JP6725139B2 - コンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路 - Google Patents

Description

この発明は電子管をＵＬ（ウルトラ・リニア）接続することで、高い増幅率と適正な内部インピーダンスを確保すると共に、出力トランスの直流磁化を抑制することができるコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路に関する。

コンデンサマイクロホンは、対向する振動板と固定極との間の静電容量の変化に基づいて音声信号が生成される。
すなわち、固定極に対向して振動板が配置されたコンデンサマイクロホンユニットは、その静電容量が数十ｐＦ前後で、出力インピーダンスが極めて高いために、インピーダンス変換回路を介して音声信号を取り出すように構成される。

前記インピーダンス変換回路には、インピーダンス変換器として、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）や、電子管（真空管）が用いられる。インピーダンス変換器として後者の電子管を用いる場合には、通常においては専用電源を用意する必要がある。
すなわち、前記電子管を動作させるには、電子管のヒータを加熱するための通称Ａ電源と呼ばれるものと、電子管のプレートに直流高電圧を供給するための通称Ｂ電源と呼ばれるものが必要とされる。

一般的に、インピーダンス変換器として利用される電子管においては、前記Ａ電源に６．３Ｖ、前記Ｂ電源に１２０Ｖ程度の直流電源が必要である。このため、インピーダンス変換器として前記したＦＥＴを利用する場合に多用されるファントム電源（４８Ｖ／供給抵抗６．８ＫΩ）は、前記電子管を駆動させる電力を賄うことができない。このため、電子管専用の外部電源を必要とする。

ところで、電子管には消費電力の少ないものとして、例えば米国ＲＡＹＴＨＥＯＮ社製の直熱型５極管（型番６４１８）が存在し、これはＡ電源が１．２５Ｖ，１０ｍＡ、Ｂ電源が３０Ｖ，０．２４ｍＡで動作する。これによれば、ファントム電源で動作させることができると考えられるが、前記Ａ電源をそのままツェナーダイオードなどで電圧を安定化させて用いると、５極管のヒータには１０ｍＡの電流が流れるために、ファントム電源から供給される電圧が低下してしまう。

すなわち、５極管のヒータに１０ｍＡの電流が流れると、ファントム電源からコンデンサマイクロホン側に供給される電圧は３４Ｖ（５ｍＡ×６．８ＫΩ）低下して、１４Ｖとなる。この状態では、５極管に供給するＢ電源が不十分であり、５極管の動作が不能となる。

そこで、インピーダンス変換器として前記５極管を用いつつ、ファントム電源だけで動作可能にしたコンデンサマイクロホンについて、本件出願人により提案がなされており、これは特許文献１に開示されている。

図２は、特許文献１に開示されたコンデンサマイクロホンの回路構成を示している。図２において、コンデンサマイクロホンユニットＭＣの一方の端子は、電子管（５極管）Ｖ１のコントロールグリッドに接続され、他方の端子は回路のグランドに接続されている。
前記コントロールグリッドとグランドとの間には、バイアス用抵抗Ｒ１が接続されている。また、前記コントロールグリッドと前記電子管Ｖ１のプレートとの間には、このプレートに生成される音声信号をコントロールグリッドに帰還する帰還コンデンサＣ１が接続されている。

前記プレートは、電子管Ｖ１の負荷となる出力トランスＴ１の一次側巻線Ｐｗの一端部に接続されている。そして、前記一次側巻線Ｐｗの他端部には、後述するファントム電源からの供給電流がＢ電源として供給される。また、このＢ電源はグランドとの間で直列接続された分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３によって分圧されて、電子管Ｖ１のスクリーングリッドに供給され、かつスクリーングリッドとグランドとの間にはコンデンサＣ２が接続されることで、前記スクリーングリッドは交流的にグランド接続（交流接地）されている。
なお、電子管Ｖ１のサプレッサーグリットは、ヒータに内部接続されており、これにより電子管Ｖ１は、５極管を構成している。

出力トランスＴ１の二次側巻線Ｓｗの両端部は、出力コネクタの端子ピンＰ２，Ｐ３に接続されている。これにより端子ピンＰ２，Ｐ３には、音声信号の平衡出力信号がもたらされる。なお、図示例においては、端子ピンＰ２が音声信号のホット側出力となり、端子ピンＰ３が音声信号のコールド側出力となる。また、端子ピンＰ１は基準電位点（グランド）に接続されている。

この構成により、コンデンサマイクロホンユニットＭＣからの出力は、前記電子管Ｖ１および出力トランスＴ１においてインピーダンス変換されるなどの信号処理が施されて、出力トランスＴ１の二次側巻線Ｓｗより音声信号として平衡出力される。そして、平衡出力された音声信号は、端子ピンＰ２，Ｐ３からシールドケーブル（図示しない）を介して、ミキサー回路やマイクアンプユニット（図示しない）などの外部接続機器に伝送される。

一方、端子ピンＰ２，Ｐ３には、前記外部接続機器側に搭載されたファントム電源からの電流が供給される。そして、端子ピンＰ２，Ｐ３には、定電流ダイオードＤ１およびＤ２のアノードがそれぞれ接続され、前記各定電流ダイオードＤ１およびＤ２のカソードは共通接続されて、一次側巻線Ｐｗの前記した他端部に対して、Ｂ電源を供給するように作用する。

また、各定電流ダイオードＤ１およびＤ２の共通接続されたカソードは、Ａ電源生成回路１０に接続されている。
前記Ａ電源生成回路１０は、電流制限抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺＤの直列回路よりなる定電圧生成回路と、３段に直列に接続されたスイッチト・キャパシタ型電圧コンバータＩＣ１〜ＩＣ３とを備える。

前記スイッチト・キャパシタ型電圧コンバータＩＣ１〜ＩＣ３として、米国ＮＡＴＩＯＮＡＬ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ社製のＬＭ２６６５を用いることができ、これは６つのピンを有し、その５番ピンに正電圧が入力する場合には１番ピンから、その１／２倍の電圧が出力される１／２倍降圧型として動作する。
なお、電圧コンバータＩＣ１〜ＩＣ３における２番ピンはグランドピン、４番ピンはシャットダウン制御ピンで、３番ピンと６番ピンとの間にそれぞれチャージポンプコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５が接続されている。

この例においては、定電流ダイオードＤ１，Ｄ２より、電流制限抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺＤによる定電圧生成回路に対して３０Ｖ，１．５ｍＡが供給される。そして、ツェナーダイオードＺＤにより、第１段目の電圧コンバータＩＣ１の５番ピンに対する入力電圧を１０Ｖとし、電流制限抵抗Ｒ４によりＡ電源生成回路１０に対する入力電流を１．２５ｍＡに制限している。

これにより、第１段目の電圧コンバータＩＣ１、第２段目の電圧コンバータＩＣ２、および第３段目の電圧コンバータＩＣ３において、電圧は５Ｖ，２．５Ｖ，１．２５Ｖに順次降圧変換され、電流値は２．５ｍＡ，５．０ｍＡ，１０ｍＡに順次変換される。そして、最終的の第３段目の電圧コンバータＩＣ３から、電子管Ｖ１のヒータに対して１．２５Ｖ，１０ｍＡのＡ電源が供給される。

図２に示す回路構成によると、ファントム電源からＡ電源生成回路１０に取り込まれる電流は１．２５ｍＡ程度でよいことから、ヒータを加熱するために生ずる電圧降下は約４．２５Ｖで済み、電子管Ｖ１のプレートに電流を流すためのＢ電源を十分に確保することができる。
すなわち、電子管Ｖ１を動作させるための別の外部電源を必要とせず、ファントム電源で動作し得るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供できる。

特許第３８９０３０１号公報

ところで、前記した特許文献１に開示されたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路によると、Ｂ電源として機能する直流電流（プレート電流）が、出力トランスの一次側巻線を一方向に流れる。このため、出力トランスのコアが直流磁化され、磁気飽和によりトランスとしての機能が劣化するという課題がある。
一般に、前記課題に対して、コアサイズを大きくしたり、コアの材料として誘電率の低いものを使用するなどの対応が考えられるが、例えばコアサイズの増大による出力トランスの外形寸法が増加は、これをマイクロホンケース内に収容する都合上好ましくはない。したがって、前記出力トランスは小型で、磁気飽和し難い対応策の採用が求められる。

一方、前記した特許文献１に開示されたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路によると、電子管として５極管が用いられており、この５極管を用いた場合には、３極管を用いた場合に比較して、電力増幅率およびその内部インピーダンスが、それぞれ高いものとなる。
前記５極管を３極管接続して用いた場合には、内部インピーダンスを低下させることができるが、同時に増幅率も低下することになるため、前記した５極管を用いて増幅率は高い特性を維持しつつ、内部インピーダンスは低い特性を得ることができる回路構成の採用が望まれる。

この発明は、前記した技術的な要請に応えるためになされたものであり、一次側巻線にセンタータップを備えた出力トランスを用い、このセンタータップを利用して５極管をいわゆるＵＬ（ウルトラ・リニア）接続することで、増幅率を高く維持しつつ、内部インピーダンスは低い状態で動作させることを基本発想としている。
加えて、前記センタータップより一次側巻線の各端部に向かって、前記５極管のプレート電流および前記プレート電流と同等もしくはこれに近い値の直流電流をそれぞれ供給するように構成することで、出力トランスの直流磁化を阻止し得るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することを目的とするものである。

この発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路は、コンデンサマイクロホンユニットからの音声信号をインピーダンス変換する電子管と、一次側巻線の一端部が前記電子管のプレートに接続され、他端部が電流吸い込み用のシンク抵抗に接続されると共に、前記一次側巻線のセンタータップが前記電子管のスクリーングリッドに接続された出力トランスと、前記出力トランスの二次側巻線からインピーダンス変換された音声信号を平衡出力すると共に、前記二次側巻線の両端部に受けるファントム電源からの給電電流を、前記一次側巻線のセンタータップに供給するダイオードとを備えたことを特徴とする。

この場合、好ましい形態においては、前記二次側巻線にはセンタータップが形成され、前記ダイオードは二次側巻線のセンタータップと、一次側巻線のセンタータップとの間に接続された構成が採用される。

加えて、前記一次側巻線のセンタータップより前記電子管のプレートに供給される電流値と、前記一次側巻線のセンタータップより前記シンク抵抗に供給される電流値の差は、相対的に５％以内に設定されることが望ましい。
また、前記電流シンク抵抗に接続された一次側巻線の前記他端部には、交流接地するためのコンデンサが接続されていることが望ましい。

さらに好ましくは、前記二次側巻線の両端部に受けるファントム電源からの給電電流の一部を、スイッチト・キャパシタ型電圧コンバータによって所定の電圧に変換して、前記電子管のヒータ電圧とする構成が採用される。

この発明に係る前記したコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路によると、一次側巻線の一端部が前記電子管のプレートに接続され、センタータップが前記電子管のスクリーングリッドに接続されることで、電子管は実質的にＵＬ（ウルトラ・リニア）接続になされる。
これにより、電子管は高い電力増幅率を維持できると共に、その内部インピーダンスを下げることができるので、音声信号のダンピングファクターや歪み率等の改善に寄与することができる。

また、ファントム電源からの給電電流を、ダイオードを介して一次側巻線のセンタータップに対して供給する構成を採用したことで、センタータップに供給されるファントム電源からの給電電流（直流電流）は、真空管のプレートと電流シンク抵抗に対して、それぞれ振り分けられることになる。これにより、出力トランスの直流磁化を効果的に抑制することでき、コアサイズを大きくするなどの対策を施すことなく、直流磁化による音声信号への影響を効果的に抑制させたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することができる。

本発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路の回路構成図である。 従来のインピーダンス変換回路の一例を示した回路構成図である。

この発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路について、図１に示す実施形態に基づいて説明する。なお、以下に説明する図１においては、既に説明した図２に示した各部と同一の機能を果たす部分を同一の符号で示している。したがって、その詳細な説明は適宜省略する。

図１に示すように、この実施の形態においては、出力トランスＴ１として一次側巻線ＰｗにセンタータップＣｔ１を備え、また二次側巻線ＳｗにもセンタータップＣｔ２をそれぞれ備えたものが用いられる。
そして、二次側巻線ＳｗのセンタータップＣｔ２と、一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔ１との間に、定電流ダイオードＤ４が接続されている。

この構成により、端子ピンＰ２，Ｐ３を介して出力トランスＴ１の二次側巻線Ｓｗの各端部にそれぞれ供給されるファントム電源（４８Ｖ／供給抵抗６．８ＫΩ）からの供給電流は、二次側巻線ＳｗのセンタータップＣｔ２から、前記定電流ダイオードＤ４を介して、一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔ１に供給される。

一方、電子管（５極管）Ｖ１のプレートは、一次側巻線Ｐｗの一端部に接続されると共に、電子管Ｖ１のスクリーングリッドは、一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔ１に接続されている。そして、一次側巻線Ｐｗの他端部は、抵抗Ｒ６を介してグランド接続されており、さらに前記抵抗Ｒ６には交流接地のためのコンデンサＣ６が並列接続されている。
なお、交流接地のためのコンデンサＣ６は、一次側巻線Ｐｗの前記した他端部を交流的にグランドに固定するものとなる。

以上の回路構成によると、定電流ダイオードＤ４を介して一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔに供給されるファントム電源からの供給電流は、一次側巻線Ｐｗを介して電子管Ｖ１のプレートにＢ電源として供給される。また、一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔには、電子管Ｖ１のスクリーングリットが接続されており、前記電子管（５極管）Ｖ１は、プレートに生成される音声信号を前記スクリーングリッドに帰還させて実質的にＵＬ（ウルトラ・リニア）接続になされている。

これにより、電子管Ｖ１はＵＬ接続の特質として、５極管の持つ比較的高い電力増幅率を維持しつつ、３極管の特性としての内部インピーダンスを下げることに寄与することができ、結果として音声信号のダンピングファクターや低域特性の改善、さらには歪み率の改善等に寄与できるものとなる。
そして、インピーダンス変換された音声信号は、出力トランスＴ１の二次側巻線Ｓｗの両端部に接続された端子ピンＰ２（ホット側出力）および端子ピンＰ３（コールド側出力）に、平衡出力信号としてもたらされ、これは図１に示した例と同様である。

出力トランスＴ１における一次側巻線Ｐｗの前記した他端部とグランドとの間に接続された前記抵抗Ｒ６は、一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔ１に供給されるファントム電源からの供給電流の一部を、グランド側に吸い込むシンク（sink）抵抗としての機能を果たすものとなる。

したがって、このシンク抵抗Ｒ６の値を選定することで、一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔ１から、電子管Ｖ１のプレートに供給される電流値（プレート電流Ｉｐ）と、センタータップＣｔ１からシンク抵抗Ｒ６側に流れる電流値（吸い込み電流Ｉｓ）とがほぼ等しくなるように調整することができる。これにより、出力トランスＴ１のコアを通る磁束は互いに打ち消し合い、コアの直流磁化を防止することができる。

なお、コアの直流磁化を打ち消すためには、前記プレート電流Ｉｐと、吸い込み電流Ｉｓの各電流値は等しいことが理想的であるが、電流Ｉｐと電流Ｉｓの各電流値の差が相対的に５％以内であれば、実質的にコアの直流磁化を防止することができる。

一方、この実施の形態における出力トランスＴ１のセンタータップＣｔ２には、Ａ電源生成回路１０が接続されており、センタータップＣｔ２に接続された定電流ダイオードＤ５とツェナーダイオードＺＤにより定電圧生成回路を構成している。
そして、定電流ダイオードＤ５とツェナーダイオードＺＤにより、第１段目の電圧コンバータＩＣ１の５番ピンに対する入力電圧を１０Ｖとし、入力電流が１．２５ｍＡとなるように設定されている。これにより、図２に示した例と同様に、最終的の第３段目の電圧コンバータＩＣ３からは、電子管Ｖ１のヒータに対して１．２５Ｖ，１０ｍＡのＡ電源が供給されることになる。

なお、この実施の形態においては、二次側巻線ＳｗにセンタータップＣｔ２を備えた出力トランスＴ１を用い、このセンタータップＣｔ２よりファントム電源からの供給電流を得るようにしている。
しかし、二次側巻線ＳｗにセンタータップＣｔ２が存在しない出力トランスＴ１を用いることも可能であり、この場合には図２に示したように出力コネクタの端子ピンＰ２，Ｐ３にそれぞれ定電流ダイオードのアノードを接続し、各カソードを一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔ１に接続する構成を採用することができる。

そして、Ａ電源生成回路１０には、一次側巻線ＰｗのセンタータップＣｔ１より動作電流を供給する手段、もしくはさらに２つの定電流ダイオードを用意して、端子ピンＰ２，Ｐ３からＡ電源生成回路１０の動作電流を得る手段を採用することができる。

以上のとおり、この発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路によると、電子管をＵＬ接続したことにより、高い電力増幅率を維持しつつ内部インピーダンスを低い状態で動作させることできる。したがって、音声信号のダンピングファクターや歪み率等の改善等に寄与することができる。
また、ファントム電源からの給電電流を、一次側巻線のセンタータップに対して供給し、一次側巻線の各端部より電子管のプレートならびに電流吸い込み用のシンク抵抗に対して直流電流をそれぞれ振り分けて供給するように構成したので、出力トランスの直流磁化を効果的に抑制することできるコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することができる。

さらに、ファントム電源から供給される電流の一部をスイッチト・キャパシタ型電圧コンバータによって、前記電子管のヒータ電圧を得るように構成することで、電子管専用の電源を必要とせずに、ファントム電源によって動作し得る電子管によるコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することができる。

Ｃ１ 帰還コンデンサ
Ｃ３〜Ｃ５ チャージポンプコンデンサ
Ｃ６ 交流接地コンデンサ
Ｃｔ１ 一次側センタータップ
Ｃｔ２ 二次側センタータップ
Ｄ４，Ｄ５ 定電流ダイオード
ＩＣ１〜ＩＣ３ 電圧コンバータ
ＭＣ コンデンサマイクロホンユニット
Ｐ１ 端子ピン（グランド）
Ｐ２ 端子ピン（ホット側）
Ｐ３ 端子ピン（コールド側）
Ｐｗ 一次側巻線
Ｒ１ バイアス用抵抗
Ｒ６ 電流シンク抵抗
Ｓｗ 二次側巻線
Ｔ１ 出力トランス
Ｖ１ 電子管（５極管）
ＺＤ ツェナーダイオード
１０ Ａ電源生成回路

Claims (4)

1. コンデンサマイクロホンユニットからの音声信号をインピーダンス変換する電子管と、
   一次側巻線の一端部が前記電子管のプレートに接続され、前記一次側巻線の他端部が電流吸い込み用のシンク抵抗に接続されると共に、前記一次側巻線のセンタータップが前記電子管のスクリーングリッドに接続された出力トランスと、
   前記出力トランスの二次側巻線からインピーダンス変換された音声信号を平衡出力すると共に、前記二次側巻線の両端部に受けるファントム電源からの給電電流を、前記一次側巻線のセンタータップに供給するダイオードと、
   を有してなり、
   前記二次側巻線にはセンタータップが形成され、
   前記ダイオードは、前記二次側巻線のセンタータップと、前記一次側巻線のセンタータップと、の間に接続されている、
   ことを特徴とするコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
2. 前記一次側巻線のセンタータップより前記電子管のプレートに供給される電流値と、前記一次側巻線のセンタータップより前記電流シンク抵抗に供給される電流値と、の差は、相対的に５％以内である、
   請求項１に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
3. 前記電流シンク抵抗が接続された一次側巻線の前記他端部には、交流接地するためのコンデンサが接続されている、
   請求項１または請求項２に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
4. 前記二次側巻線の両端部に受けるファントム電源からの給電電流の一部を、スイッチト・キャパシタ型電圧コンバータによって所定の電圧に変換して、前記電子管のヒータ電圧を得る、
   請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
   

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