JPH11196569A - スイッチング電源等の平滑回路 - Google Patents
スイッチング電源等の平滑回路Info
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- JPH11196569A JPH11196569A JP9327509A JP32750997A JPH11196569A JP H11196569 A JPH11196569 A JP H11196569A JP 9327509 A JP9327509 A JP 9327509A JP 32750997 A JP32750997 A JP 32750997A JP H11196569 A JPH11196569 A JP H11196569A
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
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- Y10S323/907—Temperature compensation of semiconductor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】効率を低下することなく安定に動作する出力ノ
イズ低減方式を提供する。 【解決手段】スイッチング電源等のリアクトル５とコン
デンサ６を組み合わせた平滑回路において、コンデンサ
６に直列に接続した抵抗７と、抵抗７に並列に接続した
ＭＯＳＦＥＴ８と、抵抗７の両端の電圧が基準電圧２６
以上又は２７以下になったときＭＯＳＦＥＴ８をオンす
る制御回路２０とを具備することによって、出力波形を
三角波から正弦波に近づけ、出力リップルに含まれる高
調波成分を低減する。
イズ低減方式を提供する。 【解決手段】スイッチング電源等のリアクトル５とコン
デンサ６を組み合わせた平滑回路において、コンデンサ
６に直列に接続した抵抗７と、抵抗７に並列に接続した
ＭＯＳＦＥＴ８と、抵抗７の両端の電圧が基準電圧２６
以上又は２７以下になったときＭＯＳＦＥＴ８をオンす
る制御回路２０とを具備することによって、出力波形を
三角波から正弦波に近づけ、出力リップルに含まれる高
調波成分を低減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】バッテリ充電等に使用するス
イッチング電源等のリアクトルとコンデンサを組み合わ
せた平滑回路に関する。
イッチング電源等のリアクトルとコンデンサを組み合わ
せた平滑回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源等のリアクトルとコン
デンサを組み合わせた平滑回路において、長寿命化、小
型化を図るため、スイッチング周波数を高周波化して、
アルミ電解コンデンサのかわりにフィルムコンデンサ、
セラミックコンデンサ等を使用したものがある。図１０
は従来のスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分
の実施例を示す接続図である。図１０において、１はト
ランス、２はスイッチング素子、３，４はダイオード、
５はリアクトル、６はコンデンサ、７は抵抗である。ス
イッチング素子２を駆動する制御回路は省略してある。
コンデンサ６としてフィルムコンデンサ、セラミックコ
ンデンサ等を使用したとき、これらの内部等価抵抗が小
さいためにＤＣ−ＤＣコンバータ部分の制御系が不安定
となる。制御系の安定化を図るために抵抗値のごく小さ
い抵抗７をコンデンサ６に直列に接続している。
デンサを組み合わせた平滑回路において、長寿命化、小
型化を図るため、スイッチング周波数を高周波化して、
アルミ電解コンデンサのかわりにフィルムコンデンサ、
セラミックコンデンサ等を使用したものがある。図１０
は従来のスイッチング電源のＤＣ−ＤＣコンバータ部分
の実施例を示す接続図である。図１０において、１はト
ランス、２はスイッチング素子、３，４はダイオード、
５はリアクトル、６はコンデンサ、７は抵抗である。ス
イッチング素子２を駆動する制御回路は省略してある。
コンデンサ６としてフィルムコンデンサ、セラミックコ
ンデンサ等を使用したとき、これらの内部等価抵抗が小
さいためにＤＣ−ＤＣコンバータ部分の制御系が不安定
となる。制御系の安定化を図るために抵抗値のごく小さ
い抵抗７をコンデンサ６に直列に接続している。
【０００３】図１１は、図１０の各部の波形を示した図
である。図１１において、リアクトル５及びコンデンサ
６には図示の如きピーク間電流ΔＩの三角波リップル電
流が流れ、この電流により抵抗７（抵抗値をＲ7 とす
る）の両端にはピーク間電圧としてΔＩ×Ｒ7 の三角波
リップル電圧が発生し、これが出力リップル電圧とな
る。
である。図１１において、リアクトル５及びコンデンサ
６には図示の如きピーク間電流ΔＩの三角波リップル電
流が流れ、この電流により抵抗７（抵抗値をＲ7 とす
る）の両端にはピーク間電圧としてΔＩ×Ｒ7 の三角波
リップル電圧が発生し、これが出力リップル電圧とな
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】出力リップル電圧は三
角波であるため、かなりの高周波数の高調波成分が相当
量含まれており、スイッチング電源の出力端子に接続さ
れたケーブルからＡＭ周波数相当の磁界ノイズが発生
し、ラジオ等の受信障害を引き起こすことがあった。
角波であるため、かなりの高周波数の高調波成分が相当
量含まれており、スイッチング電源の出力端子に接続さ
れたケーブルからＡＭ周波数相当の磁界ノイズが発生
し、ラジオ等の受信障害を引き起こすことがあった。
【０００５】このノイズを除去するために出力端子にＬ
Ｃフィルタを追加接続すれば、ノイズは低減することが
できるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ部分の制御系の動作が
不安定となる欠点があった。また、このノイズを除去す
るためにリップルアッテネータモジュールが市販されて
いる。図１２は市販のリップルアッテネータモジュール
の動作原理図である。図１２において、４０，４１は直
流カット回路、４２，４５は差動アンプ、４３はＭＯＳ
ＦＥＴ、４４は基準電圧である。リップルは直流カット
回路４０，４１からのリップルノイズ分を差動アンプ４
２及びＭＯＳＦＥＴ４３を用いて制御し、直流分は差動
アンプ４５及びＭＯＳＦＥＴ４３を用いてＭＯＳＦＥＴ
４３のドレイン、ソース間電圧ＶDSが０．３６Ｖになる
ように制御することにより、出力ノイズを低減してい
る。しかしながら、出力電流×０．３６Ｖの損失が必ず
発生するため、例えば出力電圧が３Ｖの場合には効率が
１０％以上低下してしまい、また、出力電流が１００Ａ
クラスになると１００Ａ×０．３６Ｖ＝３６Ｗの損失と
なり、放熱フィン等も大となってしまう。また、１ＭＨ
ｚ以上の周波数では減衰できないので、出力ケーブルか
ら発生するノイズによるＡＭラジオの受信障害を防止す
るには、出力ケーブルをシールドする等の処置が必要で
あった。
Ｃフィルタを追加接続すれば、ノイズは低減することが
できるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ部分の制御系の動作が
不安定となる欠点があった。また、このノイズを除去す
るためにリップルアッテネータモジュールが市販されて
いる。図１２は市販のリップルアッテネータモジュール
の動作原理図である。図１２において、４０，４１は直
流カット回路、４２，４５は差動アンプ、４３はＭＯＳ
ＦＥＴ、４４は基準電圧である。リップルは直流カット
回路４０，４１からのリップルノイズ分を差動アンプ４
２及びＭＯＳＦＥＴ４３を用いて制御し、直流分は差動
アンプ４５及びＭＯＳＦＥＴ４３を用いてＭＯＳＦＥＴ
４３のドレイン、ソース間電圧ＶDSが０．３６Ｖになる
ように制御することにより、出力ノイズを低減してい
る。しかしながら、出力電流×０．３６Ｖの損失が必ず
発生するため、例えば出力電圧が３Ｖの場合には効率が
１０％以上低下してしまい、また、出力電流が１００Ａ
クラスになると１００Ａ×０．３６Ｖ＝３６Ｗの損失と
なり、放熱フィン等も大となってしまう。また、１ＭＨ
ｚ以上の周波数では減衰できないので、出力ケーブルか
ら発生するノイズによるＡＭラジオの受信障害を防止す
るには、出力ケーブルをシールドする等の処置が必要で
あった。
【０００６】以上のような問題点に鑑み、本発明の目的
は、効率を低下することなく安定に動作する出力ノイズ
低減方式を提供することにある。
は、効率を低下することなく安定に動作する出力ノイズ
低減方式を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明においては、スイッチング電源等のリアクト
ルとコンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記
コンデンサに直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に並
列に接続したＭＯＳＦＥＴと、前記抵抗の両端の電圧が
正及び負の基準電圧を超えたときのみ前記ＭＯＳＦＥＴ
をオンする回路とを具備することによって、出力波形を
三角波から正弦波に近づけ、出力リップルに含まれる高
調波成分を低減する。
に、本発明においては、スイッチング電源等のリアクト
ルとコンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記
コンデンサに直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に並
列に接続したＭＯＳＦＥＴと、前記抵抗の両端の電圧が
正及び負の基準電圧を超えたときのみ前記ＭＯＳＦＥＴ
をオンする回路とを具備することによって、出力波形を
三角波から正弦波に近づけ、出力リップルに含まれる高
調波成分を低減する。
【０００８】また、スイッチング電源等のリアクトルと
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に逆並列
に接続したショットキダイオードとを具備することによ
って、出力波形を三角波から正弦波に近づけ、出力リッ
プルに含まれる高調波成分を低減する。また、スイッチ
ング電源等のリアクトルとコンデンサを組み合わせた平
滑回路において、前記コンデンサに直列に接続した抵抗
と、該抵抗に直列に接続した逆並列接続のショットキダ
イオードとを具備することによって、出力波形を三角波
から正弦波に近づけ、出力リップルに含まれる高調波成
分を低減する。
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に逆並列
に接続したショットキダイオードとを具備することによ
って、出力波形を三角波から正弦波に近づけ、出力リッ
プルに含まれる高調波成分を低減する。また、スイッチ
ング電源等のリアクトルとコンデンサを組み合わせた平
滑回路において、前記コンデンサに直列に接続した抵抗
と、該抵抗に直列に接続した逆並列接続のショットキダ
イオードとを具備することによって、出力波形を三角波
から正弦波に近づけ、出力リップルに含まれる高調波成
分を低減する。
【０００９】また、スイッチング電源等のリアクトルと
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した逆並列接続のショットキダイオ
ードと、該ショットキダイオードに直列に接続され出力
電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴとを具備することによ
って、出力波形を三角波から正弦波に近づけ、出力リッ
プルに含まれる高調波成分を低減する。
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した逆並列接続のショットキダイオ
ードと、該ショットキダイオードに直列に接続され出力
電圧によりオンするＭＯＳＦＥＴとを具備することによ
って、出力波形を三角波から正弦波に近づけ、出力リッ
プルに含まれる高調波成分を低減する。
【００１０】また、スイッチング電源等のリアクトルと
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に並列に
接続した複数のＭＯＳＦＥＴと、前記抵抗の両端の電圧
が正及び負の基準電圧を超えたときのみ前記複数のそれ
ぞれのＭＯＳＦＥＴをオンする複数の回路とを具備する
ことによって、出力波形を三角波から正弦波に近づけ、
出力リップルに含まれる高調波成分を低減する。
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に並列に
接続した複数のＭＯＳＦＥＴと、前記抵抗の両端の電圧
が正及び負の基準電圧を超えたときのみ前記複数のそれ
ぞれのＭＯＳＦＥＴをオンする複数の回路とを具備する
ことによって、出力波形を三角波から正弦波に近づけ、
出力リップルに含まれる高調波成分を低減する。
【００１１】また、スイッチング電源等のリアクトルと
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した逆並列接続のショットキダイオ
ードと、該ショットキダイオードを温めるヒータとを具
備することによって、周囲温度が低温になるに従ってシ
ョットキダイオードのオン電圧が増大することによる出
力リップルに含まれる高調波成分の増加を抑制する。
コンデンサを組み合わせた平滑回路において、前記コン
デンサに直列に接続した逆並列接続のショットキダイオ
ードと、該ショットキダイオードを温めるヒータとを具
備することによって、周囲温度が低温になるに従ってシ
ョットキダイオードのオン電圧が増大することによる出
力リップルに含まれる高調波成分の増加を抑制する。
【００１２】このとき、前記ヒータとして正温度係数サ
ーミスタを用い、周囲温度が低温になるに従ってサーミ
スタの発熱量を増大させることにより、ヒータとしての
効率を向上させる。また、スイッチング電源等のリアク
トルとコンデンサを組み合わせた平滑回路において、前
記コンデンサに直列に接続した逆並列接続のショットキ
ダイオードと、該ショットキダイオードの両端に並列に
接続したＭＯＳＦＥＴと、前記ショットキダイオードの
両端の電圧が一定の電圧となるように前記ＭＯＳＦＥＴ
を制御する電圧制御回路とを具備することによって、出
力リップルに含まれる高調波成分を低減する効果が、周
囲温度により変動しないようにする。
ーミスタを用い、周囲温度が低温になるに従ってサーミ
スタの発熱量を増大させることにより、ヒータとしての
効率を向上させる。また、スイッチング電源等のリアク
トルとコンデンサを組み合わせた平滑回路において、前
記コンデンサに直列に接続した逆並列接続のショットキ
ダイオードと、該ショットキダイオードの両端に並列に
接続したＭＯＳＦＥＴと、前記ショットキダイオードの
両端の電圧が一定の電圧となるように前記ＭＯＳＦＥＴ
を制御する電圧制御回路とを具備することによって、出
力リップルに含まれる高調波成分を低減する効果が、周
囲温度により変動しないようにする。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の第１の実施例
を示す接続図である。図１において、８はＭＯＳＦＥ
Ｔ、２０は制御回路、２１，２２は高速コンパレータ、
２３，２４は抵抗、２５はバッファアンプ、２６，２７
は基準電圧であり、その他の構成要素は図１０と同じで
あり同じ符号を付してある。なお、スイッチング素子２
を駆動する制御回路は省略してある。図２は、図１の動
作を示すタイムチャートである。図２を用いて動作を説
明する。基準電圧２６，２７は抵抗７の両端のリップル
電圧Ｖ7 のピーク電圧より小さく設定してある。Ｖ7 が
基準電圧２６以上になると、高速コンパレータ２１がオ
ンし、バッファアンプ２５を介してＭＯＳＦＥＴ８をオ
ンするため、抵抗７に並列にＭＯＳＦＥＴ８のオン抵抗
が接続され、Ｖ7 のピーク電圧は減少する。同様に、Ｖ
7 が基準電圧２７以下になると、高速コンパレータ２２
がオンし、バッファアンプ２５を介してＭＯＳＦＥＴ８
をオンするため、抵抗７に並列にＭＯＳＦＥＴ８のオン
抵抗が接続され、Ｖ7 のピーク電圧は減少する。従っ
て、ＭＯＳＦＥＴ８のオン時のＶ7 電圧波形は図示され
るように正弦波に近づく。ただし、ＭＯＳＦＥＴ８のオ
ン抵抗が抵抗７の抵抗値より大でないと抵抗７の両端電
圧Ｖ7 は正弦波に近づかないので、ＭＯＳＦＥＴ８のオ
ン抵抗が抵抗７の抵抗値より小さい場合にはＭＯＳＦＥ
Ｔ８に直列に抵抗を接続し、その合成抵抗値が抵抗７の
抵抗値より大きくなるようにする必要がある。このよう
にすることで、出力リップル電圧に含まれる高調波成分
を数分の１〜１／１０に低減することができる。
を示す接続図である。図１において、８はＭＯＳＦＥ
Ｔ、２０は制御回路、２１，２２は高速コンパレータ、
２３，２４は抵抗、２５はバッファアンプ、２６，２７
は基準電圧であり、その他の構成要素は図１０と同じで
あり同じ符号を付してある。なお、スイッチング素子２
を駆動する制御回路は省略してある。図２は、図１の動
作を示すタイムチャートである。図２を用いて動作を説
明する。基準電圧２６，２７は抵抗７の両端のリップル
電圧Ｖ7 のピーク電圧より小さく設定してある。Ｖ7 が
基準電圧２６以上になると、高速コンパレータ２１がオ
ンし、バッファアンプ２５を介してＭＯＳＦＥＴ８をオ
ンするため、抵抗７に並列にＭＯＳＦＥＴ８のオン抵抗
が接続され、Ｖ7 のピーク電圧は減少する。同様に、Ｖ
7 が基準電圧２７以下になると、高速コンパレータ２２
がオンし、バッファアンプ２５を介してＭＯＳＦＥＴ８
をオンするため、抵抗７に並列にＭＯＳＦＥＴ８のオン
抵抗が接続され、Ｖ7 のピーク電圧は減少する。従っ
て、ＭＯＳＦＥＴ８のオン時のＶ7 電圧波形は図示され
るように正弦波に近づく。ただし、ＭＯＳＦＥＴ８のオ
ン抵抗が抵抗７の抵抗値より大でないと抵抗７の両端電
圧Ｖ7 は正弦波に近づかないので、ＭＯＳＦＥＴ８のオ
ン抵抗が抵抗７の抵抗値より小さい場合にはＭＯＳＦＥ
Ｔ８に直列に抵抗を接続し、その合成抵抗値が抵抗７の
抵抗値より大きくなるようにする必要がある。このよう
にすることで、出力リップル電圧に含まれる高調波成分
を数分の１〜１／１０に低減することができる。
【００１４】図３は、この発明の第２の実施例を示す接
続図である。図３において、１０，１１はショットキダ
イオードであり、その他の構成要素は図１０と同じであ
り同じ符号を付してある。抵抗７の両端のリップル電圧
のピーク電圧より小さいオン電圧を有するショットキダ
イオード１０，１１を逆並列に抵抗７に接続することに
より、ショットキダイオード１０，１１のオン時にショ
ットキダイオード１０，１１のオン抵抗が並列に接続さ
れ、ピーク電圧が減少して波形が正弦波に近づき、出力
リップル電圧に含まれる高調波成分を低減することがで
きる。
続図である。図３において、１０，１１はショットキダ
イオードであり、その他の構成要素は図１０と同じであ
り同じ符号を付してある。抵抗７の両端のリップル電圧
のピーク電圧より小さいオン電圧を有するショットキダ
イオード１０，１１を逆並列に抵抗７に接続することに
より、ショットキダイオード１０，１１のオン時にショ
ットキダイオード１０，１１のオン抵抗が並列に接続さ
れ、ピーク電圧が減少して波形が正弦波に近づき、出力
リップル電圧に含まれる高調波成分を低減することがで
きる。
【００１５】図４は、この発明の第３の実施例を示す接
続図である。図４においては、逆並列に接続したショッ
トキダイオード１０，１１を抵抗７に直列に接続してい
る。ショットキダイオード１０，１１のオン抵抗が小さ
く、抵抗７に並列に接続したのではＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御系が不安定になる場合には、図示の如く直列に
接続すれば制御系を不安定にすることはない。ショット
キダイオード１０，１１のオン抵抗の非線形性により、
ピーク電圧が減少して波形が正弦波に近づき、出力リッ
プル電圧に含まれる高調波成分を低減することができ
る。
続図である。図４においては、逆並列に接続したショッ
トキダイオード１０，１１を抵抗７に直列に接続してい
る。ショットキダイオード１０，１１のオン抵抗が小さ
く、抵抗７に並列に接続したのではＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御系が不安定になる場合には、図示の如く直列に
接続すれば制御系を不安定にすることはない。ショット
キダイオード１０，１１のオン抵抗の非線形性により、
ピーク電圧が減少して波形が正弦波に近づき、出力リッ
プル電圧に含まれる高調波成分を低減することができ
る。
【００１６】図５は、この発明の第４の実施例を示す接
続図である。図５において、８はＭＯＳＦＥＴ、１２は
抵抗であり、その他の構成要素は図４と同じであり同じ
符号を付してある。図４との相違点は、コンデンサ６に
直列に抵抗を接続するかわりにＭＯＳＦＥＴ８を接続し
た点である。コンデンサ６として大容量のアルミ電解コ
ンデンサを使用した場合、周囲温度の上昇と共にアルミ
電解コンデンサの等価内部抵抗が低下し、また、ショッ
トキダイオードのオン抵抗も低下するので、これを補償
するためにオン抵抗が周囲温度の上昇と共に増加するＭ
ＯＳＦＥＴを用いて制御系の動作の安定化を図ったもの
である。
続図である。図５において、８はＭＯＳＦＥＴ、１２は
抵抗であり、その他の構成要素は図４と同じであり同じ
符号を付してある。図４との相違点は、コンデンサ６に
直列に抵抗を接続するかわりにＭＯＳＦＥＴ８を接続し
た点である。コンデンサ６として大容量のアルミ電解コ
ンデンサを使用した場合、周囲温度の上昇と共にアルミ
電解コンデンサの等価内部抵抗が低下し、また、ショッ
トキダイオードのオン抵抗も低下するので、これを補償
するためにオン抵抗が周囲温度の上昇と共に増加するＭ
ＯＳＦＥＴを用いて制御系の動作の安定化を図ったもの
である。
【００１７】図６は、この発明の第５の実施例を示す接
続図である。図６において、９はＭＯＳＦＥＴ、３０は
制御回路、３１，３２は高速コンパレータ、３３，３４
は抵抗、３５はバッファアンプ、３６，３７は基準電圧
であり、その他の構成要素は図１と同じであり同じ符号
を付してある。図１との相違点は、抵抗７に２組のＭＯ
ＳＦＥＴ８，９及び制御回路２０，３０を接続した点で
ある。図７は、図６の動作を示すタイムチャートであ
る。図７において、基準電圧２６，２７，３６，３７は
それぞれ抵抗７の両端のリップル電圧Ｖ7 のピーク電圧
より小さく設定してある。Ｖ7 が基準電圧２６以上また
は２７以下になるとＭＯＳＦＥＴ８がオンし、さらに基
準電圧３６以上または３７以下になるとＭＯＳＦＥＴ９
もオンする。従って、ＭＯＳＦＥＴ８，９のオン時のＶ
7 電圧波形は図示されるようにより正弦波に近づき、出
力リップル電圧に含まれる高調波成分を抑制することが
できる。
続図である。図６において、９はＭＯＳＦＥＴ、３０は
制御回路、３１，３２は高速コンパレータ、３３，３４
は抵抗、３５はバッファアンプ、３６，３７は基準電圧
であり、その他の構成要素は図１と同じであり同じ符号
を付してある。図１との相違点は、抵抗７に２組のＭＯ
ＳＦＥＴ８，９及び制御回路２０，３０を接続した点で
ある。図７は、図６の動作を示すタイムチャートであ
る。図７において、基準電圧２６，２７，３６，３７は
それぞれ抵抗７の両端のリップル電圧Ｖ7 のピーク電圧
より小さく設定してある。Ｖ7 が基準電圧２６以上また
は２７以下になるとＭＯＳＦＥＴ８がオンし、さらに基
準電圧３６以上または３７以下になるとＭＯＳＦＥＴ９
もオンする。従って、ＭＯＳＦＥＴ８，９のオン時のＶ
7 電圧波形は図示されるようにより正弦波に近づき、出
力リップル電圧に含まれる高調波成分を抑制することが
できる。
【００１８】図８は、この発明の第６の実施例を示す接
続図である。図８において、１３は正温度係数サーミス
タであり、その他の構成要素は図４と同じであり同じ符
号が付してある。正温度係数サーミスタ１３はショット
キダイオード１０，１１を温めるために、これらの近傍
に配置してある。周囲温度が低下するとショットキダイ
オード１０，１１のオン電圧が増大するため、出力リッ
プル電圧が増大し、これに含まれる高調波成分も増大す
る。サーミスタ１３は正温度係数のものを使用している
ので、低温になるに従って抵抗値が低下し発熱量が増大
するため、ショットキダイオード１０，１１のオン電圧
の増大を効率よく抑制することができる。
続図である。図８において、１３は正温度係数サーミス
タであり、その他の構成要素は図４と同じであり同じ符
号が付してある。正温度係数サーミスタ１３はショット
キダイオード１０，１１を温めるために、これらの近傍
に配置してある。周囲温度が低下するとショットキダイ
オード１０，１１のオン電圧が増大するため、出力リッ
プル電圧が増大し、これに含まれる高調波成分も増大す
る。サーミスタ１３は正温度係数のものを使用している
ので、低温になるに従って抵抗値が低下し発熱量が増大
するため、ショットキダイオード１０，１１のオン電圧
の増大を効率よく抑制することができる。
【００１９】図９は、この発明の第７の実施例を示す接
続図である。図９において、８はＭＯＳＦＥＴ、１４は
電圧制御回路であり、その他の構成要素は図８と同じで
あり同じ符号を付してある。電圧制御回路１４は、電圧
を入力とし、オンーオフパルス信号を出力とし、入力電
圧が増大すると出力オン時間が小さくなるように動作す
る。周囲温度が低下しショットキダイオード１０，１１
のオン電圧が増大すると、電圧制御回路１４の出力によ
りＭＯＳＦＥＴ８のオン時間が小さくなり、ＭＯＳＦＥ
Ｔ８に分流しているリップル電流が減少する。従って、
ショットキダイオード１０，１１に流れるリップル電流
が増大し、ショットキダイオード１０，１１のチップ温
度が上昇し、オン電圧が減少する。逆に周囲温度が高く
なりショットキダイオード１０，１１のオン電圧が低下
すると、電圧制御回路１４の出力によりＭＯＳＦＥＴ８
のオン時間が長くなり、ＭＯＳＦＥＴ８に分流している
リップル電流が増加する。従って、ショットキダイオー
ド１０，１１に流れるリップル電流が減少し、ショット
キダイオード１０，１１のチップ温度が低下し、オン電
圧が増加する。このようにして、ショットキダイオード
１０，１１のオン電圧を、周囲温度の変化にかかわらず
ほぼ一定に保持することができる。
続図である。図９において、８はＭＯＳＦＥＴ、１４は
電圧制御回路であり、その他の構成要素は図８と同じで
あり同じ符号を付してある。電圧制御回路１４は、電圧
を入力とし、オンーオフパルス信号を出力とし、入力電
圧が増大すると出力オン時間が小さくなるように動作す
る。周囲温度が低下しショットキダイオード１０，１１
のオン電圧が増大すると、電圧制御回路１４の出力によ
りＭＯＳＦＥＴ８のオン時間が小さくなり、ＭＯＳＦＥ
Ｔ８に分流しているリップル電流が減少する。従って、
ショットキダイオード１０，１１に流れるリップル電流
が増大し、ショットキダイオード１０，１１のチップ温
度が上昇し、オン電圧が減少する。逆に周囲温度が高く
なりショットキダイオード１０，１１のオン電圧が低下
すると、電圧制御回路１４の出力によりＭＯＳＦＥＴ８
のオン時間が長くなり、ＭＯＳＦＥＴ８に分流している
リップル電流が増加する。従って、ショットキダイオー
ド１０，１１に流れるリップル電流が減少し、ショット
キダイオード１０，１１のチップ温度が低下し、オン電
圧が増加する。このようにして、ショットキダイオード
１０，１１のオン電圧を、周囲温度の変化にかかわらず
ほぼ一定に保持することができる。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の制御が不安定になることなく、また効率低下を伴うこ
となく高調波ノイズを低減することができ、市販のリッ
プルアッテネータモジュールに比べ１桁以上の低価格化
が可能である。また、周囲温度の変化に影響されない回
路とすることも可能となる。
の制御が不安定になることなく、また効率低下を伴うこ
となく高調波ノイズを低減することができ、市販のリッ
プルアッテネータモジュールに比べ１桁以上の低価格化
が可能である。また、周囲温度の変化に影響されない回
路とすることも可能となる。
【図１】この発明の第１の実施例を示す接続図。
【図２】図１の動作を示すタイムチャート。
【図３】この発明の第２の実施例を示す接続図。
【図４】この発明の第３の実施例を示す接続図。
【図５】この発明の第４の実施例を示す接続図。
【図６】この発明の第５の実施例を示す接続図。
【図７】図６の動作を示すタイムチャート。
【図８】この発明の第６の実施例を示す接続図。
【図９】この発明の第７の実施例を示す接続図。
【図１０】従来の実施例を示す接続図。
【図１１】図１０の各部の波形を示す図。
【図１２】市販のリップルアッテネータモジュールの動
作原理図。
作原理図。
１…トランス、２…スイッチング素子、３，４…ダイオ
ード、５…リアクトル、６…コンデンサ、７，１２…抵
抗、８，９…ＭＯＳＦＥＴ、１０，１１…ショットキダ
イオード、１３…正温度係数サーミスタ，１４…電圧制
御回路，２０，３０…制御回路、２１，２２，３１，３
２…高速コンパレータ、２３，２４，３３，３４…抵
抗、２５，３５…バッファアンプ、２６，２７，３６，
３７…基準電圧。
ード、５…リアクトル、６…コンデンサ、７，１２…抵
抗、８，９…ＭＯＳＦＥＴ、１０，１１…ショットキダ
イオード、１３…正温度係数サーミスタ，１４…電圧制
御回路，２０，３０…制御回路、２１，２２，３１，３
２…高速コンパレータ、２３，２４，３３，３４…抵
抗、２５，３５…バッファアンプ、２６，２７，３６，
３７…基準電圧。
Claims (8)
- 【請求項１】スイッチング電源等のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、前記コンデンサ
に直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に並列に接続し
たＭＯＳＦＥＴと、前記抵抗の両端の電圧が正及び負の
基準電圧を超えたときのみ前記ＭＯＳＦＥＴをオンする
回路とを具備したことを特徴とするスイッチング電源等
の平滑回路。 - 【請求項２】スイッチング電源等のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、前記コンデンサ
に直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に逆並列に接続
したショットキダイオードとを具備したことを特徴とす
るスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項３】スイッチング電源等のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、前記コンデンサ
に直列に接続した抵抗と、該抵抗に直列に接続した逆並
列接続のショットキダイオードとを具備したことを特徴
とするスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項４】スイッチング電源等のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、前記コンデンサ
に直列に接続した逆並列接続のショットキダイオード
と、該ショットキダイオードに直列に接続され出力電圧
によりオンするＭＯＳＦＥＴとを具備したことを特徴と
するスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項５】スイッチング電源等のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、前記コンデンサ
に直列に接続した抵抗と、該抵抗の両端に並列に接続し
た複数のＭＯＳＦＥＴと、前記抵抗の両端の電圧が正及
び負の基準電圧を超えたときのみ前記複数のそれぞれの
ＭＯＳＦＥＴをオンする複数の回路とを具備したことを
特徴とするスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項６】スイッチング電源等のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、前記コンデンサ
に直列に接続した逆並列接続のショットキダイオード
と、該ショットキダイオードを温めるヒータとを具備し
たことを特徴とするスイッチング電源等の平滑回路。 - 【請求項７】前記ヒータとして正温度係数サーミスタを
用いることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング
電源等の平滑回路。 - 【請求項８】スイッチング電源等のリアクトルとコンデ
ンサを組み合わせた平滑回路において、前記コンデンサ
に直列に接続した逆並列接続のショットキダイオード
と、該ショットキダイオードの両端に並列に接続したＭ
ＯＳＦＥＴと、前記ショットキダイオードの両端の電圧
が一定の電圧となるように前記ＭＯＳＦＥＴを制御する
電圧制御回路とを具備したことを特徴とするスイッチン
グ電源等の平滑回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9327509A JPH11196569A (ja) | 1997-10-27 | 1997-11-28 | スイッチング電源等の平滑回路 |
| US09/175,776 US6021054A (en) | 1997-10-27 | 1998-10-20 | Smoothing circuit for switching power supply for reduction of noise |
| DE19849019A DE19849019A1 (de) | 1997-10-27 | 1998-10-23 | Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung |
| TW087117771A TW434986B (en) | 1997-10-27 | 1998-11-10 | Smoothing circuit of switching power supply |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-293718 | 1997-10-27 | ||
| JP29371897 | 1997-10-27 | ||
| JP9327509A JPH11196569A (ja) | 1997-10-27 | 1997-11-28 | スイッチング電源等の平滑回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11196569A true JPH11196569A (ja) | 1999-07-21 |
Family
ID=26559541
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9327509A Withdrawn JPH11196569A (ja) | 1997-10-27 | 1997-11-28 | スイッチング電源等の平滑回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6021054A (ja) |
| JP (1) | JPH11196569A (ja) |
| DE (1) | DE19849019A1 (ja) |
| TW (1) | TW434986B (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1317053A1 (de) * | 2001-10-30 | 2003-06-04 | aixcon Elektrotechnik GmbH | Überspannungskompensator |
| US6960961B2 (en) * | 2003-04-30 | 2005-11-01 | Agilent Technologies, Inc. | EMI reduction of oscillating signals by way of controlled randomized modulation |
| US6833693B2 (en) * | 2003-04-30 | 2004-12-21 | Agilent Technologies, Inc. | EMI reduction of power converters by way of controlled randomized modulation of oscillating signals |
| US6784625B1 (en) | 2003-04-30 | 2004-08-31 | Agilent Technologies, Inc. | EMI reduction of voltage inverters by way of controlled randomized modulation of oscillating signals |
| EP1962413A1 (en) * | 2007-02-22 | 2008-08-27 | Stmicroelectronics SA | Ripple compensator and switching converter comprising such a ripple compensator |
| GB2511348A (en) * | 2013-02-28 | 2014-09-03 | Control Tech Ltd | Thermal Model |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3849677A (en) * | 1973-06-26 | 1974-11-19 | Westinghouse Electric Corp | Hybrid power filters employing both active and passive elements |
| SE423771B (sv) * | 1978-07-03 | 1982-05-24 | Asea Ab | Stromriktarutrustning for overforing av energi mellan ett vexelspenningsnet och ett likspenningsnet |
| CH633658A5 (de) * | 1978-11-26 | 1982-12-15 | Bbc Brown Boveri & Cie | Steuerbarer phasenschieber fuer ein wechselstrom-uebertragungssystem. |
-
1997
- 1997-11-28 JP JP9327509A patent/JPH11196569A/ja not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-10-20 US US09/175,776 patent/US6021054A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-10-23 DE DE19849019A patent/DE19849019A1/de not_active Ceased
- 1998-11-10 TW TW087117771A patent/TW434986B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19849019A1 (de) | 1999-04-29 |
| TW434986B (en) | 2001-05-16 |
| US6021054A (en) | 2000-02-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041116 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041125 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20050124 |