ｖ１０の低下に伴い、やがてダイオードD４の逆方向電圧Ｖｒは０ボルトに低下し、ダイオードD４のアノード・カソード間電圧の極性が反転してダイオードD４は導通する。ダイオードD４が導通する時刻を時刻ｔ４とする。このときコンデンサＣ１は電流ｉｃで引き続き充電されている。

かくして、時刻ｔ３からｔ４の期間、リアクトルL１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることになる。ここで時刻ｔ４におけるダイオードブリッジ５の動作状態は時刻ｔ０におけるダイオードブリッジ５の動作状態と同一であり、前述したように時刻ｔ０においてコンデンサＣ１は既に充電状態にあることになる。こうしてダイオードブリッジ５は上述した時刻ｔ０からｔ４の期間の動作を繰り返す。以上のように、従来の電源装置ではＵ相電流ｉｕが共振化回路によって正弦波状となり、同様にＶ相とＷ相電流についても正弦波状の電流が流れることから高調波電流を低減することが可能となる。また、負荷容量によってリアクトルL１からL３のインダクタンスとコンデンサＣ１からＣ３の定数を適切に選定することにより定格負荷時の入力力率をほぼ１にすることが可能となる。
特開２００２−３６９５３０号公報

しかしながら、前記従来の高力率電源装置の構成では、定格負荷時に入力力率を９９％以上として最大になるようリアクトルとダイオードに並列接続されるコンデンサの定数を選定すると、ほとんどの場合５０％負荷時には入力力率は９０％以下に低下してしまう。これはコンデンサの位相進み電流の影響によるものである。従って、常時定格負荷運転とする場合には問題ないが、通常は５０％以下の負荷率で運転するような場合には不利となる。また、高調波電流を低減し、ＩＥＣ高調波電流規制に適合させつつ定格負荷時の入力力率を９９％以上にするためには使用するリアクトルのインダクタンスが大きくなり、回路全体の外形、重量、コスト面での課題となっていた。

本発明は、前記従来課題を解決するものであり、定格負荷時の入力力率を９９％以上となるよう各部品の定数を選定しても、負荷率５０％時の入力力率低下を５％以内に抑えるとともに、入力力率改善と高調波電流低減を両立するリアクトルのインダクタンスを従来回路に比較して３０％程度低減することで装置全体の小型化と軽量化を図り、コストを低減することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、三相交流電源と、三相交流電源とリアクトルを介して接続される第１のダイオードブリッジと、第１のダイオードブリッジの直流出力を平滑する電解コンデンサと、第１のダイオードブリッジの直流出力に並列に２個直列接続した第２のダイオードブリッジおよび第３のダイオードブリッジと、第１のダイオードブリッジの交流入力端と第２のダイオードブリッジおよび第３のダイオードブリッジの交流入力端との間にコンデンサを備えることにより、簡単な構成で高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができる。

本発明の電源装置は、３つのリアクトルと１つのダイオードブリッジを用いた基本的な
三相全波整流回路に対して、２つのダイオードブリッジとこれらに接続される６つのコンデンサを追加した簡単な構成で入力電流を正弦波状として高調波電流を低減することができるとともに入力力率の改善が可能であり、従来の高力率電源装置と比較してもリアクトルの小型化と軽負荷時の入力力率低下抑制が可能となる。

第１の発明は、三相交流電源と、三相交流電源とリアクトルを介して接続される６個のダイオードからなる第１のダイオードブリッジと、第１のダイオードブリッジと正極出力端を共通に接続される６個のダイオードからなる第２のダイオードブリッジと、第１のダイオードブリッジと負極出力端を共通に接続されるとともに正極出力端を第２のダイオードブリッジの負極出力端と接続される６個のダイオードからなる第３のダイオードブリッジと、第１のダイオードブリッジの交流入力端と第２のダイオードブリッジの交流入力端および第１のダイオードブリッジの交流入力端と第３のダイオードブリッジの交流入力端との間におのおの接続される６個のコンデンサとを備えたことを特徴とする電源装置であり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。

第２の発明は、特に第１の発明において第１のダイオードブリッジの交流入力端とコンデンサとの間に開閉手段を設けたことを特徴とした電源装置であり、三相全波整流の電源装置と高力率電源装置としての動作を切り替えることが可能となる。

第３の発明は、特に第１の発明において第２のダイオードブリッジと第３のダイオードブリッジとの間に開閉手段を設けたことを特徴とした電源装置であり、三相全波整流の電源装置と高力率電源装置としての動作の切り替えを１点で行うことが可能となる。

第４の発明は、特に第３の発明において開閉手段をトランジスタやサイリスタなどの一方向に流れる電流のみを制御することが可能な１つの有極性半導体素子で構成したことを特徴とする電源装置であり、三相全波整流の電源装置と高力率電源装置としての動作の切り替えを１点で高速に行うことができるとともに、開閉手段としての機械的寿命の問題を解決することが可能となる。

第５の発明は、第２から第４のいずれかの発明において直流電圧検出手段を設け、直流電圧が所定値を超えた場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。

第６の発明は、第２から第４のいずれかの発明において入力電流検出手段を設け、入力電流が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。

第７の発明は、第２から第４のいずれかの発明において出力電力検出手段を設け、出力電力が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。

第８の発明は、第２から第４のいずれかの発明において直流電流検出手段を設け、直流電流が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通
常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。

第９の発明は、第２から第８のいずれかの発明において予備充電制御手段を設け、開閉手段を投入する際に予備充電制御手段によって開閉手段を制御することを特徴とした電源装置であり、開閉手段投入の際にコンデンサに流れる過大な電流の発生を防止することが可能となる。

第１０の発明は、第１から第９のいずれかの発明において６個の増設コンデンサと、増設コンデンサに接続される増設コンデンサ開閉手段とを設け、第１のダイオードブリッジの交流入力端子に接続されるコンデンサの各々に対して並列に接続したことを特徴とした電源装置であり、コンデンサ容量を負荷に応じて切り替えることにより直流電圧低下防止と、入力力率改善および高調波電流低減のための適切な定数選定が可能となる。

第１１の発明は、特に第１０の発明において直流電圧検出手段を設け、直流電圧が所定値を下回った場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。

第１２の発明は、特に第１０の発明において入力電流検出手段を設け、入力電流が所定値を越えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。

第１３の発明は、特に第１０の発明において出力電力検出手段を設け、出力電力が所定値を超えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。

第１４の発明は、特に第１０の発明において直流電流検出手段を設け、直流電流が所定値を超えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。

第１５の発明は、第１０から第１４のいずれかの発明において増設コンデンサ予備充電制御手段を設け、増設コンデンサ予備充電制御手段によって増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした電源装置であり、増設コンデンサ開閉手段投入の際に増設コンデンサに流れる過大な電流の発生を防止することが可能となる。

第１６の発明は、第１から第１５のいずれかの発明においてリアクトルに流れる電流が所定の値以上となった場合に、その電流に応じてリアクトルのインダクタンスが低下するような飽和特性を持たせたことを特徴とする電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止が可能となる。

第１７の発明は、第１から第１６のいずれかの発明においてリアクトルとして１つの鉄心の３つの脚にそれぞれ巻き線を施した三相リアクトルを用いたことを特徴とする電源装置であり、リアクタの小型軽量化が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明するが、従来例と同一構成については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電源装置の構成図である。

図１において、三相交流電源１は商用の電源であり、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相はリアクトル２、３、４に接続されている。以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とはこの三相交流電源１の出力端をさすものとし、ＵＶ間電圧、ＶＷ間電圧、ＷＵ間電圧についても三相交流電源１の出力間の線間電圧をさすものとする。リアクトル２、３、４は６個のダイオード５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ、５ｆより構成される第１のダイオードブリッジ５の入力端子ｕ、ｖ、ｗに接続される。以下、ｕｖ間電圧、ｖｗ間電圧、ｗｕ間電圧とはこの入力端子間電圧を指すものとする。また、第１のダイオードブリッジ５と正極出力端を共通に接続される６個のダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆからなる第２のダイオードブリッジ６と、第１のダイオードブリッジ５と負極出力端を共通に接続される６個のダイオード７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆからなる第３のダイオードブリッジ７とが接続点ｎにて２個直列に接続される。そして、これら第２のダイオードブリッジ６の交流入力端および第３のダイオードブリッジ７の交流入力端と、第１のダイオードブリッジ５の交流入力端の間には入力力率改善のための６個のコンデンサ８から１３がそれぞれ接続されている。また、これらの３つのダイオードブリッジ５から７の出力は電解コンデンサ１４によって平滑されて負荷１５に直流電圧を供給するよう構成されている。

以上の構成において、図２から図１１を用いて以下その動作、作用を説明する。まず、入力力率改善を実現するための基本的な原理について説明する。このため、入力力率改善に寄与する構成要素のみを抜き出したものを図２に示す。入力力率改善は、結局のところ入力の相電圧に位相が一致した入力電流を流すことについて説明すれば原理の説明となり、それには入力の線間電圧が直流電圧を超えた期間にのみ導通するダイオードブリッジ５は不要であるため省いている。

次に、コンデンサ８から１３に印加される電圧についての説明が必要となるが、ここで構成要素をコンデンサのままとして説明すると放電経路を考慮する必要があり、原理説明の回路構成の簡素化が困難となる。そこで、図２におけるコンデンサ８から１３を抵抗器Ｒ１からＲ６に置き換えた上で、入力力率改善に寄与する構成部分をさらに絞った等価回路の構成図を図３（ａ）に示す。図３（ａ）では、抵抗器Ｒ１からＲ６に印加される電圧を説明するのに不要なリアクトル２から４、電解コンデンサ１４、負荷１５、ダイオード６ａ、６ｂ、６ｃおよびダイオード７ｄ、７ｅ、７ｆを削除したものである。これら削除した構成要素は、リアクトルについては抵抗器Ｒ１からＲ６の印加電圧を説明するのに省略可能であり、削除した６個のダイオードはコンデンサを抵抗器に置き換えたことにより導通することがなく、開放として考えることができるため削除したものである。

そして、図３（ｂ）はさらに図３（ａ）の構成要素を見やすく描いたものであり、図３（ｃ）は、図３（ｂ）において抵抗器Ｒ１からＲ６が同じ定数であり、ダイオードがそれぞれの相に接続される抵抗器に逆並列に接続されていることから、それぞれの相に接続される構成要素をさらに単純にすべく抵抗器Ｒ７からＲ９に置き換えたものである。ここで抵抗器Ｒ７からＲ９の抵抗値は抵抗器Ｒ１からＲ６の半分となる。

この図３（ｃ）から明らかなように、本実施例においてはダイオードブリッジ６、７の交流入力端に接続される構成要素をまとめたところの抵抗器Ｒ７からＲ９には、三相交流電源１の各相の相電圧が印加されることとなる。これは、ダイオードブリッジ６、７を直列接続することにより、その接続点ｎが仮想中性点を構成することになるためである。

本実施の形態における入力力率改善の原理は、以上のように仮想中性点が構成されることから、ダイオードブリッジ６、７の交流入力端に接続される構成要素に相電圧が印加されるため、負荷量や構成要素の定数などにほとんど関係なく相電圧のゼロクロス点から各
相の入力電流が流れ始めることとなり、入力力率が改善されるというものである。

以上のことから、ダイオードブリッジ６、７の交流入力に接続されるＲ１からＲ６には相電圧が半波整流されて交互に印加されることになる。ここで、抵抗器Ｒ１からＲ６をコンデンサ８から１３に戻すことを考えると、コンデンサ８から１３に相電圧が半波整流された電圧を印加したとしても、コンデンサ８から１３が充電されていなければ最初は相電圧のゼロクロス点から電流を流すことが可能であるが、一度充電してしまうと放電しない限り電流は流れない。

そこで、次に抵抗器Ｒ１からＲ６をコンデンサ８から１３に戻した場合でも、相電圧のゼロクロス点から入力電流が流れ、かつコンデンサ８からコンデンサ１３に充電された電荷が放電動作によって有効に利用される動作について図４から図１１を用いて説明する。なお、以下の説明については各部品の定数を適切に選定し、定格負荷時の入力力率が９９％以上となるよう設計した場合における定格負荷状態での説明とする。具体的に例を挙げるならば入力線間電圧３８０Ｖ、定格６．５ｋＷの電源装置において、リアクトル２から４のインダクタンス２０ｍＨから３０ｍＨ程度、コンデンサ８から１３の容量は１０ｕＦから２０ｕＦ、電解コンデンサ容量１ｍＦから２．２ｍＦ程度とする。

図４は本実施の形態における回路上での電流の流れを説明するためのＵ相電圧ｅｕのゼロクロス点における初期状態のコンデンサ８から１３の電圧分布を示した図である。また、図５から１０はＵ相電圧ｅｕの正の半周期の間を回路内部を流れる電流経路が変化するｔ０からｔ６のタイミングで区切って６つの期間Ｔ１からＴ６に分け、それらの各期間における電流の流れを示すための説明図である。ここで、ｔ０からｔ６のタイミングは上記の回路定数設定条件の場合はおよそ３０°ごととなっている。そして、図１１は各部電圧波形を示した図であり、各相電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗとコンデンサ８から１３の電圧Ｖｃ８からＶｃ１３を示したものである。ここで、Ｖｃ８、Ｖｃ１０、Ｖｃ１２についてはダイオードブリッジ６に接続される側の電位を正極性に取り、Ｖｃ９、Ｖｃ１１、Ｖｃ１３については入力電源側の電位を正極性に取るものとする。以上の説明図を用いて、Ｕ相電圧の正の半周期の区間における電源装置の動作について以下に説明する。

まず、図４で示されるｔ０時点での初期状態ではＵ相電圧ｅｕがゼロボルトであり、このときＵ相に接続されるコンデンサ８の電圧は、直流電圧Ｖｄｃのほぼ２／３となっている。また、コンデンサ９の電圧は０ボルトであり、以下、図１１のｔ０時点での電圧に示すようにコンデンサ１０では１／３Ｖｄｃ、コンデンサ１１では０ボルト、コンデンサ１２では０ボルト、コンデンサ１３では２／３Ｖｄｃに充電されている。初期電圧値がこのように直流電圧Ｖｄｃの１／３あるいは２／３といった電圧値となることについては回路動作説明の中で後述する。

次に、ｔ０からｔ６の意味合いを明らかにしながらＴ１からＴ６の各期間の動作について説明する。まず、ｔ０はＵ相電圧が負から正に転ずる電圧ゼロクロス点であり、Ｔ１の期間では図５に示すようにＵ相に接続されるコンデンサ９にはダイオード７ａを介して充電が行われるとともに、コンデンサ８はダイオード６ａを介して電解コンデンサ１４に放電を行い、この放電電流はダイオード５ｅを介してＶ相に流れることになる。また、コンデンサ９を充電した電流はさらにＶ相電圧が負のピーク電圧に近づいているためダイオード６ｅを介してコンデンサ１０を充電してＶ相に流れる。そして、この期間では通常の整流動作として、Ｗ相からＶ相に向けてダイオードブリッジ５ｃ、５ｅを介して電流が流れる。これはＷ相の電圧が低下しているにも拘らずリアクトル３、４のエネルギー放出作用により電流が連続するものである。(以下、このようにコンデンサの充放電を伴う期間の動作を充放電モードとする。)
なお、図５においては理解を容易とするためにコンデンサ８から１３の充放電にかかわ
る電流を実線で示し、コンデンサ８から１３を介さずダイオードブリッジ５の内臓ダイオードのみを介して電解コンデンサ１４を充電する電流を破線で示している。以下、図６から図１０でも同様とする。

以上の動作を線間電圧を基準にさらに詳細に説明すると、ＵＶ間に直列に接続されるコンデンサ９、１０において、コンデンサ９の電圧値が０ボルトでコンデンサ１０の電圧が１／３Ｖｄｃであるため、ＵＶ間線間電圧の瞬時値が直流電圧Ｖｄｃの１／３を越えた時点で電流が流れ出すはずである。ここで、ＵＶ間電圧のピーク値がＶｄｃに等しいとして計算すると、その角度はＵＶ間電圧の電圧ゼロクロス点から約２０°となり、Ｕ相電圧の電圧ゼロクロス点よりも角度で１０°ほど進んで電流が流れ出すことになる。しかし、前述のＷ相からＶ相に向かって電流が流れている以外にもＵ相の電圧ゼロクロス点直前にはＷ相からＵ相にもリアクトル２、４のエネルギー放出作用により電流が流れているため、ダイオードブリッジ５のｕｖ間電圧は０ボルトとなり、コンデンサ９、１０には電流は流れない。そして、リアクトル２に蓄えられたエネルギーの放出が完了し、Ｕ相電流が０アンペアとなった時点でダイオードブリッジ５のｕｖ間に１／３Ｖｄｃを上回る電位差が発生するためコンデンサ９、１０に電流が流れることとなる。

このように、本実施の形態における電源装置では厳密には各相の電圧ゼロクロス点からどのような場合でも必ず電流が流れはじめるというわけではないが、軽負荷時でも１／３Ｖｄｃまでｕｖ間電圧が上昇するまでは電流が流れないため、従来回路に比較して入力力率の低下が防止でき、通常は高調波低減のためのリアクトルの存在により５０％以上の負荷率ではほとんど問題とならない。この期間Ｔ１における各部の電圧変化のようすを図１１で確認すると、コンデンサ８の電位は２／３Ｖｄｃから０ボルトまで単調に減少し、コンデンサ９の電位は０ボルトから１／３Ｖｄｃに、コンデンサ１０の電位は１／３Ｖｄｃから２／３Ｖｄｃにそれぞれ上昇することとなる。

ついで、期間Ｔ２における動作について説明する。ここで、ｔ１はダイオード５のｕｖ間電圧が直流電圧Ｖｄｃと一致する点である。従って、この期間ではダイオード５ａと５ｅが導通するが、コンデンサ９、１０に充電された電圧の和についてもＶｄｃに等しくなるためコンデンサ９、１０への充電は停止する。一方、リアクトル３、４の働きによりＷ相からＶ相への電流は連続するため、結果として図６に示すようにダイオードブリッジ５のみに電流が流れる一般的な整流回路と同様の全波整流動作（以下、全波整流モードとする。）となる。図１１によって確認すると期間Ｔ２の各コンデンサに電圧の変化は見られず、コンデンサへの充放電の行われない期間であることが確認できる。

一方、ｔ１のタイミングはＵ相電圧の位相３０°の点に一致し、このときのＵ相電圧の瞬時値は相電圧ピーク値の１／２となる。また、このときにＶ相電圧は負の半サイクルのピーク値となっていることから、コンデンサ９と１０の電圧の比が１：２となり、それぞれ１／３Ｖｄｃ、２／３Ｖｄｃに分圧されることが説明できる。

期間Ｔ３については、ｔ２がＷ相の正から負への電圧ゼロクロス点であることより、Ｗ相に接続されるコンデンサ１２、１３の動作は、図１１に示すようにコンデンサ１２のｔ２時点での電圧が０ボルトであることから、Ｗ相との接続点を基準として０ボルトから徐々にダイオード６ｆを介して充電されることとなる。また、コンデンサ１３についてはＷ相との接続点を正として２／３Ｖｄｃに充電されていることから、Ｗ相に向けてダイオード７ｆを介して放電されるとともに、この電流はＵ相からダイオード５ａを介して電解コンデンサ１４の充電してコンデンサ１３に戻り、蓄積した電荷を有効に利用できることとなる。一方、この期間Ｔ３ではＵ相の電圧がピーク値まで上昇する期間であり、コンデンサ９にも充電電流が流れる。そして、このコンデンサ９を充電した電流がダイオード７ａを介してダイオード６ｆを通じてコンデンサ１２を同時に充電することになる。また、こ
の期間ではダイオードブリッジ５のｕｖ間電圧はＶｄｃにクランプされたままであるため、この期間Ｔ３はダイオード５ａ、５ｅを介しての通常の整流動作をも伴う充放電モードとなる。この期間Ｔ３での電流の流れを図７に示す。

次に、期間Ｔ４の動作について説明する。ここで、ｔ３はダイオードブリッジ５のｗｕ間電圧が直流電圧Ｖｄｃと一致する点である。従って、この期間ではダイオード５ａと５ｆが導通するが、コンデンサ９、１２に充電された電圧の和についてもＶｄｃに等しくなるためコンデンサ９、１２への充電は停止する。一方、リアクトル２、３の働きによりＵ相からＶ相へのダイオード５ａ、５ｅを介した電流は連続するため、結果として図８に示すようにダイオードブリッジ５のみに電流が流れる全波整流モードとなる。

そして、期間Ｔ５の動作については、ｔ４がＶ相の負から正への電圧ゼロクロス点であることより、Ｕ相ゼロクロス点からの期間Ｔ１における動作と同様に充放電モードとして考えることができる。つまり、図９に示すようにＶ相からの電流によりコンデンサ１０はダイオード６ｂ、５ｆを介して電解コンデンサ１４を充電する方向にＷ相に向かってその電荷を放電し、同時にコンデンサ１１、１２をダイオード７ｂ、６ｆを介して充電する。また、リアクトル２、４の働きによりダイオード５ａ、５ｆを介した電解コンデンサ１４への通常の整流動作も同時に行っており、充放電モードとして動作している。

最後に期間Ｔ６の動作について説明する。ここでｔ５はダイオードブリッジ５のｖｗ間電圧が直流電圧Ｖｄｃと一致する点である。従って、この期間ではダイオード５ｂと５ｆが導通するが、コンデンサ１１、１２に充電された電圧の和についてもＶｄｃに等しくなるためコンデンサ１１、１２への充電は停止する。一方、リアクトル２、４の働きによりＵ相からＷ相への電流はダイオード５ａ、５ｆを介して連続するため、結果として図１０に示すようにダイオードブリッジ５のみに電流が流れる全波整流モードとなる。

以上、Ｕ相電圧が正の半サイクルにおいて本実施の形態における電源装置の動作について説明したが、負の半サイクルについても対称的な動作を行うものであり、またＶ相やＷ相についても同様に考えることができる。このようにして本実施の形態における電源装置は、三相交流電源側に配置された３個のダイオードブリッジ５、６、７によって６個のコンデンサに相電圧が印加されるように構成されるとともに、そのコンデンサの充放電を切り替えて充放電モードと全波整流モードを交互に繰り返すように構成されていることから、各相電圧の電圧ゼロクロスに一致した電流を連続的に流すことが可能となり、入力力率の改善が可能となるものである。

図１２は本実施の形態において、入力周波数５０Ｈｚ、入力線間電圧３８０Ｖの場合に定格電力を６．５ｋＷとして、リアクトルのインダクタンス２０ｍＨ、コンデンサ容量１５ｕＦ、電解コンデンサ容量１．１ｍＦを選定した場合の入力電力と入力力率の関係を示すための特性図である。図１２においては、入力電圧の変動による特性変化が分かるように入力電圧３８０Ｖと、１０％低下の３４２Ｖとの２つの場合について示している。図１２から分かるように本実施の形態においては定格電力付近の入力力率を９９％以上に設定した場合、１／２の負荷率でも９５％以上の入力力率を確保でき、１／３の負荷率でも９０％近い入力力率が確保可能である。また、入力電圧低下時にも入力力率の変化は小さく、良好な特性を示すことも分かる。

以上、本実施の形態における回路動作を入力力率改善の観点から説明したが、次に高調波電流低減の効果について説明を行う。図１３は本実施の形態における入力電力と、高調波電流のＩＥＣ高調波電流規制値に対する比率との関係を示した特性図であり、各部の定数等の条件は図１２の場合と同じとして示している。また、図１２においては高調波電流の規制値に対する比率が最も大きい３つの次数の高調波電流についてのみ示しているが、
これ以外の高調波電流についてはこれらよりも小さいため問題とはならない。図１３によると、最も規制値に対し比率の大きい５次高調波でも最大８８％であり、規制値に対して１２％の余裕を持っている。また、このときの負荷率は１／４程度であり、通常運転する領域でない場合にはさらに余裕がある設計となる。図１４に上記定数設定における入力６．６ｋＷ時のＵ相電圧ｅｕとＵ相電流Ｉｕの波形を示す。この図から分かるように電流と電圧の位相はほぼ一致しており、電流波形は正弦波状であることから入力力率改善と高調波電流低減の両立が可能となっている。

以上の入力力率改善効果とリアクトルの小型化について従来の電源装置と比較してみると、従来の電源装置において同様に入力電圧３８０Ｖ、定格電力６．５ｋＷでの定数設定を定格負荷時に入力力率９９％以上として、かつ高調波規制値に対するマージンを１０％以上確保しようとすると、リアクトルのインダクタンスは３０ｍＨ程度が必要となる。また、この場合は軽負荷時にコンデンサの進相電流の影響を受けて１／２の負荷率で入力力率は９０％程度となり、負荷率の低下による入力力率低下が大きいことになる。

なお、本実施の形態においてリアクトルが小さくて済むことの主たる要因は、等価回路に置き換えた場合に各コンデンサに相電圧が印加されることを利用しているため、電圧ゼロクロス点から電流が流れ始める際にリアクトルに印加される電圧の絶対値と電圧の時間変化率が従来の電源装置に比較すると小さくなり、低いインダクタンスで高調波電流低減に必要な電流の時間変化率低減を実現することが可能となることである。

以上のように、本実施の形態における電源装置では入力力率改善と高調波電流低減を従来に比較して小さなリアクトルで実現することが可能となるとともに、軽負荷時の入力力率の低下についても改善可能となる。

なお、本実施の形態においてはリアクトル２、３、４のインダクタンス特性については特に規定していないが、これを所定の電流値を超えた点からインダクタンスが低下するように設定して、リアクトル２、３、４をいわゆる可飽和リアクトルとして用いてもよい。この場合は、重負荷時において三相交流電源１の電圧が低下した場合などにリアクトル２、３、４による電圧降下が原因となる直流電圧低下を防止するとともに、直流電圧低下と同時に発生する入力電流と電源電圧の位相がずれることによる入力力率低下も防止することができる。

さらに、本実施の形態においてはリアクトルを３つに分けて使用しているが、これを１つの鉄心とその３脚に巻き線を施した構成の三相リアクトルとして用いることも可能である。三相リアクトルは各相の電流の総和がゼロであることを利用して単相リアクトルを３つ使用した場合に比べて等しいインダクタンスを得るための鉄心使用量が少なくてすむという広く知られた利点があり、装置全体の小型化、軽量化に有効である。

（実施の形態２）
図１５は本発明の第２の実施の形態における電源装置の回路構成図である。図１５においては、実施の形態１における電源装置の回路構成図に対し、コンデンサ８から１３とダイオードブリッジ５の接続点に開閉手段１６を設けたものである。本実施の形態では、実施の形態１の場合と基本的な回路動作は同じであるが、負荷率が３０％程度以下の軽負荷の運転状態が存在する場合に対応するものであり、軽負荷時のコンデンサ８から１３の昇圧作用による直流過電圧防止、あるいは軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減を目的とするものである。

まず直流過電圧防止について説明する。本実施の形態において開閉手段１６を閉じたまま基本的な回路動作を続けると、実施の形態１でも説明したとおりコンデンサ８から１３
の電圧がおよそ２／３Ｖｄｃに充電された後、その電荷を電解コンデンサ１４側に放電する動作を繰り返すこととなる。通常、負荷率３０％以上の範囲での運転では、コンデンサ８から１３に蓄えられたエネルギーと、リアクトル２から４に蓄えられたエネルギー、および三相交流電源１から供給されるエネルギーの総和に対し、負荷の消費エネルギーがつりあって直流電圧はさほど変動しない。しかし、負荷率が３０％を下回り、２０％以下となってくるとそのバランスが崩れ始め、コンデンサ８から１３に蓄えられたエネルギーとリアクトル２から４に蓄えられたエネルギーだけでも直流電圧を押し上げる結果となる。

そして、このような状態がさらに進むと直流電圧上昇により回路を構成要素が破損にいたる恐れのある直流過電圧状態に陥ることになる。そこで、本実施の形態による電源装置の１つの目的は、軽負荷運転の場合に開閉手段１６を開放することによりコンデンサ８から１３への充放電を停止し、負荷への電力供給を確保しつつ回路構成要素の破損を防止するものである。

次に、軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減を目的とした本実施の形態における動作について説明する。本実施の形態において開閉手段１６を閉じたまま基本的な回路動作を続けると、軽負荷になるに従って前述のように直流電圧が上昇する。ここで、負荷率３０％程度までであれば直流電圧上昇による過電圧と言った問題は生じない。しかし、直流電圧上昇は入力力率の悪化と高調波電流の増大を誘発する。これは、入力力率の悪化の観点で説明すると、直流電圧が高いためにリアクタに流れる電流の時間変化率が大きくなることが一因である。つまり、このことが入力電流の尖頭値を押し上げる原因となるとともに、リアクトル電流が連続しないことによってコンデンサ８から１３に流れる電流の位相が、実施の形態１でも述べたように若干進み位相となるためである。また、コンデンサ８から１３に充電される電圧も比例して上昇するため放電電流の時間変化率も上昇してさらに電流の尖頭値を引き上げ、これも入力力率悪化の一因となっている。

そして、このリアクトルとコンデンサ電流の時間変化率の増加は、高調波電流成分を多く含むことになるため、同時に高調波電流増大の原因ともなっている。

そこで、本実施の形態においては軽負荷運転の場合に開閉手段１６を開放することによりコンデンサ８から１３を切り離し、直流電圧の上昇と前述のような電流の時間変化率の増大による弊害を防止するものである。図１６に開閉手段１６を入力電力２ｋＷ以下で運転する場合に開放した場合と、開放しない場合の各種特性を示す。図１６（ａ）は入力電力と入力力率の関係を示すための特性図であり、入力電圧や部品定数などについては図１２における条件と同じとする。また、図１６（ｂ）には同様に開閉手段１６を開放する場合としない場合の入力電力と直流電圧について、図１６（ｃ）には入力電力と５次高調波電流についての特性図を示す。

以上述べたように、本実施の形態については直流過電圧の防止という目的で用いても、あるいは直流過電圧状態となるよりも低い直流電圧において、軽負荷時の入力力率悪化と高調波電流増大とを防止するという目的で用いてもよい。

なお、本実施の形態においてはコンデンサをすべて切り離すために開閉手段１６を３極構成としているが、コンデンサの充放電を防止すると言う目的のみであれば任意の１極を削除し２点で切り離すものとしてもよい。

（実施の形態３）
図１７は本発明の第３の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図１７においては、実施の形態２における電源装置の回路構成図に対して直流電圧検出
手段１７を設けた構成となっている。本実施の形態でも、実施の形態１の場合と基本的な回路動作は同じであり、また、開閉手段１６を開放することにより軽負荷時のコンデンサ８から１３の昇圧作用による直流過電圧を防止する目的、あるいは軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減を目的とする点については実施の形態２と同様である。本実施の形態における特徴は、開閉手段１６の開放するタイミングを直流電圧で判断する点にある。

つまり、実施の形態２の説明において、入力電力２ｋＷ付近で開閉手段１６を開放した場合の各種特性改善などについて図１６を用いて説明したが、このことは図１６（ｂ）からも分かるように直流電圧５７０Ｖ付近で開閉手段１６を開放するとしても同様の結果となることより、直流電圧検出手段１７によって自動的に開放するものである。

また、直流電圧検出手段に代えて入力電流検出手段を設けて所定の入力電流以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。これは、入力電流によって入力電力を推定することが可能となることによる。また、直流電圧検出手段と入力電流検出手段の両方を設けて、入力電流検出手段は軽負荷時の入力力率悪化の防止と高調波電流増加の防止として用い、直流電圧検出手段は直流過電圧保護のために用いるといった使い分けをしても良い。

また、直流電圧検出手段に代えて出力電力検出手段を設けて所定の出力電力以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。また、直流電圧検出手段と出力電力検出手段の両方を設けて、出力電力検出手段は軽負荷時の入力力率悪化の防止と高調波電流増加の防止として用い、直流電圧検出手段は直流過電圧保護のために用いるといった使い分けをしても良い。

さらに、直流電圧検出手段に代えて直流電流検出手段を設けて所定の直流電流以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。

（実施の形態４）
図１８は本発明の第４の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図１８においては、実施の形態２における電源装置の回路構成図に対して開閉手段１６の配置をダイオードブリッジ５の交流入力とコンデンサ８から１３との間から、ダイオードブリッジ６とダイオードブリッジ７の接続点に変更したものである。このように構成することにより、本実施の形態では開閉手段１６の接点構成を１極として実施の形態２と同様の効果を得ることが可能となるとともに、回路構成の簡素化が可能となる。

また、本実施の形態においては開閉手段１６を図１９に示すように、一方向のみに流れる電流を制御できる１つの半導体素子１８で構成してもよい、このことによって開閉手段１６の開閉寿命や即応性などの問題を解消でき、回路全体の信頼性向上を図ることが可能となる。なお、ここで１つの半導体素子１８で開閉手段が構成可能となるのは、ダイオードブリッジ６、７の作用によってこれらの接続点を流れる電流が常に一方向であると言う、本実施の形態における大きな特徴を利用したものである。

また、本実施の形態による電源装置でも、実施の形態３と同様に図２０に示すように直流電圧検出手段１７を設けて、直流電圧に基づいて開閉手段１６を自動的に動作させるよう構成してもよい。また、直流電圧に代えて入力電流や直流電流、あるいは出力電力などに基づいて開閉手段を動作させるように構成してもよい。

（実施の形態５）
図２１は本発明の第５の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図２１においては、実施の形態４で示した回路構成に対して開閉手段１６を制御する予備充電制御手段１９を設けたものである。本実施の形態では、通常の運転状態における入力力率改善や高調波電流低減に関する動作と効果については実施の形態１と同様である。また、軽負荷時の直流過電圧防止、入力力率悪化と高調波電流増大の防止を目的として開閉手段１６を導通状態から、開放状態とすることについては、実施の形態２と同様の動作および効果となる。

本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、軽負荷状態から通常の運転状態に移行する場合に開閉手段１６を開放状態から導通状態とする際の動作である。単に開閉手段１６を導通状態とした場合には、コンデンサ８から１３に三相交流電源１からの突入電流が流れ、接点をもつ部品の劣化やヒューズの溶断などの恐れがあるため、これを防止するものである。つまり、開閉手段１６を開放状態から導通状態にする際に予備充電制御手段１９によって、その導通する期間を徐々に増加させる制御などによって突入電流を防止するものである。

なお、本実施の形態では開閉手段１６をダイオードブリッジ６とダイオードブリッジ７の接続点に配置したが、ダイオードブリッジ５の交流入力とコンデンサ８から１３との間に変更してもよい。

また、本実施の形態における開閉手段１６を半導体素子１８に置き換えても同様の効果を得ることができる。

（実施の形態６）
図２２は本発明の第６の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図２２は、実施の形態１における回路構成に対して、増設コンデンサ２０から２５、増設コンデンサ開閉手段２６から３１を設けたものである。本実施の形態では、通常の運転状態における入力力率改善や高調波電流低減に関する動作と効果については実施の形態１と同様である。本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、入力電圧低下時や重負荷時の直流電圧低下防止と、入力電流位相の遅れによる入力力率低下を防止するという面での効果と、軽負荷時の直流過電圧防止と入力電流位相の進みによる入力力率低下の防止、および高調波電流増加防止という面での効果である。

つまり、実施の形態１のままではコンデンサ８から１３の定数を大きくすると、その昇圧効果により過負荷時などに直流電圧が低下することが防止できるが、軽負荷時にコンデンサ８から１３の作用によって直流電圧が上昇してしまう。また、直流電圧が上昇すればそれに伴って高調波電流が増大し、この高調波電流増大と入力電流位相の進みによる入力力率の低下が問題となる。また、逆にコンデンサ８から１３の定数を小さくすると軽負荷時の入力力率改善、高調波電流低減と直流過電圧防止が可能となるが重負荷時の直流電圧低下と入力電流位相の遅れによる入力力率悪化が問題となる。

本実施の形態においては、上記の課題を解決するものであり、負荷量に応じて増設コンデンサ開閉手段２６から３１を操作することで増設コンデンサ２０から２５をコンデンサ８から１３に並列接続し、直流電圧低下を防止するとともに高調波電流の増大を防ぎ、入力電流の位相遅れを補償して入力力率の改善を図るものである。そして、コンデンサ８から１３の定数設定が定格電力付近の入力力率が最大となる設定である場合には、入力電圧低下時や重負荷時の直流電圧低下防止と入力電流位相の遅れによる入力力率低下を防止するという面での効果を得ることが可能となる。また、コンデンサ８から１３の定数設定が軽負荷時の入力力率が最大となる設定である場合には、軽負荷時の高調波電流低減と入力
力率改善といった面での効果を得ることが可能となる。

（実施の形態７）
図２３は本発明の第７の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図２３は、実施の形態６における回路構成に対して、直流電圧検出手段１７を設けたものである。本実施の形態でも、実施の形態６の場合と基本的な回路動作は同じであり、また、増設コンデンサ開閉手段２６から３１を操作することにより同様の効果が得られる。本実施の形態における電源装置の特徴は、この増設コンデンサ開閉手段２６から３１を開放するタイミングを直流電圧によって自動的に判断する点である。

なお、このタイミングを判断するには直流電圧によらずに、入力電流によって判断をしてもよく、直流電流によって判断しても良い。さらに、出力電力によって開閉を判断しても同様の効果を得ることができる。

（実施の形態８）
図２４は本発明の第８の実施の形態における電源装置の回路構成図である。

図２４においては、実施の形態６で示した回路構成に対して増設コンデンサ開閉手段２６から３１を制御する増設コンデンサ予備充電制御手段３２を設けたものである。本実施の形態では、入力力率改善や高調波電流低減、直流過電圧防止に関する動作と効果については実施の形態６と同様である。

本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、増設コンデンサ開閉手段２６から３１を開放状態から導通状態とする際の動作である。単に導通状態とした場合には、増設コンデンサ２０から２５に三相交流電源１からの突入電流が流れ、接点をもつ部品の劣化やヒューズの溶断などの恐れがあるため、これを防止するものである。つまり、増設コンデンサ開閉手段２６から３１を開放状態から導通状態にする際に増設コンデンサ予備充電制御手段３２によって、その導通する期間を徐々に増加させるなどの制御によって突入電流を防止するものである。

以上のように、本発明にかかる電源装置は直流電源装置として、あるいは圧縮機駆動装置の前段として用いることで高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができ、電源設備の有効利用や他の負荷設備に悪影響与えない装置となる。

本発明の実施の形態１における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態１の入力力率改善に寄与する構成要素説明図 本発明の実施の形態１の入力力率改善の原理説明のための等価回路図 本発明の実施の形態１の初期状態でのコンデンサ電圧分布図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ１における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ２における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ３における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ４における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ５における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ６における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における入力電圧とコンデンサ電圧波形図 本発明の実施の形態１における入力電力に対する入力力率特性図 本発明の実施の形態１における入力電力に対する高調波電流特性図 本発明の実施の形態１における定格負荷時の入力電圧電流波形図 本発明の実施の形態２における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態２における開閉手段操作と各種特性の変化を示す図 本発明の実施の形態３における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態４における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態４における半導体素子を用いた回路構成図 本発明の実施の形態４における直流電圧検出手段を用いた回路構成図 本発明の実施の形態５における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態６における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態７における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態８における電源装置の回路構成図 従来の電源装置の構成図 従来の電源装置の各部波形図 従来の電源装置の電流経路説明図 従来の電源装置の遮断ダイオードを省略した等価回路図

符号の説明

１ 三相交流電源
２，３，４ リアクトル
５，６，７ ダイオードブリッジ
８，９，１０，１１，１２，１３ コンデンサ
１４ 電解コンデンサ
１５ 負荷
１６ 開閉手段
１７ 直流電圧検出手段
１８ 半導体素子
１９ 予備充電制御手段
２０,２１，２２，２３，２４，２５ 増設コンデンサ
２６，２７，２８，２９，３０，３１ 増設コンデンサ開閉手段
３２ 増設コンデンサ予備充電制御手段

Claims (17)

1. 三相交流電源と、前記三相交流電源とリアクトルを介して接続される６個のダイオードからなる第１のダイオードブリッジと、前記第１のダイオードブリッジと正極出力端を共通に接続される６個のダイオードからなる第２のダイオードブリッジと、前記第１のダイオードブリッジと負極出力端を共通に接続されるとともに正極出力端を前記第２のダイオードブリッジの負極出力端と接続される６個のダイオードからなる第３のダイオードブリッジと、前記第１のダイオードブリッジの交流入力端と前記第２のダイオードブリッジの交流入力端および前記第１のダイオードブリッジの交流入力端と前記第３のダイオードブリッジの交流入力端との間におのおの接続される６個のコンデンサとを備えたことを特徴とする電源装置。
2. 第１のダイオードブリッジの交流入力端とコンデンサとの間に第１の開閉手段を設けたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 第２のダイオードブリッジと第３のダイオードブリッジとの間に第２の開閉手段を設けたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 開閉手段をトランジスタやサイリスタなどの一方向に流れる電流のみを制御することが可能な１つの有極性半導体素子で構成したことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 負荷両端の電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、直流電圧に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から４のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 入力電流検出手段を設け、入力電流に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から４のいずれか一項に記載の電源装置。
7. 出力電力検出手段を設け、出力電力に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から４のいずれか一項に記載の電源装置。
8. 負荷に流れる電流を検出する直流電流検出手段を設け、直流電流に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から４のいずれか一項に記載の電源装置。
9. 予備充電制御手段を設け、開閉手段を投入する際にコンデンサに流れる電流を抑制するために前記予備充電制御手段によって前記開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から８のいずれか一項に記載の電源装置。
10. ６個の増設コンデンサと、前記増設コンデンサに接続される増設コンデンサ開閉手段とを設け、第１のダイオードブリッジの交流入力端子に接続されるコンデンサの各々に対して並列に接続したことを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記載の電源装置。
11. 負荷両端の電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、直流電圧に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項１０に記載の電源装置。
12. 入力電流検出手段を設け、入力電流に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項１０に記載の電源装置。
13. 出力電力検出手段を設け、出力電力に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項１０に記載の電源装置。
14. 直流電流検出手段を設け、直流電流に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項１０に記載の電源装置。
15. 増設コンデンサ予備充電制御手段を設け、増設コンデンサ開閉手段を投入する際に増設コンデンサに流れる電流を抑制するために前記増設コンデンサ予備充電制御手段によって前記増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項１０から１４のいずれか一項に記載の電源装置。
16. リアクトルに流れる電流が所定の値以上となった場合に、その電流に応じて前記リアクトルのインダクタンスが低下するような飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項１から請求項１５のいずれか一項に記載の電源装置。
17. リアクトルとして１つの鉄心の３つの脚にそれぞれ巻き線を施した三相リアクトルを用いたことを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項に記載の電源装置。

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