JP2006522521A

JP2006522521A - 信号処理装置及び方法

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Publication number: JP2006522521A
Application number: JP2006506063A
Authority: JP
Inventors: マイケルディーン; ポールニコラスフレッチャー; アンドリューロバートニックス; モハマッドカムリーアブダルアジズ
Original assignee: Qinetiq Ltd
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 2003-04-01
Filing date: 2004-03-31
Publication date: 2006-09-28
Anticipated expiration: 2024-03-31
Also published as: EP1609265B1; WO2004088908A1; US7782981B2; GB0307471D0; US20080049862A1; ATE471003T1; JP4505673B2; DE602004027610D1; EP1609265A1

Abstract

本発明の第一の側面により、複数の遠隔送信手段から実質的に同時に送信された複数の符号を示す複合信号を受信するように準備された複数の受信手段、及び、条件付き列挙形式の枠内で、前記複合信号内に含まれる最も見込まれる各符号を反復して復号するように準備された処理手段、を備える信号処理装置が提供される。

Description

本発明は、信号処理装置、及び信号処理の方法に関するものである。特に、それに限られるわけではないが、本発明は、多重入力多重出力(MIMO)アンテナアーキテクチャ内での使用のための信号処理装置、及び信号処理の方法に関するものである。

現行の反復処理手法は、単一入力単一出力(SISO)システムにおいて、単一アンテナ送受信機間のリンクについて、シャノンのデータ容量限界に近い無線電気通信データ伝送率を可能にする。シャノンのデータ容量限界は以下で与えられる：
C = W log₂(1 + S/N) bit/s
ここで、Cはチャネル容量、WはHzでのチャネル帯域幅、S/Nは信号対雑音電力比である。

空間多重化の概念は、複数の送信及び受信アンテナを用いるとき、非常に大きいデータ伝送率の実現を可能にする。所定の、受信アンテナ、又は全送信電力当たりの平均信号対雑音比(SNR)において、理論上のMIMO容量は、送信又は受信アンテナの数とともに線形に増加し、どちらの場合も、高いSNR値において、より小さくなる。それゆえ、例えば、四又はそれ以上の送信アンテナ(Tx)及び四又はそれ以上の受信アンテナ(Rx)、又はそれ以上の大きいMIMO構成で、システムを実装することが望ましい。高い空間効率で、高信頼のデータの伝送を提供するために、これらの大きいMIMO構成は、典型的には反復処理と一体化され、反復復号と組み合わされる、そのような従来技術のMIMOアーキテクチャの例を図1に示す。

大きいMIMOアーキテクチャに関連する一つの問題は、MIMOアーキテクチャの受信側の反復デコーダのフロントエンドでの対数尤度比(LLR)の計算の実行により、それらに課される高い計算負荷である。これは、あらゆる送信アンテナ全体にわたって、可能性のある全ての候補符号を説明しなければならないLLRの計算ためである。これらの計算は、全符号の確率を合計して、ビットLLR値を獲得することにより、周辺確率を獲得することを必要とする。これらの計算の数は、送信アンテナの数、及び変調レベルとともに、指数関数的に増大する。LLR値を得るために実行されなければならない計算の数は、毎秒数千、数万、又はさらには数百万に達する、とすることができるであろう。

本発明の第一の側面により、複数の遠隔送信手段から実質的に同時に送信された複数の符号を示す複合信号を受信するように準備された複数の受信手段、及び、条件付き列挙形式で、前記複合信号内に含まれる最も見込まれる各符号を反復して復号するように準備された処理手段、を備える信号処理装置が提供される。

条件付き列挙形式での使用における、列挙制約条件を定めるように、処理手段を準備することができる。

そのような装置における列挙制約条件の使用は、従来技術の仕組みと比較されたとき、ビットストリームを特定するのに必要な計算負荷を軽減する。これは、他のアプリケーションのために、処理能力を使える状態にするか、又は、計算の軽減、及び/又はこのビットストリームを特定することにおいて、電力のより安価なプロセッサを使用することを可能にする。計算負荷の軽減はまた、プロセッサを従来技術の装置ほど頻繁に作動させる必要がないので、携帯用装置の電池寿命を増大させる。

処理手段は、チャネル利得行列に対してQR分解を実施するように準備されることができる。列挙制約条件は、見込まれる符号を列挙するR行列内の項の数とすることができる。これは、チャネル利得行列全体を使うのではなく、符号列挙のための、R行列内の小さな領域を確立し、従って、可能性のある候補の符号のリストのサイズを限定する。列挙制約条件は、定次元であるとすることができる。

処理手段は、可能性のある各符号について、全ての符号条件付き確率全体にわたって列挙することにより、最も見込まれる符号を特定するように準備されることができる。

処理手段は、符号条件付き確率を、ビットレベル、又は符号レベルの対数尤度比(LLR)に変換するように準備されることができる。

本装置は、並列のビットレベルのLLRを、LLRの単一ストリームに変換するように準備された、並列から直列への変換手段を含むことができる。

本装置は、LLRの単一ストリームから、ビットレベルのLLRをインターリーブ分離するように準備されたインターリーブ分離手段を含むことができる。これは、独立送信ビットの仮定を利用するので、データチャネルの性能を高める。

本装置は、単一ビットのLLRを復号する反復柔軟入力柔軟出力(SISO)を利用して、符号を特定するように準備された復号手段を含むことができる。SISO復号化は、帰納的最大確率(MAP)手法とすることができる、あるいは、低密度パリティチェック(LDPC)手法とすることができる。

復号手段は、反復列挙ステップに含有するため、符号又はビット確率をプロセッサに送るように準備されることができる。

本装置は、復号手段からの柔軟な出力に基づいて、符号を特定するように準備された強固決定装置を含むことができる。

本発明の第二の側面により、以下のステップを含む、MIMOシステムにおける信号処理の方法が提供される。
i)複数の符号を示す複合信号を受信する。
ii)前記複合信号についてのチャネル利得行列に対して、QR分解を実施する。
iii)列挙制約条件を定める。
iv)前記列挙制約条件を使って、前記複合信号内に含まれる複数の符号のうちの一つについて、可能性のある条件付き確率を計算する。
v)前記条件付き確率の計算動作の中の、直前のステップiv)の反復で特定された一つの符号について、最も見込まれる符号を組み入れて、前記ステップiv)を繰り返す。

本方法は、前記列挙制約条件をセットして、可能性のある送信アンテナのサブセットを包含すること、を含むができる。

本方法は、例えば、R行列内の列挙部分行列のような、R行列内の要素の数として、前記列挙制約条件を定めることを含むことができる。

本方法は、所定の送信アンテナによって送信された前記最も見込まれる符号を特定するために、符号条件付き確率を計算することを含むことができる。本方法は、符号条件付き確率を、ビットレベルの対数尤度比(LLR)に変換することを含むことができる。本方法は、所定の伝送チャネルによって受信された前記最も見込まれる符号を特定するために、符号条件付き確率を計算することを含むことができる。

本方法は、ビットレベルLLRの複数の並列ストリームを、ビットレベルLLRの直列ストリームに変換することを含むことができる。

本方法は、前記ビットレベルLLRの直列ストリームから、ビットレベルLLRをインターリーブ分離すること、を含むことができる。

本方法は、典型的には、例えば帰納的最大確率(MAP)手法、又は低密度パリティチェック手法のような柔軟入力柔軟出力(SISO)手法を使って、単一ビットLLRを復号すること、を含むことができる。

本方法は、前記復号ステップからの柔軟な出力に基づいて、受信符号の強固な特定をすること、を含むことができる。

本発明の第三の側面により、以下のステップを含む、MIMOアークテクチャ内の信号プロセッサの計算負荷を軽減する方法が提供される。
i)n固の受信機要素のセットの各々からの空間ダイバーシチを持つ複合入力信号を受信する。
ii)各送信要素と受信要素との間のチャネル利得を示す値から、n×mチャネル行列を構成する。
iii)前記チャネル行列に対してQR分解を実施して、上方三角R行列、及び、ユニタリQ行列を形成する。
iv)前記三角行列の条件付きデータサブセットを使って、所定の符号が所定の送信機から送信された確率を列挙して、特定する。及び、
v)更なる確率計算を実施するのに必要な列挙数を減らすように、可能性のあるどの符号が、送信されたと最も見込まれる符号であるかについて、強固な決定をする。

本方法は、最適ではなく特定された符号値を使って、最終確定符号値を生成すること、を含むことができる。

本方法は、前記最も見込まれる特定された符号を使って、最終確定符号値を生成すること、を含むことができる。

本発明の第四の側面により、本発明の前記第二又は第三の側面のいずれかの方法を処理装置に実施させるための命令を有する、コンピュータ読み取り可能媒体が提供される。

ここで、添付図面を参照して、例としてのみ、本発明を説明する。

(詳細な説明)
ここで図1を参照すると、典型的なMIMOアーキテクチャ100が、送信デバイス102、及び受信デバイス104を備える。

送信デバイス102は、エンコーダ105、インターリーバ106、直列並列コンバータ108、及びマッピング器110a-dを備え、各マッピング器110a-dは、対応する送信アンテナ112a-dを持つ。

エンコーダ105のチャネルは、例えば、並列連結重畳コード(PCCC)、直列重畳コード(SCC)、及び低密度パリティチェック(LDPC)を使って、原始データを符号化する。チャネル符号化された原始データは、次に、インターリーバによってインターリーブされ、直列並列コンバータ108において、m個の並列した独立データストリームに分割され、この例では4つのデータストリームに分割される。4つの並列した独立データストリームは、典型的には、マッピング器110a-dによるグレイコード配列マッピングにより、多数のビットを持つ複合信号に変換される。従って、この送信方式は、ビットインターリーブ符号化変調(BICM)を組み入れる。個々の複合符号は、送信アンテナ112a-dの各々により、同時に送信される。

送信信号は、典型的には、静止又は可動とすることのできる複数のランダムに配置された散乱物を含む高散乱環境において、独立複合ガウス分布チャネルを横切って、受信デバイス104に渡る。

受信デバイス104は、この例では4つであるが、それ以上又は以下ともすることのできるn個の受信アンテナ114a-d、チャネル状態情報(CSI)推定器116a-d、及びマッピング解除器118を備える。受信デバイスはまた、並列直列コンバータ120、インターリーブ分離器122、及びデコーダ123を含む。

各受信アンテナは、MIMOチャネルを介して、送信アンテナから同時に送信された全ての符号を受信する。従って、受信アンテナ114a-dの各々は、送信符号の各々の重畳重み付き成分を含む複合信号を受信する。符号の各々の具体的な重み付けは、所定の送信アンテナと所定の受信アンテナとの間のチャネルについてのチャネル利得値で与えられる。

所定の各送信アンテナと各受信アンテナとの間の個々のチャネルが異なる場合には、各受信アンテナは、異なる複合信号を受信するであろう。それが、符号の特定を実現することを可能にする、受信時のこの空間ダイバーシチである。

何の符号がチャネルを横切って送信されたか、を特定するために、従来技術のシステムは、他の送信符号を排除することにより、所定の符号が所定の送信アンテナから送信された確率を特定する。

16-QAM(直交振幅変調)符号、すなわち、可能性のある16個の符号のセットからの符号を送信する、4つの受信アンテナに対して4つの送信アンテナのMIMOシステムの場合を考える。送信された符号のうちの3つを排除するために、以下に示すように、3つの送信符号の各々について、可能性のある16の符号値のセットをくまなく循環させなければならない。固有の値S_pである送信符号C_jの周辺確率を特定するために、これは、16³の確率計算を実施する必要がある。可能性のある16個の符号値の各々を持つ所定の符号について、この処理が繰り返され、16⁴の確率計算の全計算負荷につながるはずである。

P(C_j=1=S₁)は、送信アンテナ1から送信された符号S₁の確率と関連しているだけであり、システムの他の3つのアンテナから送信された符号とは関係ない。

受信された符号Sの確率を計算するために、他の3つの送信符号からの寄与の確率を排除しなければならない。C₁=S₁を保持しながら、他の3つの送信符号の、可能性のある全ての組み合わせの確率を合計することにより、これを実現する。
P[Y₁,Y₂,Y₃,Y₄|S₁,S₁,S₁,S₁]

・
P[Y₁,Y₂,Y₃,Y₄|S₁,S₁,S₁,S₁₆]
P[Y₁,Y₂,Y₃,Y₄|S₁,S₁,S₂,S₁]
・
・
P[Y₁,Y₂,Y₃,Y₄|S₁,S₁₆,S₁₆,S₁₆]

ここで、全ての符号確率を計算するために、これを繰り返して、C₁=S₂〜S₁₆について周辺確率を計算しなければならない。SISOは、ビットレベルLLR値で作動し、そのため、符号確率からビットレベルLLR値への変換が必要とされる。

単一ビットについてのLLR計算の例は、以下のようになる。
単一ビットについて、

ここで、Pr(b_l=1)は、所定のビットb_lが値1を持つ確率である。Pr(b_l=0)は、所定のビットb_lが値0を持つ確率である。
従って、 Pr(b_l=1)=1 かつ Pr(b_l=0)=0 のとき、LLR(b_l)→＋∞
同様に、 Pr(b_l=1)=0 かつ Pr(b_l=0)=1 のとき、LLR(b_l)→−∞
および、 Pr(b_l=1) = Pr(b_l=0) = 1/2 のとき、LLR(b_l)→0

符号についての一般的な場合として、 l≦j≦m かつ S_P∈{S₁,S₂,_…,S_2Mc} のとき、所定のアンテナj^thから送信された符号が、所定の送信アンテナjにおける送信符号のセットCのうちの一つである確率である。全ての他の送信アンテナからの送信符号の全ての可能な組み合わせ全体にわたって総計された、送信符号を条件とする条件付き確率の和は、以下で与えられる。

C₂、C₃、及びC₄について、この処理全体が繰り返されて、受信符号の特定のための非常に多大な計算の処理につながるはずである。

符号語C₁,C₂,C₃,C₄が特定されると、それらの各々が何のビット列に対応するかを特定するために、それら符号語C₁,C₂,C₃,C₄を、典型的には参照表であるコードブック内の符号語と比較し、このビット列が受信装置から出力される。

しかしながら、16QAMの場合を考えて、16QAMにおいて可能性のある全ての16個の符号(S1-S16)から成る、理想化された受信符号語の配置図を図1aに示す。符号S7が送信された強固な決定システムの場合、例えば、受信機内のジョンソンノイズ、又はショットノイズのようなシステムノイズが、受信信号を、符号S7に対応する配置縦座標から、例えば符号S3に対応する縦座標に向けてそらすことができる。そのような逸脱が小さい時は、送信符号がS7であるという正しい強固決定が成される。しかしながら、そのような逸脱が充分大きい時、送信符号が符号S7ではなく符号S3である、という誤った強固決定が成される。これは、この場合、配置図内で符号S7よりも符号S3の近くにある受信符号で示されるように、送信符号がS7である確率よりも、S3である確率のほうが高いためである。このような誤った符合の特定は、明らかに、受信装置からのビットストリーム出力内にエラーをもたらす。

しかしながら、柔軟決定システムの場合、計算されたより高い周辺確率に基づいて、依然として誤った符号語を特定することができ、その特定された符号語は、出力ビットへの変換の前に、妥当な符号語の列と比較される。この比較は、不当な符号語列を検査することを可能にし、及び、出力ビットレベルのデータストリームへの変換の前に、エラーを訂正することを可能にする。

物理的には、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネルは独立であるので、各受信アンテナは、所定の送信アンテナから受信された符号について、独立した、ひずんだ符号配列を持つであろう、これについては、例えば図1bを参照せよ。例えば、ショットノイズ及びジョンソンノイズのような付加白色ガウス雑音の影響は、時間によって変化するランダムな受信信号(S₁-S₁₆)の位置の変動を、配列内の理想的な符号の位置から離す。ガウス雑音の関数は、分布の中間値が平均値であり、従って、時間によって変化する受信信号の配列内での平均位置は、送信符号の実際の位置である。このノイズの更なる特徴は、その中間点について対称であり、また、受信アンテナとは無関係である、ということである。

受信符号の逸脱をその理想的な配列位置から離す統計的処理、すなわち付加ガウス白色ノイズは、互いに独立しているので、信号の所定のセットが全ての受信アンテナ全体にわたって送信及び受信される結合確率を与えるために、所定の信号が所定の送信アンテナから送信され、受信アンテナで受信される確率を掛け合わせることができ、それは以下のようである。

現行の手法を使うと、Cの如何なる変動も、各受信アンテナにおける平均受信符号の変化をもたらすので、まだ、各受信機について、Cの可能性のある全ての16⁴個の値をくまなく列挙しなければならない。

ここで、図2及び3を参照すると、本発明の少なくとも一側面である、MIMOアーキテクチャ200は、送信デバイス202、及び受信デバイス204を備える。送信デバイス202は、図1に関して説明されたものと実質的に同様であり、同じ部品には、200番台シリーズの同じ参照番号が与えられる。

典型的には、送信デバイス202から送信された信号が、高散乱伝送環境215をわたって伝送され、それは、受信デバイス204で受信される信号に、受信時の空間ダイバーシチを持導入する。

受信デバイス204は、四つ一組の受信アンテナ214a-d、チャネル状態情報(CSI)推定器216a-d、結合連結検出器-デコーダ218、及び強固決定デバイス220、スライサを備える。

受信アンテナ214a-dは、送信アンテナ212a-dから送信された信号を受信するように準備される。信号は、連結検出器-デコーダ装置218に送られ、そこでは、以下で説明するように、普通、対数尤度比(LLR)の形で統計量を計算して、特定の符号がデータストリーム内の所定の点にある尤度を生み出す。その統計量は、強固決定デバイス220に送られ、そこで、可能性のある送信符号のセットからのどの符号がデータストリーム内に存在するか、について強固な決定をするように処理される。

連結検出器-デコーダ装置218は、受信アンテナ214a-dから入力を受け取り、またCSI推定器216a-dからチャネル状態情報(CSI)222を受け取るQR分解装置221、符号確率プロセッサ224、符号からビットLLRへのコンバータ225、並列直列コンバータ226、インターリーブ分離器228、及びSISOデコーダ230を備える。

QR分解装置221の動作を、以下に早速説明する。
4つの送信アンテナ、4つの受信アンテナのシステムの場合、MIMOデータチャネルは以下で表すことができる：
Y = HC + η
ここで、

ここで、Y₁、Y₂、Y₃及びY₄は、4つの受信アンテナで受信された複合信号内の受信信号である。

一般的な場合、l≦i≦n かつ nが受信アンテナの数であるとき、Y_iは、受信アンテナiでの受信信号である。

CはmM_Cビットの行列で構成され、ここで、mは送信アンテナの数、M_Cはシンボル当たりのビット数である。例えば、16直交振幅変調(16-QAM)の場合、M_C=4である。

4送信機16-QAMの場合の行列Cは、以下のCで与えられる。

C = map (b) = [C₁,C_2………C_M]
C₁〜C_Mは送信符号である。

ηは、ゼロ平均、及び次元あたりの分散σ²を持つガウス分布から取られた複合付加白色ガウスノイズ(AWGN)のサンプルの列ベクトルであり、かつ、一般的な熱雑音及び構成要素雑音の両方の、システム内のノイズを表す関数である。

チャネル利得行列Hは、直交行列Q、及び上位三角構成を持つ行列Rで説明することができ、完全階数行列であるチャネル利得行列となりやすく、それゆえ、チャネル内に充分なダイバーシチが存在する。このようなチャネル利得行列の表現は、チャネル利得行列のQR分解と呼ばれる。

Qは直交行列 Q^T Q = I 従って、Q^T = Q^-1 であるので、
Q^-1 H = R
Y = HC + η
= QRC + η
それゆえ、 Q^-1Y = RC + Q^-1η
Q^-1及びRの両方とも固定されており、Rの左下側は0であるので、Rは、Hと比べると、より少ない非ゼロの要素を持つ。

ノイズベクトルの統計量ηは、円対称であるため、Q^-1の変換を受けても不変である、ということに注目すべきである。

一般的な場合において、送信符号値に関して成された前の如何なる決定を説明するときも、排除された条件付き符号確率は以下で与えられる。

ここで、制約条件E_Cは、ベクトルCを

に限定しており、 E_c≦x≦m である。
分子の第三項である

は、前に成された符号決定に基づく干渉相殺を表すので、

に基づく、

についての初期決定には含まれない。

は、Yがηによって分散されるのと同様に、

によって分散されるので、Yは以下のように表すころができる。

上記よりわかるように、

は、行列要素R₄₄にのみ依存している。従って、上記配列を使って、16QAMの場合、C₄の値についての16個の可能性のみをくまなく列挙することにより、最も見込まれる符号S_pを特定することができる。これは、理論的には可能であるとはいえ、信号対雑音比が非常に高い時、許容できるだけであろう。これは、この場合R₄₄で表される、特定のチャネル利得の平均値が小さい場合には、チャネルを混乱させることにおけるノイズの影響が重大であるからである。

列挙された3つの全てのチャネル利得がノイズに影響されるほど充分小さい可能性を低減するように、その列挙されたチャネル内に充分なダイバーシチが存在することを確実にするために、例えば

及び

のような2つのチャネルにわたって、可能性のある符号をくまなく列挙することが普通である。上で説明した例では、C₁及びC₂は、C₃及びC₄を特定する必要がないので、この配列は、送信符号を特定する複雑さを軽減する。

ここで図4aを参照すると、以下に示す例では、4つの送信アンテナ m、及び4つの受信アンテナ n、及びその2つの列挙制約条件401 E_cが存在すると仮定される、すなわち、如何なる一度の特定においても、2つの符号しか考慮されない。

この計算が、もっぱら送信及び受信アンテナ3及び4に依存しているとき、ガウス雑音を含む条件付き符号確率は以下で与えられる。

ここで、図4aに示すように、Cは

に限定され、行列Rの右上側は、図4aで正方形402で表されたチャネル情報値を含み、左下側は、行列の値であるnull、ゼロ404を表している。

最も高い条件付き確率を持つ符号は、送信アンテナ4から送信された推定送信符号として、符号確率プロセッサ224によって選択され、以下で与えられる。

C₁、C₂を考慮から排除することにより、結合確率計算は、事実上、以下に簡単化される。

C₄がS_nと特定されると、これは、単に、後続の計算の平均値に影響を及ぼすだけであるので、全ての後続の計算において、この値を固定することができる：

代替の計算方式では、Rの第4列をS_nで乗算し、

から引き、それにより、前に特定された影響を

から取り除く。

C₄=S_nに固定することの影響を図4bに示し、ここでは、如何なる所定の符号が送信機3から送信された周辺条件付き確率も、以下により計算される：

ここからわかるように、この条件付き符号確率の計算は、

について成された前の符号推定を考慮に入れ、この計算では、送信及び受信アンテナ2及び3を考える。分子の第三項は、図4bで塗りつぶされた正方形406で示された、送信アンテナ4からの干渉を相殺する。

ここで、上記で説明したようなアンテナ4から送信された符号について成されたのと同様な手法で、最も送信されたと思われる符号の条件付き確率に基づいて、送信アンテナ3から送信された符号について、柔軟決定

が成される。

ここで、図4cを参照すると、送信アンテナ1及び2により受信アンテナ1及び2へ送信された符号の条件付き確率が、計算される。

ベクトル

を使って、これらの条件付き確率を表す。分子の第三項は、図4cで塗りつぶされた正方形406で示す、アンテナ3及び4からの干渉の影響を相殺する。

再び、送信符号を、計算された最も大きい周辺条件付き確率を持つ符号である、と推定する。

その推定された符号確率は、以下によって、符号からビットLLRへのコンバータ225において、条件付きビット確率に変換される。

ここで、16-QAMの場合：
b₃b₂b₁b₀
P(C₁) = P(0000)
P(C₂) = P(0001)
P(C₃) = P(0010)
P(C₄) = P(0011)
P(C₅) = P(0100)
P(C₆) = P(0101)
P(C₇) = P(0110)
P(C₈) = P(0111)
P(C₉) = P(1000)
P(C₁₀) = P(1001)
P(C₁₁) = P(1010)
P(C₁₂) = P(1011)
P(C₁₃) = P(1100)
P(C₁₄) = P(1101)
P(C₁₅) = P(1110)
P(C₁₆) = P(1111)
従って、
P(b₀=0)=P(C₁)+ P(C₃)+ P(C₅)+ P(C₇)+ P(C₉)+ P(C₁₁)+ P(C₁₃)+ P(C₁₅)
P(b₀=1)=P(C₂)+ P(C₄)+ P(C₆)+ P(C₈)+ P(C₁₀)+ P(C₁₂)+ P(C₁₄)+ P(C₁₆)
P(b₁=0)=P(C₁)+ P(C₂)+ P(C₅)+ P(C₆)+ P(C₉)+ P(C₁₀)+ P(C₁₃)+ P(C₁₄)
P(b₁=1)=P(C₃)+ P(C₄)+ P(C₇)+ P(C₈)+ P(C₁₁)+ P(C₁₂)+ P(C₁₅)+ P(C₁₆)
P(b₂=0)=P(C₁)+ P(C₂)+ P(C₃)+ P(C₄)+ P(C₉)+ P(C₁₀)+ P(C₁₁)+ P(C₁₂)
P(b₂=1)=P(C₅)+ P(C₆)+ P(C₇)+ P(C₈)+ P(C₁₃)+ P(C₁₄)+ P(C₁₅)+ P(C₁₆)
P(b₃=0)=P(C₁)+ P(C₂)+ P(C₃)+ P(C₄)+ P(C₅)+ P(C₆)+ P(C₇)+ P(C₈)
P(b₃=1)=P(C₉)+ P(C₁₀)+ P(C₁₁)+ P(C₁₂)+ P(C₁₃)+ P(C₁₄)+ P(C₁₅)+ P(C₁₆)

従って、ビットレベル対数尤度比(LLR)を、自然対数で与えることができる。

ビットレベルLLRは、並列直列コンバータ226に送り込まれ、そこで、単一ストリームに変換され、次に、その送信機におけるインターリーバ206の影響を取り除くインターリーブ分離器208に送られる。

デコーダ230のマップは、帰納的最大確率(MAP)、又は低密度パリティチェック(LDPC)アルゴリズムを含むような柔軟入力柔軟出力(SISO)アルゴリズムの使用により、ビットレベルLLRのストリームを、柔軟な出力として反復して復号する。

任意で、各反復において、デコーダ230から獲得された情報は、条件付き確率計算内にフィードバックされ、典型的には、これは符号確率情報である。この情報は、以下により、獲得された情報の正確さを高める先験的情報として扱われる。

10程度のいくらかの反復が、従来技術のシステム以上の性能の改善をもたらすことが示された後、最終的な強固な決定的なビット決定は、デコーダ230からの柔軟な出力値に基づいている。

上記で詳述した方法は、以下の帰納的最大確率の基準を使って、どの符号が最も送信されたと考えられるか、推定する。

ここで図5を参照すると、MIMOシステムにおける信号処理の方法は、チャネル利得行列のQR分解を定めること、及び、その行列に対して列挙制約条件をセットすることを含む(ステップ500)。その列挙制約条件を使って、条件付き符号確率を、R行列の所望のブロック全体にわたって列挙することにより、計算する(ステップ502)。そのR行列の所望ブロック内での最も高い条件付き符号確率を持つ符号の影響は相殺され(ステップ504)、及び各列挙ブロックについて相殺プロセスを繰り返して、R行列を横断する(ステップ506)。

上記で説明した装置及び方法は、計算の複雑さに対して受信時のダイバーシチを交換することにより、符号特定の計算の複雑さを低減する。

MAP基準を使って、この手法のように決定を成すことは、列挙制約条件E_Cで与えられる、符号推定におけるダイバーシチ状態の保持を提供する。

制約条件E_Cは、チャネル行列全体を使うのではなく、符号列挙のためのより小さい領域を確立する。より大きい領域は、可能性のある符号候補のより大きいリストをもたらす。行列が横断されたのと等しいサイズの領域内に、計算の複雑さが維持される。列挙はさらに、利用される変調モードと関係があり、以下で与えられる。

本手法は柔軟なLLR計算を提供し、これは、MIMOアーキテクチャで使用される送信アンテナの数に制限されないが、受信機における送信アンテナの所定のサブセットに基づいている。この計算方式内でのフィードバックの使用は、検出及び復号をばらばらにしない、計算方式の改善という結果になる。検出の如何なる改善も復号結果の改善をもたらす、またその逆もあるので、これは重要である。

従来技術のMIMOアーキテクチャの概略表示である。 16QAMにおける理想化された配置図の表示である。複雑なチャネル利得を持つ、送信機と受信機との間の16QAMにおける配置図の表示である。本発明の側面による、MIMOアーキテクチャの実施形態の概略表示である。図2の接合検出-復号装置の構成部品の概略表示である。 4つの送信アンテナ、4つの受信アンテナのMIMOアーキテクチャの、送信アンテナ3及び4から送信された可能性のある符号全体にわたる列挙の初期ステップの概略表示である。前記4つの送信アンテナ、4つの受信アンテナのMIMOアーキテクチャの、送信アンテナ2及び3から送信された可能性のある符号全体にわたる、図4(a)のステップに続く列挙のステップの概略表示である。前記4つの送信アンテナ、4つの受信アンテナのMIMOアークテクチャの、送信アンテナ1及び2から送信された可能性のある符号全体にわたる、列挙の最終ステップの概略表示である。本発明の側面による、信号処理の方法を詳述したフローチャートである。

Claims

複数の遠隔送信手段から実質的に同時に送信された複数の符号を示す複合信号、を受信するように準備された複数の受信手段、及び、
条件付き列挙形式の枠内で、前記複合信号内に含まれる最も見込まれる各符号を、反復して復号するように準備された処理手段、
を備えることを特徴とする信号処理装置。
前記処理手段が、前記条件付き列挙形式での使用のための列挙制約条件を定めるように準備された、
ことを特徴とする請求項1に記載の装置。
前記処理手段が、チャネル利得行列に対してQR分解を実施するように準備された、
ことを特徴とする請求項1又は2のいずれかに記載の装置。
前記列挙制約条件が、見込まれる符号を列挙したR行列内の項の数である、
ことを特徴とする請求項3に記載の装置。
前記処理手段が、可能性のある各符号についての全ての符号条件付き確率全体にわたって列挙することにより、前記最も見込まれる符号を特定するように準備された、
ことを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の装置。
前記処理手段が、符号条件付き確率を、ビットレベルの対数尤度比(LLR)に変換するように準備された、
ことを特徴とする請求項5に記載の装置。
並列のビットレベルのLLRをLLRの単一ストリームに変換するように準備された並列直列変換手段、
を含むことを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の装置。
前記LLRの単一ストリームから、ビットレベルのLLRをインターリーブ分離するように準備されたインターリーブ分離手段、
を含むことを特徴とする請求項7に記載の装置。
単一ビットLLRへの反復柔軟入力柔軟出力(SISO)復号を適用して、符号を特定するように準備された復号手段、
を含むことを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の装置。
前記復号手段が、反復列挙ステップに包含するために、符号確率をプロセッサに送るように準備された、
ことを特徴とする請求項9に記載の装置。
前記復号手段からの柔軟な出力に基づいて、符号を特定するように準備された強固決定装置、
を含むことを特徴とする請求項9又は10のいずれかに記載の装置。
i)複数の符号を示す複合信号を受信し、
ii)前記複合信号についてのチャネル利得行列に対して、QR分解を実施し、
iii)列挙制約条件を定め、
iv)前記列挙制約条件を使って、前記複合信号内に含まれる前記複数の符号のうちの一つについて、可能性のある条件付き確率を計算し、及び
v)前記条件付き確率の計算動作の中の、前記ステップiv)の直前の反復で特定された前記一つの符号について最も見込まれる符号を組み入れて、ステップiv)を反復する
ステップを含むことを特徴とする、MIMOシステムにおける信号処理の方法。
前記列挙制約条件をセットして、可能性のある送信アンテナのサブセットを包含すること、
を含むことを特徴とする請求項12に記載の方法。
前記列挙制約条件を、R行列内の要素の数として定めること、
を含むことを特徴とする請求項12又は13のいずれかに記載の方法。
所定の伝送チャネルを通して受信される前記最も見込まれる符号を特定するために、符号条件付き確率を計算すること、
を含むことを特徴とする請求項12から14までのいずれか1項に記載の方法。
前記符号条件付き確率を、ビットレベルの対数尤度比(LLR)に変換すること、
を含むことを特徴とする請求項15に記載の方法。
ビットレベルLLRの複数の並列ストリームを、ビットレベルLLRの直列ストリームに変換すること、
を含むことを特徴とする請求項12から16までのいずれか1項に記載の方法。
前記ビットレベルLLRの直列ストリームから、ビットレベルLLRをインターリーブ分離すること、
を含むことを特徴とする請求項17に記載の方法。
単一ビットLLRを復号すること、
を含むことを特徴とする請求項16から18までのいずれか1項に記載の方法。
前記復号動作からの柔軟な出力に基づいて、受信符号の強固な特定をすること、
を含むことを特徴とする請求項12から19までのいずれか1項に記載の方法。
i)n個の受信機要素のセットの各々からの空間ダイバーシチを有する複合入力信号を受信し、
ii)各送信要素と受信要素との間のチャネル利得を示す値から、n×mチャネル行列を構成し、
iii)前記チャネル行列に対してQR分解を実施して、上方三角R行列、及びユニタリQ行列を形成し、
iv)前記三角行列の条件付きデータサブセットを使って、所定の符号が所定の送信機から送信される確率を列挙して、特定し、及び、
v)更なる確率計算を実施するのに必要な列挙数を減らすように、可能性のあるどの符号が前記送信されたと最も見込まれる符号であるか、についての強固決定をする、
ステップを含むことを特徴とする、NIMOアーキテクチャ内の信号プロセッサの計算負荷を軽減する方法。
最適ではなく特定された符号値を使用して、最終確定符号値を生成すること、
を含むことを特徴とする請求項21に記載の方法。
処理装置に前記請求項12から20までのいずれか1項に記載の方法を実施させる、ための命令を有する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能媒体。
処理装置に前記請求項21又は22のいずれかに記載の方法を実施させる、ための命令を有する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能媒体。