JP2007006178A - コンデンサーマイクロホン - Google Patents

Abstract

【課題】ファントム電源電圧の切り換えに応じてインピーダンス変換器の直後にあるエミッターフォロワー接続による電流増幅回路のバイアスが自動的に変化して、どの電源電圧であっても、最大出力レベルと最大許容入力音圧レベルが高くなるコンデンサーマイクロホンを得る。
【解決手段】インピーダンス変換器Ｑ１を構成するＦＥＴ２の直後にエミッターフォロワー接続のトランジスタＱ２を備えたコンデンサーマイクロホンにおいて、ファントム電源供給のためのトランスを兼ねた出力トランスＴＲＳに接続された定電流ダイオードＤ２と、定電流ダイオードＤ２のカソード側の電圧を分割してトランジスタＱ２を動作させるバイアス電圧とする抵抗Ｒ０，Ｒ１を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、バイアス用ダイオードや抵抗を内蔵したインピーダンス変換器を用いるコンデンサーマイクロホンに関するもので、特に、インピーダンス変換器の直後に接続される電流増幅回路に特徴を有するものである。

コンデンサーマイクロホンのマイクロホンユニットは出力インピーダンスが高いため、主として電界効果型トランジスタ（以下「ＦＥＴ」という）からなるインピーダンス変換器によってインピーダンス変換され出力される。インピーダンス変換器を構成する上記ＦＥＴは、バイアス用ダイオードや抵抗を内蔵する場合と内蔵しない場合とがある。ＦＥＴを動作させるには、バイアスをかけるための抵抗やダイオードなどの回路部品は必須である。したがって、ＦＥＴがバイアス用ダイオードや抵抗を内蔵しないという意味は、ＦＥＴと一体的にバイアス用ダイオードや抵抗が内蔵されるのではなく、ＦＥＴに外付けした形でバイアス用ダイオードや抵抗が設けられるという意味である。タイピン型のマイクロホンのような小型のマイクロホンにおいて、マイクロホンユニット部にインピーダンス変換器を組み込む必要がある場合、ＦＥＴがバイアス用部品を内蔵していないタイプのものであるとすれば、ＦＥＴにバイアス用部品を外付けする必要があり、マイクロホンユニット部が大きくなる不具合がある。そのため、タイピン型のマイクロホンのような小型のマイクロホンでは、バイアス用の抵抗やダイオードを内蔵したタイプのＦＥＴからなるインピーダンス変換器が用いられる。

図３は、ＦＥＴがバイアス用部品を内蔵しないタイプの従来のコンデンサーマイクロホンの回路例を示す。図３において、線Ａ−Ａより左側の部分がマイクロホンヘッド部で、マイクロホンヘッド部に、コンデンサーマイクロホンユニット１と、ＦＥＴ２を主体としてなりマイクロホンユニット１の出力をインピーダンス変換するインピーダンス変換器と、ＦＥＴ２にバイアスを与える抵抗、コンデンサー、ダイオードからなるバイアス回路３を備えている。符号５は、マイクロホンケーブルのシールド線につながるアース線、６，７は平衡出力線で、これら各線はファントム電源の供給線としても機能する。

図４は、図３に示す従来例の、入力レベル（ｄＢＶ）と出力信号の歪率（％）の関係を測定した結果を示す。コンデンサーマイクロホンに供給するファントム電源の電圧は、日本電子機械工業会規格（ＥＩＡＪ）のＲＣ−８１６２Ａ（マイクロホンの電源供給方式）で１２Ｖ，２４Ｖ，４８Ｖの３種類が規定されているので、それぞれの電源電圧を供給してそれぞれの電圧ごとに測定した。図４の各曲線Ｐ１２，Ｐ２４，Ｐ４８はそれぞれ電圧１２Ｖ，２４Ｖ，４８Ｖで測定した結果を示している。入力レベルが高くなるにしたがって歪率も高くなる。歪率１％での入力レベルを見ると、電源電圧１２Ｖでは６．１ｄＢＶ、電源電圧２４Ｖでは１７．１ｄＢＶ、電源電圧４８Ｖでは測定不能である。図３に示す従来例では、ＦＥＴ２のバイアス回路の定数が固定的に設定されているため、すべての電源電圧に対して良好な歪率曲線を得ることは不可能で、図４に示す結果では、４８Ｖという高い電源電圧では対応できていない。

一方、インピーダンス変換器としてバイアス用の抵抗やダイオードを内蔵したタイプのＦＥＴを備える従来のコンデンサーマイクロホンにおいても、ＦＥＴ内部の回路定数によってバイアス電圧が固定されるため、ドレイン電流を変えることはできない。そのため、電源電圧１２Ｖから４８Ｖまで全範囲にわたり良好に動作させることは困難である。そこで、ファントム電源の最大電圧である４８Ｖでも良好に動作するように、図５に示すような、バイアス用の抵抗やダイオードを内蔵したタイプのＦＥＴを備えるコンデンサーマイクロホンが用いられている。

図５において、符号Ｑ１はバイアス用の抵抗やダイオードを内蔵したＦＥＴを備えたインピーダンス変換器を示す。符号Ｑ２は、インピーダンス変換器Ｑ１の直後に接続されているトランジスタを示しており、このトランジスタＱ２はエミッターフォロワーの電流増幅回路を構成している。Ｃ１はトランジスタＱ２のバイアス回路を構成するコンデンサー、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３はトランジスタＱ２のバイアス回路を構成する抵抗、Ｄ２は定電流ダイオードをそれぞれ示す。

前述のように、マイクロホンの電源供給方式に関するＥＩＡＪ規格で、ファントム電源の電圧は３種類が定められており、それぞれ１２±１Ｖ、２４±４Ｖ、４８±４Ｖの許容範囲が定められている。したがって、許容範囲を画する最低電圧は１１Ｖ、最大電圧は５２Ｖであり、この電圧の範囲でマイクロホンが正常に動作することが望まれる。マイクロホンが上記電圧の範囲で動作するようにするために、一般に最低電圧１１Ｖで動作することを優先して設計される。そのため、最大出力電圧は低く抑えられるという難点がある。一方、電源電圧４８Ｖで最大出力電圧が得られるように設計すると、１２Ｖあるいは２４Ｖもファントム電源に接続すると動作しなくなってしまうという難点がある。

図６は、図５に示す従来例において、入力レベル（ｄＢＶ）と出力信号の歪率（％）の関係を測定した結果を示す。ファントム電源の電圧４８Ｖで動作するように設計されていて、電源電圧４８Ｖで動作させたときの最大出力電圧は１５．３Ｖ、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１４９．３ｄＢＳＰＬになる。電源電圧２４Ｖで動作させると、最大出力レベルは１．８ｄＢＶ、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１４２．３ｄＢＳＰＬになる。電源電圧１２Ｖでは動作しなかった。

本発明者は、このような従来技術の問題点を解消することができるコンデンサーマイクロホンを開発し、先に特許出願した（特願２００５−１７７５４２参照）。図７および図８に示す例は、上記特許出願にかかる発明と同じ技術思想によるコンデンサーマイクロホンの例を示す。この例は、バイアス用の抵抗やダイオードを内蔵したＦＥＴを含むインピーダンス変換器Ｑ１の直後に接続されるエミッターフォロワーの電流増幅回路をなすトランジスタＱ２のバイアスを、ダイオードＤ３の順方向電圧で与えるものである。Ｃ１はトランジスタＱ２のバイアス用コンデンサー、Ｒ１，Ｒ２はトランジスタＱ２のバイアス用抵抗を示す。他の回路構成は図５に示す回路構成と同じである。ダイオードＤ３の端子間に現れる順方向電圧は、電源電圧が変わっても略一定であるから、電源電圧が変わってもトランジスタＱ２のバイアスは略一定である。図８の回路例が図７の回路例と異なる点は、コンデンサーマイクロホンユニット１とインピーダンス変換器Ｑ１を含むマイクロホンヘッド部と、エミッターフォロワーのトランジスタＱ２を含むパワーモジュール部が分離され、マイクロホンヘッド部とパワーモジュール部を専用の延長コードで接続するように構成されていることである。また、延長コードから入り込む電磁波を原因とする高周波電流を阻止するコンデンサーをマイクロホンヘッド部分とパワーモジュール部に内蔵し、パワーモジュール部にはまたインダクターを内蔵している。

図９は、図７に示す例において、入力レベル（ｄＢＶ）と出力信号の歪率（％）の関係を測定した結果を示す。ファントム電源電圧が１２Ｖでも、２４Ｖでも、４８Ｖでも正常に動作している。電源電圧４８Ｖで動作させたときの最大出力電圧（歪率１％時の電圧）は１５．３Ｖで、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１４９．３ｄＢＳＰＬになる。電源電圧２４Ｖで動作させると、最大出力レベルは８．３ｄＢＶで、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１４２．３ｄＢＳＰＬになる。電源電圧１２Ｖで動作させると、最大出力レベルは−２．０ｄＢＶで、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１３２．０ｄＢＳＰＬになる。

しかしながら、図８に示す例のように、マイクロホンヘッド部とパワーモジュール部を専用の延長コードで接続し、また、延長コードに入り込む高周波電流を阻止するコンデンサーやインダクターをパワーモジュールに内蔵させると、エミッターフォロワーのトランジスタＱ２のバイアスが変化し、トランジスタＱ２の動作が不安定になるという難点がある。特に、延長コードが長くなるとトランジスタＱ２が動作しなくなることもある。したがって、ＦＥＴを含むインピーダンス変換器Ｑ１の直後に接続するエミッターフォロワー接続のトランジスタＱ２のバイアスを、ダイオードの順方向電圧で与える形式のコンデンサーマイクロホンは、図７に示す例のように、マイクロホンヘッド部とパワーモジュール部が直結されて、専用のコードで延長しない形式のマイクロホンに適している。
専用コードで延長する場合は、エミッターフォロワーのトランジスタＱ２のバイアス電圧が、パワーモジュール内でファントム電源電圧を切り替えた際に変化するように工夫する必要がある。

なお、本願発明に関連のある先行技術を調査したが、本願発明に直接的に関連のある選考技術は見つからなかった。強いていえば、ファントム電源供給のスイッチ切り替え時のクリックの影響を回避するために、マイクロホンへのファントム電源からの電源供給、停止のスイッチ切り替えに際し、マイコンがＡＤＣの備えるミュート回路を動作させて、入力信号にかかわりなくＡＤＣからの出力を所定時間ゼロにさせる構成とした信号処理装置がある（特許文献１参照）。
しかし、特許文献１記載の発明は、インピーダンス変換器を構成するＦＥＴの直後のエミッターフォロワー回路のバイアスを工夫するというものではない。

特開平９−８３２７４号公報

本発明は、従来のコンデンサーマイクロホンの問題点に鑑みてなされたもので、ファントム電源の電圧がどの電圧に切り替わっても正常に動作することはもちろん、ファントム電源電圧の切り換えに応じてインピーダンス変換器の直後にあるエミッターフォロワー接続による電流増幅回路のバイアスが自動的に変化して、どの電源電圧であっても、従来と比較して最大出力レベルが高くなり、最大許容入力音圧レベルが高くなるコンデンサーマイクロホンを提供することを目的とする。

本発明は、インピーダンス変換器を構成するＦＥＴの直後にエミッターフォロワー接続のトランジスタを備えたコンデンサーマイクロホンにおいて、ファントム電源供給のためのトランスを兼ねた出力トランスに接続された定電流ダイオードと、この定電流ダイオードのカソード側の電圧を分割して上記トランジスタを動作させるバイアス電圧とする抵抗を有することを最も主要な特徴とする。

ファントム電源電圧が切り替えられても、定電流ダイオードを流れる電流は略一定であり、定電流ダイオードのカソード側の電圧はファントム電源電圧の切り替えに応じて変化する。定電流ダイオードのカソード側の電圧が抵抗で分割されてエミッターフォロワー接続のトランジスタのバイアスとされるため、ファントム電源電圧の切り替えに応じて上記トランジスタのバイアスが変化し、このトランジスタはファントム電源電圧に応じた適正なバイアスによって適正な動作が保障される。結果として、いかなるファントム電源電圧であっても正常に動作するとともに、従来よりも、最大出力レベルと最大許容入力音圧レベルを高くすることができる。

以下、本発明にかかるコンデンサーマイクロホンの実施例を、図１、図２を参照しながら説明する。
図１において、符号１はエレクトレットコンデンサーマイクロホンユニットを示しており、このマイクロホンユニット１の一端はインピーダンス変換器Ｑ１の入力端に、他端はアースに接続されている。インピーダンス変換器Ｑ１はＦＥＴ２を主体としてなる。このインピーダンス変換器Ｑ１は、抵抗、ダイオードのバイアス回路素子の内蔵タイプである。ＦＥＴ２のアノードカソードは平衡出力端となっていて、この平行出力端の直後にエミッターフォロワー接続の電流増幅器であるトランジスタＱ２が接続されている。ただし、図１に示す例では、マイクロホンユニット１とインピーダンス変換器Ｑ１からなるマイクロホンヘッド部と、上記トランジスタＱ２、出力トランスＴＲＳなどを含むパワーモジュール部が分離され、その間が専用の延長コード１０で接続される構成になっている。

上記出力トランスＴＲＳは、一次コイルと、センタータップ付の二次コイルを有し、一次コイルの一端はコンデンサーＤ３を介してＰＮＰ型の上記トランジスタＱ２のエミッターに接続され、上記一次コイルの他端はアースされている。出力トランスＴＲＳの二次コイルの両端はそれぞれ規格化された３ピンコネクタの２番ピンと３番ピンに接続され、１番ピンはアースに接続されている。この３ピンコネクタからマイクロホン出力が取り出される。上記二次コイルのセンタータップは定電流ダイオードＤ２を順方向に介して延長コード１０の平衡出力線の一方につながるようになっている。上記定電流ダイオードＤ２のカソード側はまた、コンデンサーＣ２とダイオードＤ１の並列接続を介してトランジスタＱ２のエミッターに接続されるとともに、抵抗Ｒ０を介してトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ１を介してアースに接続されている。したがって、抵抗Ｒ０とＲ１は定電流ダイオードＤ２のカソード側電圧を分圧する分圧抵抗となっていて、この分圧された電圧がバイアス電圧としてトランジスタＱ２のベースに印加されるようになっている。トランジスタＱ２のエミッターは抵抗Ｒ２を介して上記延長コード１０の平衡出力線の他方につながるようになっており、また、上記抵抗Ｒ２とコンデンサーＣ１を介してトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のコレクターはアースに接続されている。

出力トランスＴＲＳの二次コイルのセンタータップとアースとの間にはファントム電源が接続され、パワーモジュール部とマイクロホンヘッド部に電源が供給されて各部が駆動されるようになっている。ファントム電源の電圧は、前述のように、１２Ｖ，２４Ｖ，４８Ｖに規格化されていて、いずれか任意の電圧で使用する。したがって、ファントム電源電圧が切り替えられることがある。ファントム電源電圧が切り替えられても、定電流ダイオードＤ２を流れる電流は略一定であり、定電流ダイオードＤ２のカソード側の電圧はファントム電源電圧の切り替えに応じて変化する。定電流ダイオードＤ２のカソード側の電圧が上記分圧抵抗Ｒ０，Ｒ１で分割されてエミッターフォロワー接続のトランジスタＱ２のバイアスとされるため、ファントム電源電圧の切り替えに応じて上記トランジスタＱ２のバイアスが変化し、このトランジスタＱ２はファントム電源電圧に応じた適正なバイアスによって適正な動作が保障される。

図１に示す回路例では、パワーモジュール部とマイクロホンヘッド部を延長コード１０で接続するようになっているため、この延長コード１０に電磁波が進入しやすく、電磁波が進入すると高周波電流が流れ、雑音となる。そこで、パワーモジュール部に高周波電流の流入阻止のためのコンデンサーとインダクターが接続されている。高周波電流の流入阻止のためのコンデンサーは、マイクロホンヘッド部における平衡出力線とアースの間に接続されたコンデンサーＣ１１，Ｃ１２と、パワーモジュール部における平衡出力線とアースの間に接続されたコンデンサーＣ１３，Ｃ１４を含む。また、パワーモジュール部において、コンデンサーＣ１３，Ｃ１４と並列的に別のコンデンサーＣ１５，Ｃ１６が接続され、コンデンサーＣ１４とＣ１６の間に直列にインダクターＬ１が、コンデンサーＣ１３とＣ１５の間に直列にインダクターＬ２が接続されている。上記延長コード１０は上記２本の平衡出力線と、パワーモジュール部とマイクロホンヘッド部のアース同士を接続するシールド線からなる。このシールド線は上記２本の平衡出力線を外側から覆ってこれらをシールドしている。

図１に示す実施例によれば、前述のように、ファントム電源電圧の切り替えに応じて上記トランジスタＱ２のバイアスが変化し、このトランジスタＱ２はファントム電源電圧に応じた適正なバイアスによって適正な動作が保障される。パワーモジュール部の内部で、エミッターフォロワー接続のトランジスタＱ２を動作させるバイアス電圧が適正に保たれるため、専用の延長コード１０がパワーモジュール部とマイクロホンヘッド部の間に介在していても、エミッターフォロワー接続のトランジスタＱ２は安定に動作する。また、図１に示す例のように、高周波電流がパワーモジュール部に流入することを阻止するコンデンサーやインダクターが接続されていても、エミッターフォロワー接続のトランジスタＱ２は安定に動作する。

図２は、図１に示す実施例の、入力レベル（ｄＢＶ）と出力信号の歪率（％）の関係を測定した結果を示す。グラフＰ１２は電源電圧１２Ｖで動作させた場合、グラフＰ２４は電源電圧２４Ｖで動作させた場合、グラフＰ４８は電源電圧４８Ｖで動作させた場合を示す。いずれも１ＫＨｚの音声信号で測定した。電源電圧４８Ｖで動作させた場合の最大出力電圧は２１．４Ｖであり、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１５５．４ｄＢＳＰＬになる。電源電圧２４Ｖで動作させた場合の最大出力レベルは１８．３ｄＢＶであり、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１５２．３ｄＢＳＰＬになる。電源電圧１２Ｖで動作させた場合の最大出力レベルは６．７ｄＢＶであり、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１４０．７ｄＢＳＰＬになる。この測定結果からわかるとおり、いずれの電源電圧においてもエミッターフォロワー接続のトランジスタＱ２が安定に動作し、各電源電圧における最大出力レベル、最大許容入力音圧レベルがともに従来例よりも向上している。

上記測定結果は、ＦＥＴにバイアス用のダイオードや抵抗を内蔵することなく外付けするタイプのものにおいて、エミッターフォロワー接続のトランジスタに適切なバイアスを与えた回路と同等の最大出力レベルになる。ちなみに、ＦＥＴにバイアス用のダイオードや抵抗を外付けして適切なバイアスを与えた場合の測定結果を示すと以下のとおりである。電源電圧４８Ｖで動作させた場合の最大出力電圧は２２．４Ｖであり、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１５６．４ｄＢＳＰＬになる。電源電圧２４Ｖで動作させた場合の最大出力レベルは１７．１ｄＢＶであり、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１５１．１ｄＢＳＰＬになる。電源電圧１２Ｖで動作させた場合の最大出力レベルは６．１ｄＢＶであり、感度を−４０ｄＢＶ／Ｐａとした場合の最大許容入力音圧レベルは１４０．１ｄＢＳＰＬになる。

本発明にかかるコンデンサーマイクロホンの実施例を示す回路図である。 上記実施例の性能を測定した結果を示すグラフである。 コンデンサーマイクロホンの従来例を示す回路図である。 上記従来例の性能を測定した結果を示すグラフである。 従来のコンデンサーマイクロホンの別の例を示す回路図である。 上記従来例の性能を測定した結果を示すグラフである。 本発明者が先に提案したコンデンサーマイクロホンの例を示す回路図である。 上記本発明者が先に提案したコンデンサーマイクロホンの例であって、マイクロホンヘッド部とパワーモジュール部を延長コードでつなぐ場合の例を示す回路図である。 上記本発明者が先に提案したコンデンサーマイクロホンの性能を測定した結果を示すグラフである。

符号の説明

１ コンデンサーマイクロホンユニット
２ ＦＥＴ
１０ 延長コード
Ｑ２ トランジスタ
Ｄ２ 定電流ダイオード
Ｒ０ 分圧抵抗
Ｒ１ 分圧抵抗
ＴＲＳ 出力トランス

Claims (5)

1. インピーダンス変換器を構成するＦＥＴの直後にエミッターフォロワー接続のトランジスタを備えたコンデンサーマイクロホンにおいて、
   ファントム電源供給のためのトランスを兼ねた出力トランスに接続された定電流ダイオードと、
   上記定電流ダイオードのカソード側の電圧を分割して上記トランジスタを動作させるバイアス電圧とする抵抗を有することを特徴とするコンデンサーマイクロホン。
2. インピーダンス変換器を含むマイクロホンヘッド部と、エミッターフォロワー接続のトランジスタを含むパワーモジュール部が分離され、その間がコードで接続される請求項１記載のコンデンサーマイクロホン。
3. パワーモジュール部に高周波電流の流入阻止のためのコンデンサーが接続されている請求項２記載のコンデンサーマイクロホン。
4. パワーモジュール部に高周波電流の流入阻止のためのインダクターが接続されている請求項２記載のコンデンサーマイクロホン。
5. インピーダンス変換器は、バイアス用回路素子の内蔵型である請求項１記載のコンデンサーマイクロホン。
   

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