JP2006353087A - 遷移領域調整で電源からの最大電力を減少させるための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源の出力を調整する。
【解決手段】電源調整器がスイッチングモード電源の入力と出力との間に結合されたエネルギー伝達要素を含む。電源の入力にあるエネルギー伝達要素にスイッチが結合される。スイッチにコントローラが結合され、スイッチのスイッチングを制御して、フィードバック信号に応答してスイッチングモード電源の出力を調整する。フィードバック回路が結合され、スイッチングモード電源の出力に応答してフィードバック信号を生成する。フィードバック回路は、スイッチングモード電源の出力を感知するために結合された電圧調整回路と、電流調整回路と、遷移領域調整回路とを含む。電圧調整回路、電流調整回路、遷移領域調整回路は、それぞれ第１、第２、第３の調整信号を生成する。フィードバック信号は、それぞれ第１、第２、第３の調整信号に応答する。
【選択図】図１

Description

本発明は一般に電子回路に関し、より詳細には本発明はスイッチングモード電源に関する。

スイッチングモード電源の一般的な用途は充電器である。充電器の出力は通常、調整出力電圧と調整出力電流を供給するように制御される。出力電圧は、出力電流の範囲にわたって最大電圧と最小電圧との間で調整される。出力電流は、出力電圧の範囲にわたって最大電流と最小電流との間で調整される。フィードバック信号を用いて、出力電圧と出力電流が規定限界内に留まるようにスイッチングモード電源の出力を調整する。

スイッチングモード電源は通常、フィードバック信号がない場合に過剰出力電圧及び／又は過剰出力電流を防止する故障保護機能を有する。この故障保護機能がない場合には、フィードバック信号の消失により出力電圧及び／又は出力電流が出力負荷（場合によってはバッテリ）及び／又はスイッチングモード電源を損傷させる程高くなる可能性がある。この故障保護機能を備えていると、フィードバック信号がないことで通常はスイッチングモード電源が自動再起動サイクルで動作し、フィードバック信号が復帰するまで平均出力電圧及び／又は出力電流を十分に減少させる。

充電器は通常、調整出力電圧と調整出力電流との間の急激に遷移する。すなわち、デカルト座標にプロットされた出力電圧と出力電流の軌跡は通常、最大出力の点に相当する遷移点で約９０度の尖鋭な隅を有する。

調整出力電圧と調整出力電流との間に尖鋭な隅を有する充電器を設計する典型的な手法は、要件を満たすために必要以上にコストのかかる製品となる可能性がある。調整出力電圧から調整出力電流への調整遷移を制御することで、より低コストの構成部品を使用することができる。

出力電流を調整する低コストの回路は通常、緩い許容範囲を有する。このような回路を使用する充電器は、許容範囲の一方の限界で最小出力電流を保証し、許容範囲の他方の限界で最大出力電流を保証しなければならない。他のパラメータの許容範囲の追加を考慮する必要があることによって、この設計は実質的に必要以上に高出力の能力を有するようになる場合がある。負荷にとって必要な全電力を出力できないことにより、電源は調整ができず自己保護モードに入る。より高出力の性能は、一般により大きな磁性部品又はより大きな電力のスイッチングを必要とし、これらは電源のコストを上昇させる。

詳細に説明される本発明は、添付図面において例証として図示されるが、これに限定されるものではない。
電源の調整出力電圧と調整出力電流との間で調整遷移を可能にし、スイッチングモード電源が低コストの充電器として機能することができる技術が開示される。以下の説明では、本発明を完全に理解するために多数の特定の詳細が説明される。しかしながら、本発明を実施するために特定の詳細を用いる必要がない点は当業者には明らかであろう。本発明を曖昧にするのを避けるため、実施に関する既知の方法は詳細には説明されない。

本明細書全体を通して「１つの実施形態」又は「実施形態」に対する言及は、本発明に関連して説明される特定の機能、構造、又は特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書全体にわたり種々の箇所で出現する語句「１つの実施形態では」又は「実施形態では」は、必ずしも同一の実施形態のことを全て指すものではない。更に、特定の機能、構造、又は特性は、１つ又はそれ以上の実施形態においてあらゆる適切な様態で組み合わせることができる。

本発明の教示による調整出力電圧と調整出力電流との間の調整遷移を使用することによって、より高い出力性能に伴う高コストを回避することが可能である。調整遷移はフィードバック信号を維持し、自動再起動モードに入るのを回避すると同時に最大出力性能の減少を可能にする。

あらゆるスイッチングモード電源は、出力電圧と出力電流との間のプロット上の境界を描く最大出力性能を有する。従来の設計では、最大性能境界は、最大規定出力電圧と最大規定出力電流の交点である最大規定出力の点を超えて設定される。本発明の実施形態では、最大性能境界は、最大規定出力の点を下回るように設定され、調整出力電圧と調整出力電流との間で調整遷移を用いて、電源が自己保護モードで動作させることになるはずのフィードバック信号の損失を防止する。結果として、調整遷移の出力電圧と出力電流の軌跡は、本発明の実施形態により設計コストを減少させるために最大性能境界を下回る経路を辿らせることができる。

例えば、図１の波線は、充電器への出力電圧と出力電流の標準的な仕様限界を示している。動作の規定外側境界を定めるＶ_SMAXとＩ_SMAXの波線は、外側最大出力点である点１０５で交差する。動作の規定内側境界を定めるＶ_SMINとＩ_SMINの波線は、内側最大出力点である点１４５で交差する。電源は、規定要件を満たすために外側境界１１０と内側境界１５０との間でだけ動作する必要がある。

典型的なスイッチングモード電源では、電源の最大出力性能を描く性能境界１００は、外側最大出力の点１０５を下回って設定され、規定外側境界１１０と規定内側境界１５０のそれぞれの範囲内で調整された動作を保証する。より小型の変圧器又は変圧器の一次側のピーク電流を小さくした変圧器を使用することにより、電源のコストを減少させることができるが、これらの対策により電源の最大出力性能も低下する。低コスト電源の性能境界は、本発明の教示に従って性能境界１１５で示されるように、規定動作１１０と１５０の境界内にあることができる。図１は、外側最大出力点１０５と内側最大出力点１４５の間の性能境界１１５を示している。調整された動作を維持するために、出力電圧と出力電流は、最大出力電流が本発明の教示に従って最大性能境界１１５を下回って維持されるように境界内で制御される。

図１において、水平の実線１２０はＶ_OMINとＶ_OMAXの間の調整電圧領域の境界である。垂直の実線１４０はＩ_OMINとＩ_OMAXの間の調整電流領域の境界である。傾斜している実線１３０は、本発明の教示による調整された遷移領域の境界である。

図１に示されるように、調整された遷移領域の境界１３０は、仕様の範囲内の動作を維持するように最大性能境界１１５より下で且つ内側最大出力点１４５より上にある。設計者は、調整境界１２０、１３０、１４０と性能境界１１５の位置を選択し、本発明の実施形態によるコストの減少を達成することができる。適切な形状の調整された遷移領域１３０を使用することにより、設計者は、本発明の実施形態における許容範囲とコストのトレードオフに対処することができる。

図２は、本発明の教示による、調整動作電圧領域、調整動作電流領域、調整動作遷移領域を有する電源の標準的出力特性を示す。電源は、調整動作電圧領域に傾斜ｍ_Vを有する線分２２０に沿って動作し、出力電圧をゼロ出力電流における電圧Ｖ_NLから第１の出力遷移電流Ｉ_T1における第１の遷移電圧Ｖ_T1まで調整する。従って、図示の例では、電源の出力電流が第１の出力遷移電流Ｉ_T1よりも小さい場合には、電源は、傾斜ｍ_Vを有する線分２２０に沿って調整動作電圧領域内で動作する。電源は、調整動作遷移領域で傾斜ｍ_Tを有する線分２３０に沿って動作し、第１の出力遷移電流Ｉ_T1に対応する第１の出力遷移電圧Ｖ_T1における第１の遷移点２５５と、第２の出力遷移電流Ｉ_T2に対応する第２の出力遷移電圧Ｖ_T2における第２の遷移点２３５との間で出力電圧と出力電流を調整する。すなわち、図示の例では、電源の出力電流が第１の出力遷移電流Ｉ_T1と第２の出力遷移電流Ｉ_T2との間にある場合、及び／又は電源の出力電圧が第１の出力遷移電圧Ｖ_T1と第２の出力遷移電圧Ｖ_T2との間にある場合、電源は、線分２３０に沿った調整動作遷移領域で動作し、電圧と電流を傾斜ｍ_Tを有する電源の最大出力性能未満に制限する。電源は、調整動作電流領域で傾斜ｍ_Iを有する線分２４０に沿って動作し、出力電流を第２の遷移点２３５におけるＩ_T2とゼロ出力電圧における短絡回路電流Ｉ_SCとの間で調整する。従って、図示の例では、電源の出力電圧が第２の出力遷移電圧Ｖ_T2よりも小さい場合には、電源は、傾斜Ｍ_Iを有する線分２４０に沿って調整動作電流領域で動作する。

本発明の実施形態では、出力電圧と出力電流を同時に調整することにより、出力性能が低い電源が従来の設計よりも低コストで充電器の要件を満足することができる。電圧調整領域と電流調整領域の間の調整遷移領域は、電源が最大出力性能境界を下回って動作することを可能にする。電圧調整回路、電流調整回路、調整遷移回路からの信号を合計し、望ましい形の調整遷移領域が得られる。調整遷移領域で動作するスイッチングモード電源は、より小型の構成部品を使用して、例えば、本発明の教示による充電器又は同様のものなどの電源用途でのコストを減少させることができる。

図２に示されるように、本発明の実施形態では調整電圧領域の線分２２０の傾斜ｍ_Vは必ずしもゼロである必要はなく、調整電流領域の線分２４０の傾斜ｍ_Iは必ずしも無限大である必要はない。線分２２０、２４０は、特定用途向けの設計による非理想的な構成部品又は意図的な成形の結果として、有限の傾斜又は非線形特性を有することができる。線分２３０は、直線でなく、最大性能境界２１５の曲線をより密接に近似していてもよい。出力電圧と出力電流は、内側仕様境界２５０と外側仕様境界２１０の線分の間で最大出力性能境界２１５を下回って維持される。

図３は、本発明の教示に従った原理を例示するためにフライバック電源の例を用いた機能ブロック図である。図３に示されたスイッチングモード電源は、調整されていない入力電圧ＨＶ_IN３００により負荷３４５に出力を供給する本発明の実施形態のためのものである。１つの実施形態では、負荷３４５は例えば充電式バッテリである。入力電圧ＨＶ_IN３００は、エネルギー伝達要素Ｔ１ ３２０とスイッチＳＷ１ ３１０に結合される。図３の例図では、エネルギー伝達要素Ｔ１ ３２０は、スイッチＳＷ１ ３１０のスイッチングに応答してスイッチングモード電源の入力から出力にエネルギーを結合する。

図３の例では、エネルギー伝達要素Ｔ１ ３２０は、２つの巻線を備えた変圧器として示されている。一般に、この変圧器は２つよりも多くの巻線を有することができ、この追加巻線は、追加の負荷に電源を供給したり、バイアス電圧を供給したり、又は負荷の電圧を感知することに利用される。クランプ回路３０５は、エネルギー伝達要素Ｔ１ ３２０の一次巻線に結合され、スイッチＳＷ１ ３１０での最大電圧を制御する。

スイッチＳＷ１ ３１０は、スイッチングモード電源の出力を調整するために本発明の教示に従ってコントローラ３９６に応答してオン、オフされる。１つの実施形態では、スイッチＳＷ１ ３１０はトランジスタである。１つの実施形態では、スイッチＳＷ１ ３１０はパワー金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。１つの実施形態では、コントローラ３９６は、集積回路又はディスクリート電子構成部品或いは集積回路とディスクリート電子構成部品の両方を含む。１つの実施形態では、集積回路は、コントローラ３９６とスイッチＳＷ１ ３１０とを含む。

スイッチＳＷ１ ３１０の動作は、エネルギー伝達要素を介した整流器Ｄ１ ３２５への脈動電流を生成し、キャパシタＣ１ ３３０によってフィルタ処理されて実質的に一定の出力を生成する。これは負荷３４５に対する出力電圧Ｖ_O３４０又は実質的に一定の出力電流Ｉ_O３３５、或いは出力Ｖ_O３４０とＩ_O３３５の組み合わせとすることができる。

図３に示されるように、フィードバック回路３５８が結合されており、出力を感知し、出力電圧Ｖ_O３４０及び／又は電流感知信号３３６の感知に応答してフィードバック信号３８０を生成する。１つの実施形態では、フィードバック信号３８０は、電源の出力調整時に図２の線分２２０、２３０、２４０に沿った電源の動作を含む、全ての領域の動作の間アクティブ又は非ゼロである。１つの実施形態では、フィードバック回路３５８は、電流調整ブロック３５０、遷移調整ブロック３５５、電圧調整ブロック３６０、加算ブロック３８５を含む。１つの実施形態では、出力電圧Ｖ_O３４０は、電圧調整ブロック３６０と遷移領域調整ブロック３５５のための信号として使用される。出力電流感知３３６は、電流調整ブロック３５０と遷移領域調整ブロック３５５に対する信号として使用される。

電流調整ブロック３５０からの調整信号Ｓ₁３６５、遷移領域調整ブロック３５５からの調整信号Ｓ₂３７０、電圧調整ブロック３６０からの調整信号Ｓ₃３７５が加算ブロック３８５で組み合わせられる。本発明の実施形態では、遷移領域調整ブロック３５５は、本発明の教示による、例えば図１の線分１３０又は図２の線分２３０に沿った動作の遷移領域におけるフィードバックにより電源の調整された動作を提供する。結果として、動作の遷移領域内で遷移領域調整ブロック３５５によって提供される非ゼロ又はアクティブのフィードバック信号が存在する。線分２３０に沿った調整遷移領域により、電源は、本発明の教示により電源の最大出力性能未満に電圧と電流を制限することが可能となる。加算ブロックの出力は、分離ブロック３９０によって受け取られるフィードバック信号Ｓ_FB３８０である。

分離ブロック３９０は、変圧器Ｔ１ ３２０の二次側に関連する回路から変圧器Ｔ１ ３２０の一次側に関連する回路を分離する電気絶縁障壁を超えて信号を伝送する。これに従い、１つの実施形態では、分離ブロック３９０は、図３に示された電源の入力と出力との間を絶縁する。分離ブロックの出力は、コントローラ３９６に到達する倍率変更されたフィードバック信号ＫＳ_FB３９５である。幾つかの実施形態では、分離ブロック３９０は必ずしも必要ではなく、その場合、コントローラ３９６がフィードバック信号Ｓ_FB３８０を受け取る。コントローラブロック３９６の出力は、フィードバック信号Ｓ_FB３８０又は倍率変更されたフィードバック信号ＫＳ_FB３９５に応答してスイッチＳＷ１ ３１０をスイッチングするように結合され、本発明の教示に従ってスイッチングモード電源の出力を調整する。

図４は、本発明の種々の実施形態において遷移領域調整４００用の回路と共に使用することができる電圧調整４１０及び電流調整４２０のための幾つかの例示的な回路を示す。回路４２０、４００、４１０は、本発明の教示による図３のフィードバック回路３５８のブロック３５０、３５５、３６０にそれぞれ相当する。

図示の例で示されるように、出力電流調整回路４２０は、電流感知抵抗器Ｒ_S４２５、電流加算抵抗器Ｒ_SUM４２４、光結合素子４２１の発光ダイオードＬＥＤ４２２を含む。電流調整回路４２０は、図３の機能ブロック図で信号Ｓ₁３６５に相当する出力Ｉ₁４２７を供給する。

出力電圧調整回路４１０は、ツェナー電流Ｉ_Zでツェナー電圧Ｖ_ZOを有するツェナーダイオード４１４と、ツェナーダイオード・バイアス抵抗器Ｒ_BX４１３と、ＰＮＰバイポーラトランジスタ４１２と、エミッタ抵抗器Ｒ_E４１１とを含む。電圧調整回路４１０は、図３の機能ブロック図で信号Ｓ₃３７５に相当する出力電流Ｉ₃４２９を供給する。

遷移領域調整回路４００の種々の実施形態は、リターン端子Ｚ４０３に対する端子Ｘ４０１で入力電圧を受け取り、出力端子Ｙ４０２に電流を供給する。遷移調整回路４００からの出力電流Ｉ₂４２８は、図３の機能ブロック図で信号Ｓ₂３７０に相当する。

図４のノード４３２は、図３の加算ブロック３８５に相当する加算ノードである。ノード４３２は、電流Ｉ₁４２７、Ｉ₂４２８、Ｉ₃４２９を加算し、図３の機能ブロック図の信号Ｓ_FB３８０に相当するフィードバック電流Ｉ_FB４２３を生成する。フィードバック電流Ｉ_FBは、電源が出力を調整する際に調整された値Ｉ_FBRの状態にある。Ｉ_FBRは、調整を維持するための光結合素子４２１のＬＥＤ４２２の電流Ｉ_FB４２３の値であり、所定用途において設計者には既知である。

光結合素子４２１は、１つの実施形態において、スイッチングモード電源の入力回路から出力回路と出力負荷とを絶縁するために使用される。図４の光結合素子４２１は、図３の分離ブロック３９０に相当する。

図４では、入力電圧Ｖ_IN４３１は、電流感知抵抗器Ｒ_S４２５の両端の電圧Ｖ_S４４０だけ調整出力電圧Ｖ_O４３０と異なる。１つの実施形態では、出力負荷電流Ｉ_OUT４２６は、電流感知抵抗器Ｒ_S４２５の両端の電圧Ｖ_S４４０として感知され、加算抵抗器Ｒ_SUM４２４を通ってＩ_FB４２３に向かう電流Ｉ₁４２７を生成する。１つの実施形態では、光学素子４２１のＬＥＤ４２２の順電圧Ｖ_Fは、電流調整のための基準電圧である。１つの実施形態では、電流Ｉ₁４２７が値Ｉ_FBRに到達すると電源は調整電流領域内で動作する。１つの実施形態では、加算抵抗器Ｒ_SUM４２４の両端の電圧は、抵抗器ＲＳ４２５の許容可能な電力損に対して電流調整基準電圧ＶＦの通常１０％である。従って、１つの実施形態では、電流感知抵抗器Ｒ_S４２５の両端の電圧は、電源が調整電流領域で動作するときにはＶ_Fの約１．１倍である。

図４の遷移領域調整回路４００の例は、本発明の実施形態では図５と図６に示される。遷移領域調整は、低コストの許容範囲の緩い構成部品を使用すると同時に、規定電圧と電流境界の範囲内で且つ本発明の教示に従って図２に示された最大性能境界２１５を下回って動作する調整された出力を提供する。図４の遷移領域調整回路４００は、Ｘ入力４０１からＹ出力を介して加算ノード４３２に電流を投入し、負荷変動に応じて出力電圧と出力電流を同時に調整しながら、本発明の教示に従って図２に示された最大性能境界２１５を下回って維持する。

例えば、図５は本発明の教示による遷移領域調整用回路の例である。図５の例示的な回路は、図２の第２の遷移点２３５の電圧Ｖ_T2を設定し、更に線分２３０の傾斜ｍ_Tを設定し、Ｖ_NL、Ｖ_T1、Ｉ_T1、Ｉ_SCを変えることになる許容範囲の変動に応答して両方を実質的に固定して保持する。

図示のように、図５の例示的な回路は、ツェナー電圧Ｖ_ZTのツェナーダイオード５１０、バイアス抵抗器Ｒ_Z５２０、ベース・エミッタ電圧Ｖ_BEのＮＰＮトランジスタ５１５、エミッタ抵抗器Ｒ_Y５２５を含む。端子Ｘ５０１、Ｙ５０２、Ｚ５０３は、それぞれ図４の端子Ｘ４０１、Ｙ４０２、Ｚ４０３に相当する。ツェナーダイオード５１０のツェナー電圧Ｖ_ZTにＮＰＮトランジスタ５１５のＶ_BEを加えると、図２の第２の遷移点２３５の電圧Ｖ_T2が生じる。抵抗器Ｒ_Y５２５は図２の線分２３０の傾斜を発生させる。バイアス抵抗器５２０はツェナーダイオード５１０に電流を発生させ、ツェナー電圧Ｖ_ZTの所望の特性を与える。

図５の遷移領域調整回路と共に図４の回路を用いた実施形態では、図５の電流Ｉ_Y５３０は図４の電流Ｉ₂４２８であり、図３の信号Ｓ₂３７０に相当する。Ｉ_FB４２３が値Ｉ_FBRのときに出力が調整され、これは、本発明の実施形態の特定の用途において既知の値である。図２の遷移点２５５及び２３５における電圧Ｖ_T1及びＶ_T2は、図４及び図５の値から式１及び式２によって近似的に与えられる。

Ｖ_T1＝Ｖ_ZO＋Ｖ_BE （１）
Ｖ_T2＝Ｖ_ZT＋Ｖ_BE＋Ｖ_F （２）

本発明の実施形態においてＶ_ZOとＶ_ZTの適切な値を選択して、Ｖ_BEとＶ_Fの存在下でＶ_T1とＶ_T2の所望の値を得ることができる。所与のＶ_T1、Ｉ_T1、Ｉ_SCに対して、設計者は、線分２３０の傾斜ｍ_Tを選択し、所望の調整遷移領域を達成する。図４の抵抗器Ｒ_SUM４２４は、既知の値Ｖ_F及びＶ_FBRに従って次式で選択することができる。

Ｒ_SUM＝０.１Ｖ_F／Ｉ_FBR （３）

値Ｒ_Sは次式から近似的に計算される。

Ｒ_S＝１.１Ｖ_F／Ｉ_SC （４）

式中、Ｉ_SCは設計者によって選択された短絡出力電流値とすることができる。

Ｉ_T1及びＩ_T2の値は、図２に示されるようにそれぞれ線分２３０と２４０の傾斜ｍ_Tとｍ_Iから求めることができる。図５の例示的な回路では、電流調整領域の線分２４０は、Ｉ_T2がほぼＩ_SCになるように実質的に垂直である。Ｉ_T1の値は、Ｖ_T1と線分２３０の傾斜ｍ_TによってＶ_T2及びＩ_T2から求められる。

図５の実施形態の調整遷移領域の線分２３０の傾斜ｍ_Tは、次式によって近似的に与えられる。

Ｉ_OがゼロのときのＶ_Oの値である電圧Ｖ_NLは、Ｉ_T1でのＶ_T1と調整電圧領域の線分２２０の傾斜から求められる。調整電圧領域の線分２４０の傾斜ｍ_Vは、次式によって近似的に与えられる。

式中、記号Ａ||Ｂは、成分Ａ及びＢの等価並列の組み合わせを表す。設計者は、式１から６よりパラメータを調節し、本発明の教示に従って調整出力の所望の特性を実現する。

図６は、本発明の教示による遷移領域調整用の回路の別の例である。図４の例と共に図６の例示的な回路は、Ｖ_NL、Ｖ_T1、Ｉ_T1、Ｉ_SCを変えることになる許容範囲の変動に応答して、遷移点２３５が実質的に固定線分２３０の傾斜ｍ_Tに沿って移動するように、Ｖ_T2とＩ_T2を変えることが可能である。

図６の例示的な回路は、抵抗器Ｒ₁６２０、Ｒ₂６５０、Ｒ₃６３５、Ｒ₄６４５、Ｒ₅６０５と共にトランジスタ６１０、６１５、６３０を使用し、Ｖ_Fにほぼ比例する電圧をトランジスタのベース６４０に印加する。端子Ｘ６０１、Ｙ６０２、Ｚ６０３は、それぞれ図４の端子Ｘ４０１、Ｙ４０２、Ｚ４０３に相当する。抵抗器Ｒ_Y６２５は、図２の線分２３０の傾斜ｍ_Tを発生させる。

図６の遷移領域調整回路と共に図４の回路を用いた実施形態では、図６の電流Ｉ_Y６５５は図４の電流Ｉ₂４２８であり、図３の信号Ｓ₂３７０に相当する。図５の例と同様に、Ｉ_FB４２３が値Ｉ_FBRのときに出力が調整される。設計者には、特定の用途に対する値Ｉ_FBRが既知となる。式１は、それが図５の例と同様に、図６の遷移領域調整回路に対して図２の第１の遷移点の電圧Ｖ_T1を近似的に与える。所与のＶ_T1、Ｉ_T1、Ｉ_SCに対して、設計者は、線分２３０の傾斜ｍ_Tを選択して所望の調整遷移領域を達成する。Ｒ_SUM４２４とＲ_S４２５の値は、それぞれ式３及び式４から計算される。Ｒ_Y６２５の値は式７から計算される。

式中、傾斜ｍ_Tは負の量である。抵抗器Ｒ₁６２０とＲ₂６５０は、調整転移領域全体にわたってトランジスタ６３０が線形動作するように選択される。通常は、所望の動作を保証するために可能な限り高い値に対してＲ₁＝２Ｒ₂である。

抵抗器Ｒ３６３５とＲ４６４５は、通常は所望の動作を保証するためにできる限り高い値で式８から計算された比率で選択される。

Ｉ_OがゼロのときのＶ_Oの値である電圧Ｖ_NLは、調整遷移領域で線分２２０の傾斜ｍ_Vを有するＶ_T1とＩ_T1から求められる。傾斜ｍ_Vは、式６によって近似的に与えられる。抵抗器Ｒ₅６０５は、トランジスタ６１５の漏洩電流の経路を提供する。当業者であれば、特定の用途の必要なときにＲ₅６０５に対して適切な値を選択するであろう。

上述の詳細な説明において、本発明の方法及び装置を特定の例示的な実施形態を参照して説明してきた。しかしながら、本発明の広範な精神及び範囲から逸脱することなくこれらに対して種々の修正及び変更を行うことができることは明白であろう。従って、本明細書及び図は、限定としてではなく例証としてみなすべきである。

本発明の教示により動作することができる電源の出力電圧と出力電流の境界を示す。 本発明の教示による境界内で動作する電源の出力特性を示す。 本発明の教示による遷移領域調整機能を含むスイッチングモード電源の１つの例の機能ブロック図である。 本発明の教示による電源の遷移領域調整を含む３つの調整フィードバック回路の１つの例を示す。 本発明の教示による遷移領域調整の回路の１つの例である。 本発明の教示による遷移領域調整の回路の別の１つの例である。

符号の説明

１００ 性能境界、１０５ 外側最大出力点、１１０ 外側境界、１１５ 最大性能境界、１３０ 遷移領域の境界、１４０ 調整電流領域の境界、１４５ 内側最大出力点、１５０ 内側境界

Claims (14)

1. スイッチングモード電源の入力と出力との間に結合されたエネルギー伝達要素と、
   前記電源の入力で前記エネルギー伝達要素に結合されたスイッチと、
   フィードバック信号に応答して前記スイッチのスイッチングを制御して前記スイッチングモード電源の出力を調整するために前記スイッチに結合されたコントローラと、
   前記スイッチングモード電源の出力に応答して前記フィードバック信号を生成するように結合され、前記スイッチングモード電源の出力を感知して第１、第２、第３の調整信号をそれぞれ生成するように結合された電圧調整回路、電流調整回路、遷移領域調整回路を含むフィードバック回路と、
   を備え、
   前記フィードバック信号は、前記第１、第２、第３の調整信号に応答することを特徴とする電源調整器。
2. 前記電圧調整回路と前記遷移領域調整回路は、前記スイッチングモード電源の出力において電圧感知信号に応答して前記第１と第３の調整信号を生成するように結合されることを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
3. 前記電圧調整回路と前記遷移領域調整回路は、前記スイッチングモード電源の出力において電流感知信号に応答して前記第２と第３の調整信号を生成するように結合されることを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
4. 前記第１の調整信号は前記電圧調整回路によって生成され、前記スイッチングモード電源の出力電流が第１の遷移電流よりも小さいときに前記スイッチングモード電源の出力を調整することを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
5. 前記第２の調整信号は前記電流調整回路によって生成され、前記スイッチングモード電源の出力電圧が第２の遷移電流よりも小さいときに前記スイッチングモード電源の出力を調整することを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
6. 前記第３の調整信号は前記遷移領域調整回路によって生成され、前記スイッチングモード電源の出力電圧が第１と第２の遷移電圧の間にあるときに前記スイッチングモード電源の出力を調整することを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
7. 前記第３の調整信号は前記遷移領域調整回路によって生成され、前記スイッチングモード電源の出力電流が第１と第２の遷移電流の間にあるときに前記スイッチングモード電源の出力を調整することを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
8. 前記フィードバック信号は、前記第１、第２、第３の調整信号の合計であることを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
9. 前記電源調整器は充電器に含まれることを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
10. 前記コントローラは集積回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
11. 前記コントローラは、ディスクリート電子構成部品を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源調整器。
12. 電源の入力においてエネルギー伝達要素に結合された電源スイッチをスイッチングする段階と、
    前記電源の出力に応答してフィードバック信号を生成する段階と、
    前記電源の出力電流が第１の遷移電流よりも小さい場合に、前記フィードバック信号に応答して前記電源の出力電圧を調整動作電圧領域において調整する段階と、
    前記出力電圧が第２の遷移電圧よりも小さい場合に、前記フィードバック信号に応答して前記電源の出力電流を調整動作電流領域において調整する段階と、
    前記スイッチングモード電源の出力電圧が第１の遷移電圧と前記第２の遷移電圧との間にあるか、又は、前記スイッチングモード電源の出力電流が前記第１の遷移電流と第２の遷移電流との間にある場合に、前記フィードバック信号に応答して前記電源の出力電圧と出力電流を遷移動作電流領域において調整する段階と、を含む方法。
13. 前記フィードバック信号を生成する段階は、
    前記電源の出力電圧と出力電流を感知する段階と、
    前記出力電圧に応答して電圧調整信号を生成する段階と、
    前記出力電流に応答して電流調整信号を生成する段階と、
    前記出力電圧と前記出力電流に応答して遷移領域調整信号を生成する段階と、
    前記電圧調整信号、前記電流調整信号、前記遷移領域調整信号を加算する段階と、
    を更に含む請求項１２に記載の方法。
14. 前記電源の入力を前記電源の出力と絶縁する段階を更に含む請求項１２に記載の方法。

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