JP2006507714A

JP2006507714A - 低減された消費電力及びトランジスタ定格電圧を有する直列カスケード接続フィルタを備えたアクティブコモンモードｅｍｉフィルタ

Info

Publication number: JP2006507714A
Application number: JP2004507130A
Authority: JP
Inventors: ブライアン・ペリー
Original assignee: インターナショナルレクティフィアーコーポレイション
Priority date: 2002-05-22
Filing date: 2003-05-22
Publication date: 2006-03-02
Anticipated expiration: 2023-05-22
Also published as: JP4122331B2; AU2003251309A8; WO2003100968A3; US6781444B2; WO2003100968A2; KR100629989B1; KR20050016426A; WO2003100968A8; WO2003100968B1; AU2003251309A1; CN1656665A; CN100472921C; US20030218498A1

Abstract

本発明のアクティブフィルタは、トランジスタ段と、コモンモードノイズ電流を有する回路のブランチに接続された電流検出器（トランス）と、前記トランジスタ段及び負荷からのグランド戻りラインの間に接続された容量とを備える。前記トランジスタ段は、前記電流検出器（トランス）の出力によって駆動される二つのトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）を備える。前記電流検出器（トランス）および前記トランジスタ段は、フィードフォワード配置で接続される。前記フィルタは、消費電力およびトランジスタ定格電圧を低減させるための直列接続された複数のトランジスタ段を備えてもよい。

Description

本出願は、２００２年５月２２日にBrian Pellyによって出願された米国仮出願第６０／３８２７８９（ＩＲ−２２８５ＰＲＯＶ）に基づくものであって、該仮出願の優先権を主張する。

本出願は、２００１年３月２３日に出願された同時継続出願第０９／８１６５９０号（ＩＲ−１７４４）、２００３年１月２日に出願された第１０／３３６１５７号（ＩＲ−２１４６）、及び２００３年４月２９日に出願された第１０／４２６１２３号（ＩＲ−２１６６）に関連するものであり、それらの開示内容は、そっくりそのまま参照することにより本願に組み込まれる。

本願の開示内容は、Ｎ個の直列カスケード接続されたアクティブフィルタサブ回路を採用したアクティブコモンモードＥＭＩ(ElectroMagnetic Interference)フィルタに関して述べている。アクティブフィルタ全体における消費電力および各トランジスタの所要の定格電圧は、公知の単段の回路に対して１／Ｎに低減される。各トランジスタにおける消費電力は１／Ｎ^２に低減される。

本願に記載された技術は、詳しくは、３８０−４８０Ｖでの３相ａｃライン電圧で作動するＰＷＭインバータドライブに好適であり、ここで、単段のアクティブフィルタ回路における消費電力は許容し難いほど高くなる。

すでに開示されたアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路は、概して、フィードフォワード回路における利得が１(unity gain)の電流増幅器に基づいている。すでに開示された一つの回路が図１に示されている。この回路は、ＩＧＢＴを能動素子として採用している。ＭＯＳＦＥＴおよびバイポーラトランジスタを採用する他の回路は、すでに開示されており、同じ動作原理に基づいている。

図１において、所要のフィルタバス電圧Ｖbus filtは、コモンモード電流の各パルスに関連した電荷の積Ｑtotとカップリング容量Ｃ_Ｆの値とによって決定される。Ｃ_Ｆは、ライン周波数グランドリーク電流(line frequency ground leakage current)の許容量によって決定される。

Ｖbus filtは、Ｑtot／Ｃ_Ｆよりも大きくなければならない。一般に、このように決定されたＶbus filterの最小所要値は、ＰＷＭインバータの全ｄｃバス電圧(full dc bus voltage)よりも実質的に小さくてもよい。

アクティブフィルタのトランジスタによって消費される平均電流Ｉ_ａｖは、Ｑtot・ｆであり、ここでｆはインバータのＰＷＭスイッチング周波数である。

図１における単段のトランジスタ増幅器は、Ｖbus driveがアクティブフィルタに必要な最小値よりも実質的に高いかもしれないにもかかわらず、この電圧Ｖbus driveに直接的に接続される。その欠点は、必要以上にトランジスタでの消費電力が大きく、定格電圧が高いことである。この事例における二つのトランジスタの全てを含めた平均消費電力は、Ｑtot・ｆ・Ｖbus driveとなる。

図１におけるアクティブフィルタのトランジスタでの消費電力および所要の定格電圧を低減するための前述の方法は、図２に示すような降圧抵抗(voltage dropping register)によって、一層低いフィルタバス電圧をＶbus driveから導き出すためのものである。トランジスタの所要の定格電圧と、アクティブフィルタの二つのトランジスタでの全てを含めた平均消費電力は、Ｖbus filt／Ｖbus driveに低減される。しかしながら、降圧抵抗、アクティブフィルタの二つのトランジスタ、および電圧クランプ用ツェナーダイオードにおける全てを含めた消費電力は、Ｑtot・ｆ・Ｖbus driveを上回る。これは、ツェナーダイオードを流れる追加電流Ｉ_ｚに起因して、もはやｄｃバスから降圧抵抗を通して流れる平均電流がＱtot・ｆよりも大きくなるからである。

すでに開示された他の回路が図３に示される。この回路は、図１の回路に似ているが、能動素子としてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを採用すると共に、Ｑ１およびＱ２にわたる平均電圧をバランスさせるための分圧器Ｒ１，Ｒ２を備える。（図１及び２の回路と同様に）この回路の難点は、ＭＯＳＦＥＴ（ＩＧＢＴ）が、ゲート−ソース（ゲート−エミッタ）容量およびドレイン−ゲート（コレクタ−ゲート）容量により、電流検出トランス上の超過巻線(オーバーワインディング；overwinding)から大きなゲート電流を引き出すことである。このことは、増幅器の出力電流に重大な誤差(error)をもたらす。

これらの要請に応えるため、本発明の種々の実施形態は、ＡＣ回路網(AC network)に接続された整流器を備えた回路でのコモンモードノイズ電流を低減するためのアクティブＥＭＩフィルタを提供する。前記整流器はＤＣバスにＤＣ電力を供給するためのものであり、前記ＤＣバスは負荷にＡＣ電力を供給するためのインバータ段に給電するものであり、前記負荷は前記ＡＣ回路のグランド接続へのグランド戻りラインを備える。好ましくは、本アクティブフィルタは、トランジスタ段と、中を流れるコモンモードノイズ電流を有する前記回路のブランチに接続された電流トランスのような電流検出器とを備え、前記電流検出器は、前記コモンモードノイズ電流を検出するために接続された一次巻線のような入力と前記トランジスタ段を駆動する二次巻線のような出力とを備え、前記トランジスタ段は、前記コモンモードノイズ電流に応答して前記電流検出器の前記出力により駆動される二つのトランジスタと、前記トランジスタ段と前記グランド戻りラインとを結合する容量とを備え、前記容量は、前記トランジスタ段から前記グランド戻りラインに打ち消し電流を供給して前記グランド戻りラインにおけるコモンモード電流を実質的に打ち消す。

前記電流検出器および前記トランジスタ段はフィードフォワード配置で接続され、これにより、前記トランジスタ段は、前記整流器と前記電流検出器との間に接続され、前記トランジスタ段および前記電流検出器は約１の増幅率を有する。

前記トランジスタ段において、制御電極駆動電流は、駆動トランジスタを介して、蓄積容量のようなローカル電源により各トランジスタに供給されてもよい。二つの駆動トランジスタが存在してもよく、それぞれは二つの主電極を備え、各駆動トランジスタの一つの主電極は、前記二つのトランジスタのうちの一つの各自の制御電極に接続され、且つ、各駆動トランジスタは制御電極を備え、前記駆動トランジスタの前記制御電極は、前記電流トランスの追加的な二次側にそれぞれ接続される。

前記各駆動トランジスタの前記別な主電極は前記ローカル電源に接続されてもよく、このローカル電源は、対応する駆動トランジスタおよびその各自の電流トランスの二次側に接続された各自のローカル蓄積容量であってもよい。

前記ローカル電源は、更に、前記ローカル蓄積容量と交互に直列接続された二つの降圧抵抗(dropping resisters)を備えてもよい。前記回路網(network)は、ＤＣ電源に接続されてもよい。電圧レギュレータ、例えばツェナーダイオードは、前記ローカル蓄積容量のそれぞれに接続されてもよい。

また、前記フィルタは、消費電力およびトランジスタ定格電圧が低減されたアクティブコモンモードＥＭＩフィルタを提供するための直列接続された複数のカスケード接続トランジスタ段を備えてもよい。

好ましくは、前記各トランジスタ段を前記グランド戻りラインにそれぞれ接続する複数の容量が存在する。

各トランジスタ段は、好ましくは、各自のローカル電流トランスを備え、前記ローカル電流トランスは、最初に述べた前記電流トランスの前記出力に接続された一次側を有すると共に、前記対応する二つのトランジスタに接続された二次側を有する。各トランジスタの主電極は、前記ローカル電流トランスの各自の二次側に接続されると共に、前記トランジスタのそれぞれの制御電極は、前記ローカル電流トランスのもう一つの別な各自の二次側に接続されてもよい。前記ローカル電流トランスの別な二次側は、前記対応する二つのトランジスタの前記制御電極にバイアス電圧を供給してもよい。

好ましくは、前記各ローカル電流トランスの前記一次側および二次側は同一の巻き数を有する一方、前記ローカル電流トランスの前記別な二次側は、前記一次側よりも大きな巻き数を有する。

有利には、前記主（最初に述べた）電流トランスの二次側は一次側のＮ倍の巻き数を有し、Ｎはトランジスタスイッチング段の数である。

本発明の全ての実施形態において、各自のローカルフィルタバス容量は、前記各トランジスタ段に接続されてもよい。

本発明の他の特徴および利点は、図面を参照することにより、本明細書の多くの実施形態の以下の記載から理解されるであろう。図面において同様の符号は同様の要素および部分を表す。

図４に、本発明の第１の実施形態を示す。図２の線形降圧回路は、実質的に、ｄｃバスに直列にカスケード接続された（Ｎ−１）個のアクティブフィルタサブ回路で置き換えられる。各サブ回路は、それ自身のローカル“フィルタバス”を備えると共に、その出力でＣ_Ｆ／Ｎの容量を介してグラントに接続される。各サブ回路は、Ｑtot／Ｎのコモンモード電荷をグランドラインに供給し、そして全Ｎ個のサブ回路によってグランドに供給された全コモンモード電荷は依然としてＱtotである。直列接続されたアクティブフィルタサブ回路によれば、ｄｃバスにより供給された全電荷はＱtot／Ｎだけであり、且つ、前記ｄｃバスによって供給された平均電流は（Ｑtot／Ｎ）・ｆである点に留意されたい。従って、ｄｃバスから流れ出す平均電流は、単段の回路に比較して１／Ｎに低減される。

各アクティブフィルタサブ回路の二つのトランジスタにおける全てを含めた消費電力は、（Ｖbus drive／Ｎ）・（Ｑtot・ｆ／Ｎ）、即ちＶbus driveに直接的に接続された単段の回路の消費電力の１／Ｎ^２に低減される。

全Ｎ個のサブ回路の全てを含めた消費電力は、Ｑ・ｆ・Ｖbus drive／Ｎであり、即ち図２の単段回路の全消費電力の１／Ｎよりも若干小さい。各トランジスタの定格電圧は、Ｖbus driveに直接的に接続された単段回路に必要とされる定格電圧の１／Ｎである。

各アクティブフィルタサブ回路がグランドに全コモンモード電流の１／Ｎを供給するように各アクティブフィルタサブ回路を駆動することは有益である。このことは、全てのサブ回路の出力で等しい電流を保障し、従って全インバータバス電圧が各サブ回路のローカルフィルタバスの容量間で等しく分配されることを保障する。

コモンモード電流検出トランスＣＴ_ｍａｉｎは、Ｎ_ｓ＝Ｎ・一次側巻き数とした単一の二次側を備える。ＣＴ_ｍａｉｎの二次側電流は、１／Ｎ・一次側全コモンモード電流である。各アクティブフィルタサブ回路は、それ自身の小さなローカル電流トランスＣＴ_１〜ＣＴ_Ｎから駆動され、それぞれは一次側対二次側の巻き数比１(unity)を有する。これらローカル電流トランスのそれぞれの一次側は、ＣＴ_ｍａｉｎの二次側巻線と直列に接続される。従って、各ローカル電流トランスの一次側電流および二次側電流は、１／Ｎ・ＣＴ_ｍａｉｎ一次側コモンモード電流であり、各アクティブフィルタサブ回路は、１／Ｎ・一次側コモンモード電流を供給するように強いられる。全アクティブフィルタサブ回路の出力電流の和は、従って、ＣＴ_ｍａｉｎの一次側におけるコモンモード電流に等しい。

図５に示される第２の実施形態は、第１および第３の実施形態（図４および６）の両方を組み込んだ実際の設計例である。この回路は、Ｇｒｕｎｄｆｏｓ（登録商標）が製造す３８０−４８０Ｖ３相７．５ｋＷポンプ駆動のために設計された。インバータＰＷＭ周波数は１８ｋＨｚである。ＣＴ１コアはＺＷ４３６１６である。一次側Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は７巻き＃１４である。二次側Ｓ１は１４巻き＃３０である。ＣＴ２およびＣＴ３コアはＺＷ４２２０７である。一次側は３０巻き＃３０であり、二次側Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、３０巻き＃３０である。Ｌ１についてコアはＺＷ４３６１６であると共に、各巻線は７巻き＃１４である。ＩＧＢＴは、ＡＡＶＩＤ５７６８０２Ｂ０３１００ヒートシンク（Ｎｗｗａｒｋ３４Ｃ４４８４）を備える。

二つの直列カスケード接続されたサブ回路が使用され、それぞれは６００ＶＩＧＢＴを有する。各ＩＧＢＴにおける見積もり電力損失は３．８Ｗである。ちなみに、ｄｃバスに直接的に接続された単段アクティブフィルタは１２００ＶＩＧＢＴを必要とし、各ＩＧＢＴにおける消費電力は約１５Ｗである。

図５における回路は、ａｃ−ａｃフロントエンドフィルタとして設計されたものであり、ポンプ駆動の３相入力に接続される。これは試験目的には都合がよい。なぜなら、アクティブフィルタ回路はインバータ駆動自体に対して非侵襲的であるからである。

最終的な設計に対する一層簡素なアプローチは、インバータｄｃバスに直接的に接続された二つのカスケード接続のアクティブフィルタを集積化することである。何れの設計にしても、二つのバス容量は、全インバータバスに直列に接続され、各アクティブフィルタサブ回路が、インバータの既存のｄｃバス容量の一つに接続されることを可能にする。

図６に、図３の回路を改良した第３の実施形態を示す。ＭＯＳＦＥＴ（ＩＧＢＴ）のためのゲート駆動電流は、電流トランスの二次側の“超過巻線”からよりは、むしろ、付け加えられたゲート駆動トランジスタＱ３およびＱ４のコレクタ−エミッタを介して、ローカル蓄積容量Ｃ_{ｓｔｏｒｅ}１およびＣ_{ｓｔｏｒｅ}２から実質的に供給される。増幅器の出力電流における誤差(error)は著しく低減される。

“ローカル電源”蓄積容量Ｃ_{ｓｔｏｒｅ}１およびＣ_{ｓｔｏｒｅ}２は、電圧分配のために提供される抵抗回路網Ｒ１およびＲ２に接続される。

付け加えられた駆動トランジスタＱ３およびＱ４は、たったの約２０Ｖの定格を必要とし、そして、ＭＯＳＦＥＴ（またはＩＧＢＴ）のゲート駆動電流のみを運ぶ。それは比較的小さな成分である。

本発明は、その特定の実施形態に関連して述べられたが、多くの他の変形および変更および他の使用が当業者には明らかになるであろう。従って、本発明は本明細書における特定の開示に限定されない。

トランジスタバイアスが電流検出トランス上の超過巻線から得られる第１の公知のアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路を示す図である。フィルタ回路のためのバス電圧を得るための回路を備えた第２の公知のアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路を示す図である。二つのトランジスタに対する各電圧をバランスさせるための回路を備えた第３の公知のアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路を示す図である。直列カスケード接続された複数のフィルタを備えた本発明の第１の実施形態によるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路を示す図である。直列カスケード接続された複数のフィルタを備えた本発明の第２の実施形態によるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路であって、二つのトランジスタのゲート駆動電流が、各駆動トランジスタ対を介してローカル電源ストレージ容量から実質的に供給されるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路を示す図である。本発明の第３の実施形態によるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路であって、二つのトランジスタのゲート駆動電流が、各駆動トランジスタ対を介してローカル電源ストレージ容量から実質的に供給されるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路を示す図である。

符号の説明

ＣＴ_１，ＣＴ_２，ＣＴ_Ｎローカル電流トランス
ＣＴ_ｍａｉｎコモンモード電流検出トランス

Claims

ＡＣ回路網に接続された整流器を備えた回路でのコモンモードノイズ電流を低減するためのアクティブＥＭＩフィルタであって、前記整流器はＤＣバスにＤＣ電力を供給するためのものであり、前記ＤＣバスは負荷にＡＣ電力を供給するためのインバータ段に給電するものであり、前記負荷は前記ＡＣ回路のグランド接続へのグランド戻りラインを備えたアクティブＥＭＩフィルタにおいて、
直列に接続された複数のトランジスタ段であって、それぞれが二つのトランジスタを備えた複数のトランジスタ段と、
コモンモード電流ノイズが発生する前記回路のブランチに接続された一次側を有する電流トランスを有し、前記回路における前記コモンモードノイズ電流を検出するための主電流検出器と、
前記グランド戻りラインに前記トランジスタ段を結合する容量であって、前記トランジスタ段から前記グランド戻りラインに打ち消し電流を供給して前記グランド戻りラインにおける前記コモンモードノイズ電流を実質的に打ち消す少なくとも一つの容量とを備え、
前記主電流検出器が、前記トランジスタ段のそれぞれに接続された出力を有し、前記トランジスタ段が、前記コモンモードノイズ電流に応答して前記出力により駆動されるアクティブＥＭＩフィルタ。
前記少なくとも一つの容量が、前記トランジスタ段のそれぞれを前記グランド戻りラインに結合する各自の容量を備えた請求項１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記トランジスタ段が各自のローカル電流トランスを備え、前記ローカル電流トランスが、前記主電流トランスの前記出力に接続された一次側を有すると共に、対応する前記二つのトランジスタに接続された出力を有する請求項１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
各トランジスタの主電極が前記ローカル電流トランスの各自の二次側に接続され、前記トランジスタのそれぞれの制御電極が前記ローカル電流トランスの各自のもう一つの別な二次側に接続された請求項３記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル電流トランスの前記別な二次側が、前記対応する二つのトランジスタの前記制御電極にバイアス電圧を供給する請求項４記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記各ローカル電流トランスの前記一次側および前記二次側が同一の巻き数を有する請求項３記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル電流トランスの前記別な二次側が前記一次側よりも大きな巻き数を有する請求項６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記主電流検出器および前記複数のトランジスタ段がフィードフォワード配置で接続され、前記トランジスタ段および前記主電流検出器が約１の増幅率を有する請求項１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記トランジスタがＩＧＢＴである請求項１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ＩＧＢＴが同一型である請求項９記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記少なくとも一つの容量が、前記グランド戻りラインを、前記各トランジスタ段における前記二つのトランジスタ間の共通ノードに結合する請求項１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記主電流トランスの前記二次側が一次側巻き数のＮ倍の巻き数を有し、Ｎがトランジスタスイッチング段の数である請求項１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記各トランジスタスイッチング段に接続された各自のローカルフィルタバス容量を更に備えた請求項１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
ＡＣ回路網に接続された整流器を備えた回路でのコモンモードノイズ電流を低減するためのアクティブＥＭＩフィルタであって、前記整流器はＤＣバスにＤＣ電力を供給するためのものであり、前記ＤＣバスは負荷にＡＣ電力を供給するためのインバータ段に給電するものであり、前記負荷は前記ＡＣ回路のグランド接続へのグランド戻りラインを備えたアクティブＥＭＩフィルタにおいて、
二つのトランジスタを備えたトランジスタ段と、
前記回路に流れるコモンモードノイズ電流を検出する検出するための電流検出器であって、コモンモードノイズ電流が発生する前記回路のブランチに接続された入力と前記トランジスタ段を駆動する出力とを有し、前記トランジスタ段の前記二つのトランジスタが前記コモンモードノイズ電流に応答して前記出力によって駆動される電流検出器と、
前記トランジスタ段と前記グランド戻りラインとを結合する容量であって、前記トランジスタ段から前記グランド戻りラインに打ち消し電流を供給して前記グランド戻りラインにおける前記コモンモード電流を実質的に打ち消す容量とを備え、
前記トランジスタ段の前記二つのトランジスタがそれぞれ二つの主電極と一つの制御電極とを有し、
前記電流検出器が、コモンモードノイズ電流が発生する前記回路ブランチに接続された一次側と、前記各自のトランジスタの一つの主電極に接続された二次側とを有する電流トランスを備え、
各トランジスタの制御電極が前記電流トランスのもう一つの別な二次側に接続され、
且つ、
それぞれが二つの主電極を有する第３および第４の駆動トランジスタを更に備え、前記駆動トランジスタのそれぞれの一つの主電極が前記二つのトランジスタのうちの一つの各自の制御電極に接続されると共に、前記第３および第４のトランジスタのそれぞれが制御電極を有し、前記駆動トランジスタの前記制御電極が前記電流トランスの前記別な二次側にそれぞれ接続されたアクティブＥＭＩフィルタ。
前記二つのトランジスタがＭＯＳＦＥＴである請求項１４記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記二つのトランジスタが互いに直列に接続された請求項１４記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記電流検出器および前記トランジスタ段が、フィードフォワード配置で接続され、前記トランジスタ段および前記電流検出器が約１の増幅率を有する請求項１４記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記容量が、前記二つのトランジスタの各自の主電極に前記グランド戻りラインを共通に結合する請求項１４記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記第３および第４のトランジスタのそれぞれの前記別な主電極がローカル電源に接続された請求項１４記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル電源が、前記対応する駆動トランジスタおよびその各自の電流トランスの二次側に接続された各自のローカル蓄積容量を備えた請求項１９記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル電源が、前記ローカル蓄積容量と交互に直列接続された二つの降圧抵抗を更に備えた請求項２０記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記回路網がＤＣ電源に接続された請求項２１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル蓄積容量のそれぞれに接続された電圧レギュレータを更に備えた請求項２０記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記電圧レギュレータがツェナーダイオードである請求項２３記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記各トランジスタ段に接続された各自のローカルフィルタバス容量を更に備えた請求項１４記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
ＡＣ回路網に接続された整流器を備えた回路でのコモンモードノイズ電流を低減するためのアクティブＥＭＩフィルタであって、前記整流器はＤＣバスにＤＣ電力を供給するためのものであり、前記ＤＣバスは負荷にＡＣ電力を供給するためのインバータ段に給電するものであり、前記負荷は前記ＡＣ回路のグランド接続へのグランド戻りラインを備えたアクティブＥＭＩフィルタにおいて、
直列に接続された複数のトランジスタ段であって、それぞれが二つのトランジスタを有し、前記二つのトランジスタがそれぞれ二つの主電極と一つの制御電極とを有する複数のトランジスタ段と、
前記回路における前記コモンモードノイズ電流を検出するための主電流検出器であって、コモンモードノイズ電流が発生する前記回路のブランチに接続された一次側を有する電流トランスを有する主電流検出器と、
前記グランド戻りラインに前記トランジスタ段を結合する容量であって、前記トランジスタ段から前記グランド戻りラインに打ち消し電流を供給して前記グランド戻りラインにおける前記コモンモードノイズ電流を実質的に打ち消す少なくとも一つの容量とを備え、
前記電流トランスが、前記トランジスタ段のそれぞれの主電極に接続された二次側を有し、前記トランジスタ段が前記コモンモードノイズ電流に応答して前記出力によって駆動され、
各トランジスタの制御電極が前記電流トランスのもう一つの別の二次側に接続されたアクティブＥＭＩフィルタ。
前記少なくとも一つの容量が、前記トランジスタ段のそれぞれを前記グランド戻りラインに結合する各自の容量を備えた請求項２６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記各トランジスタ段が、各自のローカル電流トランスを備え、前記ローカル電流トランスが、前記主電流トランスの前記出力に接続された一次側を備えると共に、前記対応する二つのトランジスタに接続された出力を備えた請求項２６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
各トランジスタの主電極が、前記ローカル電流トランスの各自の二次側に接続され、且つ前記トランジスタのそれぞれの制御電極が、前記ローカル電流トランスのもう一つの別な各自の二次側に接続された請求項２８記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル電流トランスの前記別な二次側が、前記対応する二つのトランジスタの前記制御電極にバイアス電圧を供給する請求項２９記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記各ローカル電流トランスの前記一次側および前記二次側が同一の巻き数を有する請求項２８記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル電流トランスの前記別な二次側が前記一次側よりも大きな巻き数を有する請求項３１記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記主電流検出器および前記複数のトランジスタ段がフィードフォワード配置で接続され、前記トランジスタ段および前記主電流検出器が約１の増幅率を有する請求項２６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記主電流トランスの前記二次側が一次側のＮ倍の巻き数を有し、Ｎがトランジスタスイッチング段の数である請求項２６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記各トランジスタスイッチング段に接続された各自のローカルフィルタバス容量を更に備えた請求項２６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
各トランジスタ段における第３および第４の駆動トランジスタを更に備え、それぞれが二つの主電極を有し、前記駆動トランジスタのそれぞれの一つの主電極が前記二つのトランジスタのうちの一つの各自の制御電極に接続されると共に、前記第３および前記第４のトランジスタが制御電極を有し、前記駆動トランジスタの前記制御電極が前記電流トランスの前記別な二次側にそれぞれ接続された請求項２６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記第３および第４のトランジスタのそれぞれの前記別な主電極がローカル電源に接続された請求項３６記載のアクティブＥＭＩフィルタ。
前記ローカル電源が、前記対応する駆動トランジスタおよびその各自の電流トランスの二次側に接続された各自のローカル蓄積容量を備えた請求項３７記載のアクティブＥＭＩフィルタ。