JP2006339754A

JP2006339754A - 送信装置、受信装置および電子装置

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Publication number: JP2006339754A
Application number: JP2005158882A
Authority: JP
Inventors: Katsuyuki Ikeda; 勝幸池田
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2005-05-31
Filing date: 2005-05-31
Publication date: 2006-12-14
Anticipated expiration: 2025-05-31
Also published as: JP4735055B2

Abstract

【課題】同一筐体内のような至近距離においての無線伝送路を構築するための従来の銅などの電線による伝送路と同一以下の低コスト、低消費電力で実現できる無線伝送路のための変復調の実現方法を示し、低コスト、低消費電力で信頼性の高い送信装置、受信装置および電子装置を実現することを目的とする。
【解決手段】少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と前記周期信号発生手段の発生した信号を送信信号によって変調する変調手段および前記変調手段の出力信号から高調波成分を取り出し送信する送信手段から構成されることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、電磁波（電波）を用いて通信を行うための送信装置、受信装置および表示素子や撮像素子など高速なデータ転送を必要とする素子を内蔵する電子装置に関する。

近年、携帯電話やノートブックコンピュータ、デジタルカメラなどの機能向上は目覚しく、これらの機器に内蔵される表示素子や撮像素子の高分解能化および高精細化が求められ、ますます複雑化してきている。特に携帯電話においては、カメラ機能の内蔵化や表示部の大型化などの高機能化とともに小型軽量化および低消費電力化が求められ、その筐体構造も、クラムシェル型またはフリップ型と呼ばれる折り畳み型が主流になってきている。

これらの表示体素子や撮像素子を内蔵する電子装置において、最近はますます表示部の大型化および高分解能化、さらに機器の小型軽量化が求められてきている。このような要請から、回路部品を実装する実装基板は複数に分割実装されることが多く、その場合に回路は表示体側とコントロール側で分けられることが多い。必然的にＣＰＵと表示素子または撮像素子との間の結線が長くなる。また、素子の高分解能化に伴い、それらの線路で伝送される信号の周波数が高くなり、実装基板間の接続が困難になってきている。特に、クラムシェル型構造では、細いヒンジ部分を介して両者の実装基板が接続される構造となるため、これらの問題は一層深刻になっている。

また、表示素子や撮像素子の高分解能化に伴い、両者の実装基板間でやり取りされるデータ量も多くなり、高速転送技術が必要となってきている。この問題を解決するために高速データ伝送の方式として、例えば、ＬＶＤＳ（ＬｏｗＶｏｌｔａｇｅＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＳｉｇｎａｌｉｎｇ）を表示体や撮像素子の接続に使う（特許文献１および特許文献２）ことが提案されている。特許文献３および特許文献４等では、この方式でも十分な解決が得られないとして新たな方法が提案されている。

また、半導体製造技術の進歩は目覚しく、システムオンチップとして集積度はますます上り、電子装置に使用される半導体集積回路を１チップ内に全て搭載しようとする傾向がある。そのために、半導体チップと外部回路との接続のピン数が膨大となり、数百本を超えることも珍しくない。また、表示素子や撮像素子の高分解能化に伴い、半導体集積回路の動作周波数も高くなり、従来のワイヤボンディングを介して外部と接続する方法では、高周波特性が問題となり、正しく外部との信号やり取りが困難となってきている。このような問題に対し、非特許文献１や特許文献５乃至８では、半導体チップ間の接続あるいは回路ブロック間の接続を無線化する研究が報告されている。このように、電子装置内部の接続を無線化すれば装置内部の配線が省略でき、大きな効果が期待できる。
特許第３０８６４５６号公報（欄４４）特許第３３３０３５９号公報（欄４６）特許第３３４９４２６号公報特許第３３４９４９０号公報特開平１０−２５６４７８号公報特開２０００-１２４４０６号公報特開２０００-６８９０４号公報特開２００３-１０１３２０号公報「日経マイクロデバイス」２００３年１２月号１６１ページ

しかしながら、電子装置内部の配線を無線接続に置き換えるには言うまでも無く困難が伴う。すなわち、従来の有線接続と同程度のコストと消費電力で無線接続を実現することが必要である。また、放射される電磁界信号も電波法に規定される電界強度以下に抑える必要がある。このような電子装置内部の無線接続に適した無線通信は今までに検討されたことは無かった。

また、日本の電波法で規定される免許を要しない無線局に許容される電界強度は３ｍの距離で３５μV／ｍ以下である。これはＥＩＲＰ（等価等方放射電力）で−６４．３ｄＢｍと極めて微弱であり、従来技術による発振回路で発振する発振出力電力に比較しても、数十ｄＢのレベル差がある。そのため、このような目的の送信機には、何ら増幅手段を設置しなくても、放射電力が過剰となってしまい、電波の放射を抑えるためにエネルギーを使うと言う矛盾した方法を採らざるを得なかった。

そこで、本発明は、同一筐体内のような至近距離においての無線伝送路を構築するための従来の銅などの電線による伝送路と同一以下の低コストかつ低消費電力で実現できる無線伝送路のための変復調の実現方法を示し、低コストかつ低消費電力で信頼性の高い送信装置、受信装置および電子装置を実現することを目的とする。

本発明の一態様に係る送信装置は、少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、前記周期信号発生手段の発生した信号を送信信号によって変調する変調手段と、前記変調手段の出力信号から高調波成分を取り出し送信する送信手段とを具備することを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、低い周波数で発振する発振回路を使用し変調した後、そこから高調波成分を取り出し送信することによって、通信を可能とするため、発振回路に要求される発振周波数は、電磁波となって伝送される信号の周波数に比較して著しく低い周波数でよく、発振回路などの消費電力を低減することが可能である。また、通常半導体集積回路で達成不可能な高周波の電磁波信号を発生することを可能にする。

本発明の一態様に係る送信装置は、前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号は奇数次高調波成分の和として近似されることを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、周期的な信号は奇数次高調波のみで構成され偶数次の高調波を含まない。そのため、高調波間の間隔が広くなり、送信信号として高調波を取り出すフィルタ回路が簡略化できる。

本発明の一態様に係る送信装置は、前記変調手段は、前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号に対して前記送信信号によって振幅変調、周波数変調または位相変調することを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、通信方式として振幅変調、周波数変調または位相変調を可能とする。しかも、送信される電磁波信号の搬送波周波数を発振する必要がないので、システム構成を簡略化でき、また消費電力を減らすことができる。

本発明の一態様に係る送信装置の前記周期信号発生手段は、位相の異なる複数の周期的な信号を発生し、前記変調回路は、前記送信信号によって前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号の所定の位相を選択することによって位相変調することを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、通信方式としてデジタル多値位相変調を可能とする。しかも、送信される電磁波信号の搬送波周波数を発振する必要がないので、システム構成を簡略化でき、また消費電力を減らすことができる。

本発明の一態様に係る送信装置の前記周期信号発生手段は、周波数の異なる複数の周期的な信号を発生し、前記変調回路は、前記送信信号の論理値によって前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号の所定の周波数を選択することによって周波数シフト変調することを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、通信方式としてデジタル周波数シフト変調を可能とする。しかも、送信される電磁波信号の搬送波周波数を発振する必要がないので、システム構成を簡略化でき、また消費電力を減らすことができる。

本発明の一態様に係る受信装置は、少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、前記周期信号発生手段の発生した信号から高調波成分を取り出すフィルタ手段と、受信信号と前記フィルタ手段の出力信号の乗算を行う乗算手段とを具備することを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、局所発振回路の低い発振周波数から高調波を取り出し、受信信号と混合して復調することが可能であり、装置の簡略化と低消費電力化に効果がある。

本発明の一態様に係る受信装置の前記周期信号発生手段は、周期的な信号を非線形増幅する増幅手段によって構成されことを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、混合に必要な局所発振周波数の信号を簡単な回路で取り出すことができるので、装置の低消費電力化に効果がある。また、集積回路のデバイス特性による限界ぎりぎりまでの高周波数でも、容易に作動させることも可能となる。

本発明の一態様に係る電子装置は、周期的な信号に含まれる高調波成分を送信データにて変調する変調手段と、前記送信データにて変調された高調波成分を前記周期的な信号から抽出して送信する送信手段と、前記送信手段にて送信された送信データを受信する受信手段と、前記周期的な信号に含まれる高調波成分を前記受信手段にて受信された受信データに混合する混合手段とを具備することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、空間を伝播する電磁波信号の周波数と同等の周波数で発振する発振回路を必要とすることなく、送受信機を構成できる。このため、発振回路の発振周波数は低くてよいので、回路素子に要求される性能を軽減することができ、消費電力が少ない低価格のシステムの実現が可能である。また、これらの変復調手段を使って同一システム内のブロック間通信を行うことも可能となり、ヒンジを介して連結された筐体間の通信、同一基板上での内部通信、ＩＣパッケージ間など困難をともなう場所の配線を無線化することが可能となり、製造が容易で信頼性の高い低価格の電子装置を実現できる。

本発明の一態様に係る電子装置は、少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、前記周期信号発生手段にて発生された周期的な信号に含まれる低周波成分を伝送する有線伝送路と、前記有線伝送路にて伝送された低周波成分から前記周期的な信号に含まれる高調波成分を再生する再生手段とをさらに具備することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、電子装置内の通信を無線で行う際において、変調部と復調部は同一の周期信号発生手段の発生する周期的な信号を使って変復調できるので、周期信号発生手段に要求される周波数精度は著しく緩和され、装置の実現を容易にする。また、発振回路を１つで済ませることが可能となるとともに、その発振周波数を低くすることができ、システムの消費電力も下げることが可能となるとともに、ＥＭＩなどの不要の電磁波放射も減らすことができる。

本発明の一態様に係る電子装置は、第１筐体部と、第２筐体部と、前記第１筐体部と前記第２筐体部との間の位置関係を変えられるように前記第１筐体部と前記第２筐体部とを連結する連結部と、前記第１筐体部に搭載された第１回路部と、前記第２筐体部に搭載された第２回路部と、前記第１筐体部に搭載された第１の内部無線通信用アンテナと、前記第２筐体部に搭載された第２の内部無線通信用アンテナと、前記第１筐体部に搭載され、前記第１の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第１の内部無線通信制御部と、前記第２筐体部に搭載され、前記第２の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第２の内部無線通信制御部と、前記第１および第２回路部間で信号伝送する有線通信部とを備え、前記第１または第２の内部無線通信制御部は、少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、前記周期信号発生手段にて発生された信号を送信データにて変調する変調手段と、前記変調手段にて変調された信号から高調波成分を抽出するフィルタ手段とを含み、前記有線通信部は、前記周期信号発生手段にて発生された信号の基本波成分を伝送することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、クラムシェル構造が採用された電子装置において、内部無線通信用アンテナおよび内部無線通信制御部によって筐体間のデータ伝送を無線で行うことが可能となるため、電子装置に搭載される表示部などの高解像度化に対応して筐体間でやり取りされるデータ量が増大した場合においても、筐体間の配線数の増大を抑制しつつ、筐体間でデータ通信を滞りなく行うことが可能となる。さらに、搬送波発生回路または局所発振回路の信号の基本波成分を有線通信部にて伝送することにより、搬送波と局所発振回路信号のトラッキングを取ることが可能となるため、内部無線通信制御を著しく簡略化することが可能となる。このため、電子装置に搭載にクラムシェル構造が採用された場合においても、連結部の構造の複雑化を抑制することが可能となるとともに、実装工程の煩雑化を防止することが可能となり、コストアップを抑制しつつ、電子装置の小型薄型化および高信頼性化を図ることが可能となるとともに、電子装置の携帯性を損なうことなく、電子装置の大画面化および多機能化を図ることが可能となる。

本発明の一態様に係る電子装置は、第１筐体部と、第２筐体部と、前記第１筐体部と前記第２筐体部との間の位置関係を変えられるように前記第１筐体部と前記第２筐体部とを連結する連結部と、前記第１筐体部に搭載された第１回路部と、前記第２筐体部に搭載された第２回路部と、前記第１筐体部に搭載された第１の内部無線通信用アンテナと、前記第２筐体部に搭載された第２の内部無線通信用アンテナと、前記第１筐体部に搭載され、前記第１の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第１の内部無線通信制御部と、前記第２筐体部に搭載され、前記第２の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第２の内部無線通信制御部と、前記第１および第２回路部間で信号伝送する有線通信部とを備え、前記第１または第２の内部無線通信制御部は、少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、前記周期信号発生手段の出力を分周する分周手段と、前記周期信号発生手段にて発生された信号を送信データにて変調する変調手段と、前記変調手段にて変調された信号から高調波成分を取り出すフィルタ手段とを含み、前記有線通信部は、前記分周手段の信号の基本波成分を伝送することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、有線伝送路で伝送する信号の周波数を更に低くすることが可能となるとともに、搬送波と局所発振回路信号のトラッキングを取ることが可能となる。このため、内部無線通信制御を著しく簡略化することが可能となるとともに、ＥＭＩの対策等に大いに効果がある。また、システムの他の信号との共用も可能となり、回路が簡略化できる。

以上述べたように、本発明の上記構成によれば、電子装置内の機能ブロック間で送受されるデータの伝送を、半導体集積回路に内蔵される発振回路と変復調回路により電磁波（電波）で伝送することにより、空間を媒体としてデータを伝送することが可能となり、従来の高速データ伝送に伴う種々の問題や実装上の問題を除去することができ、低コストで高信頼性かつ低消費電力の表示装置を実現することができる。

本発明の上記構成によれば、クラムシェル構造が採用された電子装置において、内部通信用アンテナおよび内部無線通信制御部によって筐体間のデータ伝送を無線で行うことが可能となるため電子装置に搭載される表示部などの高解像度化に対応して筐体間でやり取りされるデータ量が増大した場合においても、筐体間の配線数の増大を抑制しつつ、筐体間でデータ通信を滞りなく行うことが可能となる。さらに搬送波発生回路または局所発振回路の信号の基本波成分を分周して有線通信部にて伝送するため、有線伝送路に要求される伝送帯域は低くてよく、搬送波と局所発振回路信号のトラッキングのための信号伝送が容易となる。これによって、内部無線通信制御が著しく簡略化することが可能となる。このため、電子装置に搭載にクラムシェル構造が採用された場合においても、連結部の構造の複雑化を抑制することが可能となるとともに、実装工程の煩雑化を防止することが可能となり、コストアップを抑制しつつ、電子装置の小型薄型化および高信頼性化を図ることが可能となるとともに、電子装置の携帯性を損なうことなく、電子装置の大画面化および多機能化を図ることが可能となる。

以下、本発明の実施形態を図面を使って説明する。
図１は、この方式が適用されるクラムシェル型携帯電話を開いたときの状態を示す斜視図、図２は、この方式が適用されるクラムシェル型携帯電話を閉じたときの状態を示す斜視図である。
図１および図２において、第１筐体部１の表面には、操作ボタン４が配置されるとともに、第１筐体部１の下端にはマイク５が設けられ、第１筐体部１の上端には外部無線通信用アンテナ６が取り付けられている。また、第２筐体部２の表面には、表示体８が設けられるとともに、第２筐体部２の上端にはスピーカ９が設けられている。また、第２筐体部２の裏面には、表示体１１および撮像素子１２が設けられている。なお、表示体８、１１としては、例えば、液晶表示パネル、有機ＥＬパネルまたはプラズマディスプレイパネルなどを用いることができる。また、撮像素子１２としては、ＣＣＤまたはＣＭＯＳセンサなどを用いることができる。また、第１筐体部１および第２筐体部２には、第１筐体部１と第２筐体部２との間で内部無線通信を行う内部無線通信用アンテナ７、１０がそれぞれ設けられている。

そして、第１筐体部１および第２筐体部２はヒンジ３を介して連結され、ヒンジ３を支点として第２筐体部２を回転させることにより、第２筐体部２を第１筐体部１上に折り畳むことができる。そして、第２筐体部２を第１筐体部１上に閉じることにより、操作ボタン４を第２筐体部２にて保護することができ、携帯電話を持ち歩く時に操作ボタン４が誤って操作されることを防止することができる。また、第２筐体部２を第１筐体部１から開くことにより、表示体８を見ながら操作ボタン４を操作したり、スピーカ９およびマイク５を使いながら通話したり、操作ボタン４を操作しながら撮像を行ったりすることができる。

ここで、クラムシェル構造を用いることにより、第２筐体部２のほぼ一面全体に表示体８を配置することができ、携帯電話の携帯性を損なうことなく、表示体８のサイズを拡大させることを可能として、視認性を向上させることができる。
また、内部無線通信用アンテナ７、１０を第１筐体部１および第２筐体部２にそれぞれ設けることにより、内部無線通信用アンテナ７、１０を用いた内部無線通信にて第１筐体部１と第２筐体部２との間のデータ伝送を行うことができる。例えば、外部無線通信用アンテナ６を介して第１筐体部１に取り込まれた画像データや音声データを、内部無線通信用アンテナ７、１０を用いた内部無線通信にて第２筐体部２に送り、表示体８に画像を表示させたり、スピーカ９から音声を出力させたりすることができる。また、撮像素子１２にて撮像された撮像データを、内部無線通信用アンテナ７、１０を用いた内部無線通信にて第２筐体部２から第１筐体部１に送り、外部無線通信用アンテナ６を介して外部に送出させることができる。

これにより、第１筐体部１と第２筐体部２との間のデータ伝送を有線で行う必要がなくなり、多ピン化されたフレキシブル配線基板をヒンジ３に通す必要がなくなる。このため、ヒンジ３の構造の複雑化を抑制することが可能となるとともに、実装工程の煩雑化を防止することが可能となり、コストアップを抑制しつつ、携帯電話の小型薄型化および高信頼性化を図ることが可能となるとともに、携帯電話の携帯性を損なうことなく、携帯電話の大画面化および多機能化を図ることができる。

なお、外部無線通信用アンテナ６は第１筐体部１に装着されているが、第２筐体部２に装着してもよい。この場合の方が使用時において外部無線通信用アンテナ６が第２筐体部２によって遮られることがなく、能率のよい通信が期待できる。この場合には、第１筐体部１に内蔵される携帯電話の通信制御部から同軸ケーブルなどにより外部無線通信用アンテナ６に給電される。

図３は、本発明の無線通信制御方法が適用される回転式携帯電話の外観を示す斜視図である。
図３において、第１筐体部２１の表面には、操作ボタン２４が配置されるとともに、第１筐体部２１の下端にはマイク２５が設けられ、第１筐体部２１の上端には外部無線通信用アンテナ２６が取り付けられている。また、第２筐体部２２の表面には、表示体２８が設けられるとともに、第２筐体部２２の上端にはスピーカ２９が設けられている。また、第１筐体部２１および第２筐体部２２には、第１筐体部２１と第２筐体部２２との間で内部無線通信を行う内部無線通信用アンテナ２７、３０がそれぞれ設けられている。

そして、第１筐体部２１および第２筐体部２２はヒンジ２３を介して連結され、ヒンジ２３を支点として第２筐体部２２を水平に回転させることにより、第２筐体部２２を第１筐体部２１上に重ねて配置したり、第２筐体部２２を第１筐体部２１からずらしたりすることができる。そして、第２筐体部２２を第１筐体部２１上に重ねて配置することにより、操作ボタン２４を第２筐体部２２にて保護することができ、携帯電話を持ち歩く時に操作ボタン２４が誤って操作させることを防止することができる。また、第２筐体部２２を水平に回転させて、第２筐体部２２を第１筐体部２１からずらすことにより、表示体２８を見ながら操作ボタン２４を操作したり、スピーカ２９およびマイク２５を使いながら通話したりすることができる。

ここで、内部無線通信用アンテナ２７、３０を第１筐体部２１および第２筐体部２２にそれぞれ設けることにより、内部無線通信用アンテナ２７、３０を用いた内部無線通信にて第１筐体部２１と第２筐体部２２との間のデータ伝送を行うことができる。例えば、外部無線通信用アンテナ２６を介して第１筐体部２１に取り込まれた画像データや音声データを、内部無線通信用アンテナ２７、３０を用いた内部無線通信にて第２筐体部２２に送り、表示体２８に画像を表示させたり、スピーカ２９から音声を出力させたりすることができる。

これにより、多ピン化されたフレキシブル配線基板をヒンジ２３に通す必要がなくなり、ヒンジ２３の構造の複雑化を抑制することが可能となるとともに、実装工程の煩雑化を防止することが可能となる。このため、コストアップを抑制しつつ、携帯電話の小型薄型化および高信頼性化を図ることが可能となるとともに、携帯電話の携帯性を損なうことなく、携帯電話の大画面化および多機能化を図ることができる。

なお、上述した実施形態では、携帯電話を例にとって説明したが、ビデオカメラ、ＰＤＡ（ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＡｓｓｉｓｔａｎｃｅ）、ノート型パーソナルコンピュータなどに適用することもできる。
また、上述した実施形態では、ヒンジを介して互いに連結された筐体間での内部無線通信を例にとって説明したが、同一筐体内での内部無線通信、同一実装基板上での内部無線通信、ＩＣチップ間での内部無線通信、同一モジュール内での内部無線通信または同一パッケージ内での内部無線通信、または一体的に使用される機器内での内部無線通信などに適用するようにしてもよい。

図４は、本発明にかかる送信装置および受信装置の実施例を示すブロック図であり、上記に述べた本発明の電子装置に用いられる内部通信用の送受信回路部の実施例を例示する。
図４において、一点鎖線４１０の左側のブロックはデータの送信部に関わり、右側のブロックは受信部に関わる。ここで、送信部には、一定周期の高調波成分を多く含む周期的な信号を発生する発振回路４０１が設けられている。そして、変調回路４０２は、変調データ端子４０８より入力される送信データに基づき、発振回路４０１で発生した周期的な信号を変調する。バンドパスフィルタ４０３は、変調回路４０２の出力信号から所定の高調波成分のみを取り出し、送信アンテナ４１１より電磁波信号として受信側に放射する。変調回路４０２のより詳しい説明は他の実施例で詳述する。

このような構成により、発振回路４０１は、電磁波信号の搬送波周波数よりも著しく低い周波数で発振できればよく、発振回路４０１を実現する回路素子の要求性能を緩和し実現を容易にするばかりか、システムの消費電流を減らすことが可能となる。また、アンテナ４１１から放射される電磁波のレベルは必要最小限に抑え、かつ電波法などの法規制に適合しなければならない。従来のように使用搬送波を発振し直接変調をかけた場合は、信号レベルが大きすぎ、何らかの電力制限手段を講じる必要があった。図４の構成では、発振回路４０１で発振する信号は送信搬送周波数よりも著しく低い周波数であり、変調回路４０２による変調後、バンドパスフィルタ４０３にて高調波を取り出しているので、送信アンテナ４１１から放射される信号のレベルも小さく、放射電磁界を制限するための対策も容易となる。

送信アンテナ４１１から放射された電磁波信号は受信アンテナ４１２により受信され、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）４０５により増幅された後、搬送波に対応した信号が混合回路４１４にて混合され、周波数変換が行われる。混合回路４１４は、バンドパスフィルタ４０３により選択された搬送波周波数と同一の周波数に従って混合処理を行うことにより、受信アンテナ４１２により受信された電磁波信号を直接ベースバンド信号に変換することも可能である。この場合、混合回路４１４は復調回路として動作し、復調データが中間周波端子４０９より出力される。復調回路のより詳しい説明は他の実施例により後述する。

混合回路４１４が復調回路として動作するためには、送信側で使用した搬送波の周波数と混合回路４１４が混合するローカル信号は完全に一致している必要がある。このために、従来の技術では送受信に使用される発振周波数の精度を上げ、使用周波数を許容限界内に維持したり、受信側にて自動周波数制御や搬送波抽出といった技術を採用することにより送受間の同期を取っていた。

図４の送信装置では、このような方法ももちろん利用可能であるが、送受信が至近距離で行われる場合はもっと簡便な方法をとることが可能である。すなわち、送信側の発振回路４０１の出力からローパスフィルタ４０４により同発振回路４０１の発振信号の基本波を抽出し、有線路４１３により受信側に伝送する。受信側では、ローパスフィルタ４０４にて抽出された信号を受け取ると、ハードリミッタ４０６により高調波成分を再生し、バンドパスフィルタ４０７により所定の高調波成分を取り出し、混合回路４１４で用いる局所信号として使用する。ハードリミッタ４０６は、入力信号の符号（正負）に応じて２値信号を出力する増幅器である。一般に正弦波をこのような非線形の増幅器に入力することにより、高調波成分を再生することができる。

以上のような構成によって、送信側で用いる搬送波と受信側で用いる局所信号の周波数を完全に一致させることが可能となり、発振回路４０１に要求される精度が著しく緩和されると同時に、通信性能も上げることが可能となる。また、一般に消費電力の多い発振回路４０１が１つで済む上、電磁波信号の搬送周波数に比較して発振周波数も著しく低くてよいため、システムの消費電力を大幅に下げることが可能である。ローパスフィルタ４０４にて抽出された発振回路４０１の基本波成分のみを有線路４１３によって伝送するのは、一般に有線路による極端に高い周波数の伝送は困難であり、またＥＭＩなどの不要の電磁波放射も増えるからである。このように、有線にて伝送困難な大量のデータは変調することにより空間を伝送させ、同期や周波数追跡に必要な低周波の信号は有線にて伝送することにより、従来技術では伝送困難だった大量データを簡易な方法により、低消費電力で精度良く伝送することが可能となる。

ここで、数式を使って図４の構成の動作を更に詳しく説明する。発振回路４０１は高調波成分を多く含む周期的な信号Ｓを発生する。よく知られているように、任意の周期関数はフーリエ展開により次式のように表すことができる。

ここで、ωは発振回路４０１の発生する周期的な信号の基本角周波数であり、ｔは時間である。発振回路４０１の発生する信号に含まれる直流成分は無視し、また煩雑であるため余弦関数成分は省略し、正弦関数の成分のみで表すこととする。このような省略は、以下の議論の本質に何ら影響するものでないことは容易に理解されるだろう。

変調回路４０２は発振回路４０１の出力信号Ｓを変調する。変調信号Ｍは次式のように表すことができる。

ここで、D、ω_d、ｐは変調回路４０２によって発振回路４０１の信号Ｓを変調した効果を表し、それぞれ信号Ｓの振幅、周波数、位相を変更したことを示す。変調データ端子４０８に入力される変調データに基づき、振幅をＤに変更すれば振幅変調、周波数をω_dに変更すれば周波数変調に相当し、ｐの変更は基本周期すなわち２π／ω（πは円周率）のなかで、出力信号Ｓを時間ｐだけ遅延させることを示し、位相変調に相当する。

バンドパスフィルタ４０３は変調信号Ｍから所定の高調波成分のみを取り出す。すなわち、この高調波信号をＴとすれば、高調波信号Ｔは次式のように表すことができる。
Ｔ＝Ｄ′ｓｉｎ｛ｍω_d（ｔ−ｐ）｝・・・（３）
ただし、Ｄ′＝ＤＡ_mであり、ｍは整数で基本波のｍ倍の高調波を取り出すことを示す。

ローパスフィルタ４０４は発振回路４０１の信号Ｓから基本波ｓｉｎωｔ（振幅情報は無視した）のみ取り出し、受信側に伝送する。ハードリミッタ４０６は強い非線形特性を持つ増幅器で、入力された信号波形の正負を弁別し、振幅±１の矩形波を生じる。このような矩形波は高調波成分を含み、ハードリミッタ４０６によって発生される信号Ｈは発振回路４０１で発生する信号Ｓと同様に、次式で表される。

なお、正弦波をハードリミッタ４０６にかけた場合、デューティ比が完全に５０%の矩形波形となり、このような信号には偶数高調波が含まれない。偶数高調波が必要な場合は、入力される正弦波に適当にオフセット電圧を加算し、ハードリミッタ４０６にかけることにより、デューティ比が５０％でない偶数高調波を含む波形も作り出すことができる。ただし、後述するように、高調波同士の間隔が基本波周波数の２倍になる奇数次高調波のみからなる信号の方が都合が良いことが多い。発振回路４０１でも、デューティ比５０％の矩形波を発生させ、奇数次高調波のみの発振信号を使用する方が、バンドパスフィルタ４０３に要求される性能が緩和されて良い。

バンドパスフィルタ４０７は、ハードリミッタ４０６の出力信号Ｈから混合回路４１４で使用する周波数成分ｓｉｎ（ｍ′ωｔ）を取り出し、混合回路４１４へ送出する（ｍ′は整数）。なお、ｍ＝ｍ′とすれば、受信アンテナ４１２にて受信された受信信号は、混合回路４１４により同一の搬送波周波数によって混合され、混合回路４１４の出力は復調されたベースバンド信号となり、中間周波端子４０９より出力される。ｍ≠ｍ′のときは、混合回路４１４からは、ω（ｍ−ｍ′）の角周波数の中間周波を出力することができる。

なお、バンドパスフィルタ４０３、４０７およびローパスフィルタ４０４は適宜省略が可能である。一般に使用する周波数が低いと、アンテナは大型化するため、小さいアンテナを用いると、低い周波数のエネルギー放射が抑えられる。このため、バンドパスフィルタ４０３を省略し、変調回路４０２の出力信号を送信アンテナ４１１に直接送出しても良い。送信された電磁波信号は、送受信アンテナ４１１、４１２および空間伝送路を経てＬＮＡ４０５に達するまでの伝送路特性によって、基本波や高調波の低い成分が抑制される。また、このような伝送路特性による基本波や高調波成分の抑制が不十分であったとしても、受信側での復調には問題がない。同様に、ローパスフィルタ４０４を省略しても、有線伝送路４１３の特性によって受信側には高調波成分は伝送できない場合が多いが、ハードリミッタ４０６の働きによって、受信側で高調波成分を再生することができる。有線伝送路４１３からの高調波成分の不要放射が少ない場合は、ローパスフィルタ４０４を省略してもよい。同様に、混合回路４１４のローカル信号は一般に大振幅を用いることが多く、高調波歪みを含んだ状態で動作させることが多い。そのため、特に、混合回路４１４の歪みが大きいとかの問題が無い限り、バンドパスフィルタ４０７も省略することが可能である。

このように、本実施例に従えば、空間を伝播する電磁波信号の周波数と同等の周波数で発振する発振回路を必要とすることなく、送受信機を構成できる。このため、発振回路の発振周波数は低くてよいので、回路素子に要求される性能を軽減することができ、消費電力が少ない低価格のシステムの実現が可能である。
また、有線にて伝送困難な大量のデータを変調しながら空間を伝送させ、同期や周波数追跡に必要な低周波の信号は有線にて伝送することにより、従来技術では伝送困難だった大量のデータを簡易な方法により低消費電力で精度良く伝送することが可能となる。

図５は本発明にかかる送信装置および受信装置の他の実施例を示すブロック図であり、上述した電子装置に用いられる内部通信用送受信回路部の他の実施例を例示する。
図５において、一点鎖線５１０の左側のブロックはデータの送信部に関わり、右側のブロックは受信部に関わる。ここで、受信側には、一定周期の高調波成分を多く含む周期的な信号を発生する発振回路５０１が設けられている。そして、発振回路５０１の出力信号は、バンドパスフィルタ５０７によって混合回路５１４の動作に必要な周波数成分が取り出され、ローカル信号として受信電磁波信号と混合される。なお、受信電磁波信号は受信アンテナ５１２にて受信され、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）５０５により増幅された後、混合回路５１４により混合され、周波数変換が行われる。

また、受信側の発振回路５０１の出力からローパスフィルタ５０４により同発振回路５０１の発振信号の基本波を取り出し、有線路５１３により送信側に伝送する。送信側では、有線路５１３を介して送出された信号を受け取ると、ハードリミッタ５０６により高調波成分を再生し、搬送波信号として変調回路５０２に送出する。変調回路５０２は、変調データ端子５０８より入力される送信データに基づき、ハードリミッタ５０６の発生した高調波成分を含む周期信号を変調する。バンドパスフィルタ５０３は、変調回路５０２の出力信号から所定の高調波成分のみを取り出し、送信アンテナ５１１より電磁波信号として受信側に放射する。変調回路５０２のより詳しい説明は他の実施例で詳述する。

このような構成によれば、発振回路５０１は、送信アンテナ５１１および受信アンテナ５１２にてやり取りされる電磁波信号の搬送波周波数よりも著しく低い周波数で発振できればよく、発振回路５０１を実現する回路素子の要求性能を緩和し実現を容易にして、システムの消費電流を減らすことが可能となる。また、送信アンテナ５１１から放射される電磁波のレベルは必要最小限に抑え、かつ電波法などの法規制に適合しなければならないが、従来のように使用搬送波を発振させ、直接変調をかけた場合は信号レベルが大きすぎ、何らかの電力制限手段を講じる必要があった。図５の構成では、発振回路５０１で発振する信号は送信搬送周波数よりも著しく低い周波数であり、変調回路５０２による変調後、バンドパスフィルタ５０３にて高調波を取り出しているので、送信アンテナ５１１から放射される信号レベルも小さく、放射電磁界を制限するための対策も容易となる。

送信アンテナ５１１より放射された電磁波信号は、受信アンテナ５１２で受信され、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）５０５により増幅された後、混合回路５１４にて搬送波に対応した信号と混合され、周波数変換が行われる。混合回路５１４は、バンドパスフィルタ５０３により選択された電磁波信号の搬送波周波数と同一の周波数に従って混合処理を行うことにより、受信アンテナ５１２により受信された電磁波信号を直接ベースバンド信号に変換することも可能である。この場合、混合回路５１４は復調回路として動作し、復調データが中間周波端子５０９より出力される。復調回路のより詳しい説明は他の実施例により後述する。

混合回路５１４が復調回路として動作するためには、送信側で使用した搬送波の周波数と混合回路５１４が混合するローカル信号は完全に一致している必要がある。このために、従来の技術では、送受信に使用される発振周波数の精度を上げ、使用周波数を許容限界内に維持したり、受信側にて自動周波数制御や搬送波抽出といった技術を採用することにより送受間の同期を取っていた。

図５の送信装置では、このような方法ももちろん利用可能であるが、送受信が至近距離で行われる場合は、受信側で用意した発振回路５０１の信号を送信側に送って利用することにすれば、送受間の同期や周波数追跡が非常に容易になる。すなわち、受信側の発振回路５０１の出力からローパスフィルタ５０４により発振回路５０１の発振信号の基本波を抽出し、有線路５１３により送信側に伝送する。送信側では、ローパスフィルタ５０４にて抽出された信号を受け取ると、ハードリミッタ５０６により高調波成分を再生し、変調回路５０２で用いる搬送波として利用する。このような構成をとれば、送信側で用いる搬送波と受信側で用いる局所信号の周波数は完全に一致するため、発振回路５０１に要求される精度が著しく緩和されると同時に、通信性能も上げることが可能となる。

また、一般に消費電力の多い発振回路５０１が１つで済み、しかもその発振周波数が低いため、システムの消費電力も下げることが可能である。ローパスフィルタ５０４にて抽出された発振回路５０１の基本波成分のみを有線路５１３によって伝送するのは、一般に有線路５１３による極端に高い周波数の伝送は困難であり、またＥＭＩなどの不要の電磁波放射も増えるからである。

このように、有線では伝送困難な大量のデータは変調しながら空間を伝送させ、同期や周波数追跡に必要な低周波の信号は有線にて伝送することにより、従来技術では伝送困難だった大量のデータを簡易な方法により低消費電力で精度良く伝送することが可能となる。なお、バンドパスフィルタ５０３、５０７およびローパスフィルタ５０４が適宜省略が可能であることも、実施例１と同様である。さらに、数式を使っての説明は実施例１と同様になされるが、繰り返しになるので省略する。

図６は本発明による一実施例を説明する図であり、実施例１、２の変調回路４０２、５０２および混合回路４１４、５１４について詳述する。実施例１、２に用いられる変調回路４０２、５０２および混合回路４１４、５１４として、本実施例３では乗算回路６０２を使用する。乗算回路６０２は２つの入力端子６０１、６０５を持ち、各入力端子６０１、６０５に入力された信号の積を出力端子６０３より出力する。この乗算回路６０２としては、二重平衡型の混合回路などを利用することが可能である。

乗算回路６０２の入力として搬送波信号Ｓが入力端子６０１に入力されるとともに、送出する変調データＤが入力端子６０５に入力されると、搬送波信号Ｓと変調データＤとが乗算回路６０２にて乗算される。なお、変調データＤは帯域制限フィルタ６０４を通して乗算回路６０２に入力するようにしてもよく、帯域制限フィルタ６０４の働きは後述することとし、ここでは変調データＤが直接乗算回路６０２に入力されたものとして説明する。

入力端子６０１に入力される搬送波信号Ｓは（１）式で表される。この搬送波信号Ｓには変調データＤが乗算される。すなわち、（２）式において、ω_d＝ω、ｐ＝０とした信号が乗算回路６０２から出力される。乗算回路６０２には、ωをω_dに変更したり、ｐを付加する機能は無いが、変調データＤが搬送波信号Ｓに乗算されることにより、搬送波信号Ｓの振幅が変更され、振幅変調を行うことができる。なお、変調データＤはアナログ信号でもよい。すなわち、以下の（５）式に示すように、ベースバンド信号Ｅが単一の正弦波として表されるものとすると、
Ｅ＝Ｃｓｉｎ（ω_bｔ）・・・（５）
ただし、Ｃはベースバンド信号Ｅの振幅、ω_bはその角周波数である。

そして、オフセット加算回路６１０によりベースバンド信号Ｅに適当なオフセット電圧を与え、以下の（６）式に示すように、乗算回路６０２へ入力される変調データＤを生成する。
Ｄ＝Ｃ(１＋ｍ_aＥ／Ｃ)＝Ｃ｛１＋ｍ_aｓｉｎ（ω_bｔ）｝・・・（６）
ただし、ｍ_aは変調指数である。（２）式に（６）式およびω_d＝ω、ｐ＝０を代入し、以下の（７）式に示すように、乗算回路６０２から出力される信号Ｍを得る。

この信号Ｍは変調出力端子６０３から出力され、バンドパスフィルタ（図示せず）に送られる。そして、以下の（８）式に示すように、実施例１、２に従って、乗算回路６０２から出力された信号Ｍからバンドパスフィルタにてｍ次高調波成分Ｔのみを取り出すことにより、搬送角周波数ｍωの典型的な振幅変調の信号Ｔを得ることができる。

Ｔ＝Ｄ′｛１＋ｍ_aｓｉｎ（ω_bｔ）｝ｓｉｎ（ｍωｔ）・・・（８）
ただし、Ｄ′＝ＣＡ_mである。
また、（６）式においてオフセットを与えないようにして、乗算回路６０２へ入力される変調データＤを生成すると、以下の（９）式が得られる。
Ｄ＝Ｃ(ｍ_aＥ／Ｃ)＝Ｅｓｉｎ（ω_bｔ）・・・（９）
そして、（６）式の代わりに（９）式を用いると、（８）式は以下の（１０）式のようになり、搬送角周波数ｍωの抑圧搬送波の両側波帯振幅変調波が得られる。

Ｔ＝ＥＡ_mｓｉｎ（ω_bｔ）ｓｉｎ（ｍωｔ）・・・（１０）
ただし、（１０）式では、変調指数ｍ_aは意味を持たないので、ｍ_a＝１として省略した。
このようにして得られた信号Ｔは、実施例１、２で述べたように、電磁波信号として受信側に送信され、受信側ではＬＮＡなどで前処理された後、混合入力端子６０８を介して乗算回路６０６に入力される。

また、乗算回路６０６には、実施例１、２で述べた方法により生成したローカル信号ｓｉｎ（ｍωｔ）が入力端子６０７を介して入力され、受信信号Ｔとローカル信号ｓｉｎ（ｍωｔ）とが乗算される。なお、入力端子６０７に入力されたローカル信号ｓｉｎ（ｍωｔ）は、移相回路６１１を介して乗算回路６０６に入力することができる。なお、この移相回路６１１は、信号伝搬路の違い（空間と有線）による位相のずれを補正するもので、同期検波に使用する技術などが使用できる。

ここで、（８）式で表される振幅変調波Ｔが乗算回路６０６に入力された場合、乗算回路６０６から出力される信号Ｂは、以下の（１１）式で表すことができる。
Ｂ＝Ｔｓｉｎ（ｍωｔ）
＝｛１＋ｍ_aｓｉｎ（ω_bｔ）｝ｓｉｎ²（ｍωｔ）
＝｛１＋ｍ_aｓｉｎ（ω_bｔ）｝｛１−ｃｏｓ（２ｍωｔ）｝／２・・・（１１）
そして、この信号Ｂから角周波数２ｍωの成分をローパスフィルタ６１２により除去すれば、ベースバンド信号｛１＋ｍ_aｓｉｎ（ω_bｔ）｝が得られ、変調信号を復調することができる。そして、復調信号は中間周波端子６０９より出力される。ここで、振幅変調波Ｔの振幅情報Ｄ′は、伝搬路の損失やＬＮＡの増幅などによって意味を持たなくなるので省略した。

同様に、（１０）式で表される抑圧搬送波の両側波帯振幅変調波Ｔが乗算回路６０６に入力された場合、乗算回路６０６から出力される信号Ｂは、以下の（１２）式で表すことができる。
Ｂ＝Ｔｓｉｎ（ｍωｔ）
＝ｓｉｎ（ω_bｔ）ｓｉｎ²（ｍωｔ）
＝ｓｉｎ（ω_bｔ）｛１−ｃｏｓ（２ｍωｔ）｝／２・・・（１２）
そして、この信号Ｂから角周波数２ｍωの成分をローパスフィルタ６１２により除去すれば、ベースバンド信号ｓｉｎ（ω_bｔ）が得られ、変調信号を復調することができる。ここで、（１１）式と同様に、両側波帯振幅変調波Ｔの振幅情報ＥＡ_mは伝搬路の損失やＬＮＡの増幅などによって意味を持たなくなるので省略した。

以上述べたように、本実施例によれば、振幅変調を使った通信において、変復調に用いる回路は簡単に実現できる乗算回路６０２、６０６で実現が可能であり、しかも一般に高周波である搬送波周波数を直接発生することなく実現が可能である。このため、回路に要求される素子性能を著しく緩和し、また消費電力も下げることができる。さらに、送受信間で同一の基準に基づいて、送信搬送波と受信のローカル信号を生成するため、両者の同期および追跡が容易となり、回路の大幅な簡略化が可能である。

ベースバンド信号としてデジタル値を表すビット列を用いる場合も、本実施例の構成が適用可能である。すなわち、例えば、デジタル値が“１”のとき“−１ｖ”（ｖは所定の電圧値）、“０”のとき“＋１ｖ”のパルス波形を、ベースバンド信号として変調データの入力端子６０５に入力すればよい。すなわち、（８）式において、ｍ_a＝−１とし、またｓｉｎ（ω_bｔ）の代わりに“±１ｖ”の値をとるベースバンド信号で置き換えると、デジタル値が“１”の時のみ角周波数ｍωの搬送波が送出されるパルス振幅変調（ＰＡＭ）となる。

また、オフセットを与えない場合は（９）式が適用され、この場合は送出するデジタル値に従って角周波数ｍωの搬送波の位相が反転するバイナリ位相シフトキーイング変調（ＢＰＳＫ）となる。ＢＰＳＫの場合には、乗算回路６０２、６０６もデジタル回路で構成することが可能である。すなわち、入力端子６０１より入力されるパルス列は高調波成分を多く含むパルス列であるので、デジタル値を表す２値信号として差し支えなく、乗算回路６０２の入力は２つともデジタル信号に置き換えることが可能である。デジタル値が“１”のとき“−１ｖ”、“０”のとき“＋１ｖ”を対応させれば、乗算回路６０２の動作は排他的論理和回路の動作と同じになり、デジタル信号に置き換えが可能となる。これによって、デジタルデータを伝送する場合には、回路をデジタル回路で構成することが可能となり、回路構成を著しく簡略化することが可能となる。

図７に本発明による本実施例に基づいてＢＰＳＫ変調を行う場合について、タイムチャートとスペクトル図を用いて説明する。同図（ａ）は乗算回路６０２の入力端子６０１に入力されるパルス列である。このパルス列には、高調波に搬送波周波数成分を含むことができる。そして、パルス列の周期をＴ_c＝１／ｆ_c（Ｔ_cは該パルス列の周期）とすると、同図（ｂ）のようなスペクトル分布を示す。該パルス列のデューティ比が５０％のときは、パルス列周波数ｆ_cの偶数高調波は現れず、そのエンベロープはｓｉｎｃ関数によって表される。

同図（ｃ）に送信データのビット列の波形を例示する。すなわち、送信データの各ビット値に応じて上記に述べたように“±１ｖ”の電圧をそれぞれ対応させたのがこの波形であり、１ビット期間Ｔ_bの逆数ｆ_bが送信するデータレートとなる。この波形のスペクトルは同図（ｄ）のように表される。すなわちＴ_b／２のｓｉｎｃ関数のエンベロープを持つ面スペクトルとなる。なお、同図（ｂ）と（ｄ）では横軸のスケールが異なっていることに注意されたい。送信データのデータレートｆ_bの方がパルス列周波数ｆ_cよりずっと小さいため、スペクトルの広がりもずっと小さい。

なお、本実施例では、同図（ａ）の波形を今までの議論と異なり、フーリエコサイン展開している。今までの議論のように、フーリエサイン展開を用いた場合のスペクトルのエンベロープは周波数ｆに反比例する、すなわち１／ｆの形になる。このような違いは議論の本質ではないことは容易に理解されるだろう。
変調操作では、同図（ａ）、（ｃ）の両者波形が乗算され、同図（ｅ）のような波形となる。この波形のスペクトルは同図（ｂ）と同図（ｄ）のスペクトルの畳み込みで表され、同図（ｆ）のような形となる。

この同図（ｆ）の波形のうち、Ｔで示す範囲のみを図４、５のバンドパスフィルタ４０３、５０３でそれぞれ切り取り送信することができる。同図（ｇ）は細部が良く見えるように、同図（ｆ）の一部の横軸を拡大したものである。送信データのスペクトルが広いと、同図（ｆ）、（ｇ）の円内で示すように側波の重なり部分が生じる。このような側波の重なりがあると、バンドパスフィルタ４０３、５０３で切り取った場合、上下側波の対称性が崩れ、復調後の歪みの原因となり、特性が劣化することがある。図６に示すように、帯域制限フィルタ６０４により変調データに帯域制限をかけることにより、このような特性の劣化は回避できる。

また、搬送波周波数が送信データの伝送速度の整数倍であり、帯域制限フィルタ６０４を用いなくて十分に広い帯域で伝送できる場合は側波の重なりがあっても、このような歪は生じることなく回避することが可能である。
以上のように、本実施例に従えば、高い発振周波数の発振回路を用いることなく、デジタル通信に用いるＢＰＳＫ変復調の実現が可能となり、簡単な回路で低消費電力の安価なデジタル送受信装置を実現できる。

図８は本発明の更に他の実施例を例示する図であり、デジタルデータを伝送するための変調、特に変調としてＢＰＳＫを用いる場合の他の実施例を例示する。
図８において、パルス列発生回路８０１は実施例１の発振回路４０１または実施例２のハードリミッタ５０６に相当し、以下の（１３）式および（１４）式で表される２相の矩形波パルス列φ₀、φ₁を発生させる。

ここで、φ₁は、φ₀を時間ｐだけシフトした波形である。そして、スイッチ回路８０２は、変調データ端子８０４に入力される変調データの値によって、例えばその値が“０”ならばφ₀、“１”ならばφ₁を選択して出力すれば、変調データに従って位相変調された矩形パルス列を出力端子８０３から得ることができる。この信号は実施例１、２のバンドパスフィルタ４０３、５０３にそれぞれ送られる。そして、バンドパスフィルタ４０３、５０３にてｍ次高調波成分のみがそれぞれ抽出され、アンテナよりそれぞれ放射される。なお、２相の発振回路では、ｐの値として基本波周波数にて位相角の差がπとなるように選択することができる。すなわち、以下の（１５）式に示すように、ｐの値として基本波周期２π／ωの半分に選ぶことができる。

ｐ＝π／ω ・・・（１５）
（１５）式を（１４）式に代入すると、以下の（１６）式が得られる。

そして、ｍが奇数のとき、ｓｉｎ（ｍωｔ−ｍπ）＝ｓｉｎ（ｍωｔ−π）が成り立つので、搬送波角周波数ｍωのＢＰＳＫ信号を得ることができる。この場合、ｍが偶数のときは、ＢＰＳＫ変調波は得ることができないことに注意を要する。偶数のｍを選択しなければならない積極的な理由はないが、どうしても偶数のｍを選ばなければならないときは、（１５）式に設定したｐの値を変更することによって、ｍが偶数のときでも正しいＢＰＳＫ変調波を得ることができる。

上記にも述べたが、ｍを奇数とすることによりパルス列発生回路８０１の発生する信号の高調波同士の間隔が広くなり、バンドパスフィルタ４０３，５０３等の回路素子に要求される性能を緩和することができる。また、図７（ｆ）、（ｇ）に示すような側波の重なる機会も減るため、その分だけベースバンドの帯域を増やすこと、すなわち高速データの伝送（変復調）が可能となる。すなわち、パルス列発生回路８０１の発振波形は、デューティ５０％として奇数高調波のみを含む波形とすることが好ましい。

復調は、実施例１、２で述べた方法と同様の方法で行うことができる。すなわち、ｓｉｎ（ｍωｔ）を再生して受信信号に乗算した後、ローパスフィルタにより高周波成分を取り除けばよい。例えば、実施例１では、送信側からｓｉｎ（ωｔ）を取得するので、ハードリミッタ４０６とバンドパスフィルタ４０７にてｓｉｎ（ｍωｔ）を容易に作り出すことが可能である。また、実施例２では、受信側に発振回路５０１を持つので、実施例１と同様に容易にｓｉｎ（ｍωｔ）を作り出すことができる。

本実施例に従えば、高い発振周波数の発振回路を用いることなく、デジタル通信に用いるＢＰＳＫ変復調の実現が可能となり、簡単な回路で低消費電力の安価なデジタル送受信装置を実現できる。

図９は本発明の更に他の実施例を例示する場合であり、デジタルデータを伝送するための変調、特に変調としてＱＰＳＫを用いる場合を例示する。
（１５）式で規定するｐの値として０、π／（２ω）、π／ω、（３π）／（２ω）の４つを選ぶ。これらの値を（１４）式に代入して４相のパルス列φ₀、φ₁、φ₂、φ₃を作り出す。すなわち、パルス列発生回路９０１は、実施例１の発振回路４０１または実施例２のハードリミッタ５０６に相当し、以下の（１７）〜（２０）式で示す４相のパルス列を発生する。

また、スイッチ回路９０２には変調データの入力端子９０４が設けられ、入力端子９０４には２ビットづつ並列に入力される。スイッチ回路９０２は、この入力ビットの状態（００、０１、１０、１１）に従って、φ₀〜φ₃のいずれかの信号を選択し出力端子９０３に出力する。この信号はバンドパスフィルタによって所定の搬送波周波数の帯域が選択され、電磁波信号として送信される。

実施例４と同様に、選択するｎの値によってはＱＰＳＫ波形にならない場合がある。すなわち、ｎが偶数のときは、φ₀＝φ₂、φ₁＝φ₃となり、２相となってしまう。また、ｎが奇数の場合でも、パルス列φ₀、φ₁、φ₂、φ₃の位相差がπ／２となる時と、３π／２となる時がある。ただし、位相差が３π／２となる時は、変調データの入力端子９０４に入力されるデータビット列のうちのどちらかを反転させる方法などで対応可能である。

復調は、実施例１、２で述べた方法と同様の方法で行うことができる。すなわち、ｓｉｎ（ｍωｔ）およびｃｏｓ（ｍωｔ）を再生して、受信信号に乗算した後、ローパスフィルタにより高周波成分を取り除けばよい。ｓｉｎ（ｍωｔ）およびｃｏｓ（ｍωｔ）は、実施例１、２とも共通のパルス列を持つので、移相回路を併用することによってそれらのパルス列から容易に作り出すことが可能である。

このようにして本実施例に従えば、高い発振周波数の発振回路を用いることなく、デジタル通信に用いるＱＰＳＫ変復調の実現が可能となり、簡単な回路で低消費電力の安価なデジタル送受信装置を実現できる。

図１０は本発明の更に他の実施例を例示する場合であり、変調として周波数変調を用いる場合の例を示す。
図１０において、電圧制御発振回路１００１には制御電圧を入力する制御電圧端子１００２が設けられている。そして、電圧制御発振回路１００１は、制御電圧端子１００２に入力される電圧によって発振周波数を制御しながら、矩形パルス列を発振することができる。ここで、電圧制御発振回路１００１は、制御電圧端子１００２に送信データ信号を入力することによって、周波数変調波を発生することができる。送信データ信号としては、アナログ信号のほかにデジタルの２値信号も可能である。デジタルの２値信号を用いた場合は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）となる。電圧制御発振回路１００１の発生する波形は矩形であるため、電圧制御発振回路１００１の発生する信号には高調波成分が多く含まれる。このため、バンドパスフィルタ１００３によって高調波成分のみを取り出し、送信アンテナ１０１１より送信する。このようにして、簡単な構成で高い周波数の周波数変調波を発生することが可能である。なお、バンドパスフィルタ１００３により選択された変調波の周波数偏移は、電圧制御発振回路１００１により発生された周波数変調の周波数偏移に比較して高調波の次数倍に広がっていることに注意が必要である。すなわち、例えば、バンドパスフィルタ１００３によって３倍の高調波を選択した場合は、周波数偏移も３倍になる。

このようにして本実施例に従えば、高い発振周波数の発振回路を用いることなく、周波数変調の実現が可能となり、簡単な回路で低消費電力の安価な送受信装置を実現できる。

図１１は本発明の更に他の実施例を例示する場合であり、変調方式としてデジタル２値信号を送信するためのＦＳＫを用いる場合の例を示す。
図１１において、発振回路１１０１、１１０２は共に矩形パルス列を発振する発振回路であり、異なる周波数Ｆ０、Ｆ１のパルス列を発生する。また、スイッチ回路１１０２には送信データとなるデジタル２値信号を入力する端子１１０４が設けられている。そして、スイッチ回路１１０２は、送信デジタル２値信号の値が“０”の時には発振回路１１０１の発生する周波数Ｆ₀の信号を選択し、送信デジタル２値信号の値が“１”の時には発振回路１１０２の発生する周波数Ｆ₁の信号を選択して出力する。スイッチ回路１１０２から出力される信号は高調波成分を多く含む矩形パルス列であるので、バンドパスフィルタ１１０３により所定の高調波を選択して、送信アンテナ１１１１より送信する。

発振回路１１０１、１１０２の信号および送信データはいずれも２値信号なので、スイッチ回路１１０２は簡単なデジタル回路で構成することが可能である。これによって、簡単な回路で高い周波数のＦＳＫ信号を発生することができる。発振回路１１０１、１１０２の発振周波数は、送信される周波数変調波に比較し著しく低い周波数でよいため、回路部品への要求性能が緩和され、また消費電力も減らすことができる。

このようにして本実施例に従えば、高い発振周波数の発振回路を用いることなく、ＦＳＫの実現が可能となり、簡単な回路で低消費電力の安価なＦＳＫ送受信装置を実現できる。

図１２は本発明の更に他の実施例を例示する場合であり、実施例１に僅かな変更を加えたものである。同図で同じ番号のブロックは実施例１と同じであるので、説明を省略する。
実施例１において、発振回路４０１の基本波を受信側に送るのではなく、分周回路１２０１により発振回路４０１の基本波をＮ分周する。そして、ローパスフィルタ４０４で基本波成分ｓｉｎ（ωｔ／Ｎ）を抽出してから、有線伝送路４１３を介し受信側に送る。このようにすると、有線伝送路４１３で伝送される信号の周波数成分は更に低くすることができる。

このようにして、分周回路１２０１により発生する信号は周期が十分長いため、例えば表示素子を用いるシステムにおいては表示体の水平同期信号の周期、あるいは通信装置においては通信の１パケット周期程度まで周波数を落とすことができ、これらの信号と共用することも可能となる。このようにすれば、通信に必要なフレーム同期などの同期に使用される回路を簡略化することが可能となる。また、発振回路４０１は多くの場合、電子装置に用いられるデジタル回路やＣＰＵのクロック発振回路と共用することが可能であり、このことも装置構成の簡略化に効果がある。

受信側では、ハードリミッタ４０６で高調波を再生して、直接Ｎｍ倍の高調波成分を取り出しても良いし、有線伝送路４１３から得られる信号をＰＬＬ等の手段で一旦逓倍して周波数を上げ、それから高調波成分を取り出しても良い。
本実施例のこのような構成により、有線伝送路で伝送する信号の周波数を更に低くすることができ、ＥＭＩの対策等に大いに効果がある。また、システムの他の信号との共用も可能となり、回路が簡略化できる。

図１３は本発明の更に他の実施例を例示する場合であり、実施例１、２に僅かな変更を加えたものである。同図で、図４または図５と同じ番号のブロックは実施例１、２と同じであるので、説明を省略する。
本実施例では、送信側および受信側で発振回路４０１、５０１を別々に持つ。そして、発振回路４０１の出力は変調回路４０２に入力されるととともに、発振回路５０１の出力は、バンドパスフィルタ５０７を介して混合回路５１４に入力される。このようにすることにより、有線伝送路４１３、５１３を送受間に配する必要が無くなり、送受信間が至近距離でない場合も安定して動作させることができるようになる。このような構成をとった場合においても、発振回路４０１、５０１の発振周波数は搬送周波数に比較して著しく低くてよく、回路素子に要求される性能を緩和することができ、機器のコストダウンに効果がある。また、消費電力も減らすことが可能となる。

以上述べたように、本発明によれば、従来困難であった高速のデータ伝送を無線化することにより、高速化に伴うＥＭＩ、消費電力、実装上のスペースや信頼性、機器デザイン上の制限、通信データの信頼性などの様々な問題を一気に解決できる。しかも、無線化を実現するための回路はいずれも、ＣＭＯＳ集積回路として半導体集積回路上に集積可能であり、従来の有線伝送時のコネクタなどの実装部品に比較し、大幅にコストダウンが可能であり、極めて有用性の高いものである。

なお、本発明は携帯電話を例として説明したが、前述の実施形態に限定されるものではなく、例えば、ノートブックコンピュータ、デジタルビデオカメラなどの電子機器における回路間の接続や表示体と回路間の接続等、幅広い用途に適用できる。

本発明の無線通信制御方法が適用されるクラムシェル型携帯電話を開いたときの状態を示す斜視図。本発明の無線通信制御方法が適用されるクラムシェル型携帯電話を閉じたときの状態を示す斜視図。本発明の無線通信制御方法が適用される回転式携帯電話の外観を示す斜視図。本発明の一実施例の要部を示すブロック図。本発明の他の実施例の要部を示すブロック図。本発明のさらに他の実施例の要部を示すブロック図。本発明の一実施例の動作を示すタイム図。本発明のさらに他の実施例の要部を示すブロック図。本発明のさらに他の実施例の動作を示すタイム図。本発明のさらに他の実施例の要部を示すブロック図。本発明のさらに他の実施例の要部を示すブロック図。本発明のさらに他の実施例の要部を示すブロック図。本発明のさらに他の実施例の要部を示すブロック図。

符号の説明

１、２１第１筐体部、２、２２第２筐体部、３、２３ヒンジ、４、２４操作ボタン、５、２５マイク、６、２６外部無線通信用アンテナ、７、１０、２７、３０内部無線通信用アンテナ、８、１１、２８表示体、９、２９スピーカ、４０１、５０１、１１０１、１１０２発振回路、４０２、５０２変調回路、４０３、４０７、５０３、５０７、１００３、１１０３バンドパスフィルタ、４０４、５０４、６１２ローパスフィルタ、４０５、５０５ＬＮＡ、４０６、５０６ハードリミッタ、４１４、５１４混合回路、６０２、６０６乗算回路、６１１移相回路、６０４帯域制限フィルタ、８０１、９０１パルス列発生回路、８０２、９０２、１１０２スイッチ回路、１００１電圧制御発振回路

Claims

少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、
前記周期信号発生手段の発生した信号を送信信号によって変調する変調手段と、
前記変調手段の出力信号から高調波成分を取り出し送信する送信手段とを具備することを特徴とする送信装置。
前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号は奇数次高調波成分の和として近似されることを特徴とする請求項１記載の送信装置。
前記変調手段は、前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号に対して前記送信信号によって振幅変調、周波数変調または位相変調することを特徴とする請求項１または２記載の送信装置。
前記周期信号発生手段は、位相の異なる複数の周期的な信号を発生し、前記変調回路は、前記送信信号によって前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号の所定の位相を選択することによって位相変調することを特徴とする請求項１または２記載の送信装置。
前記周期信号発生手段は、周波数の異なる複数の周期的な信号を発生し、前記変調回路は、前記送信信号の論理値によって前記周期信号発生手段の発生する周期的な信号の所定の周波数を選択することによって周波数シフト変調することを特徴とする請求項１または２記載の送信装置。
少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、
前記周期信号発生手段の発生した信号から高調波成分を取り出すフィルタ手段と、
受信信号と前記フィルタ手段の出力信号の乗算を行う乗算手段とを具備することを特徴とする受信装置。
前記周期信号発生手段は、周期的な信号を非線形増幅する増幅手段によって構成されることを特徴とする請求項６記載の受信装置。
周期的な信号に含まれる高調波成分を送信データにて変調する変調手段と、
前記送信データにて変調された高調波成分を前記周期的な信号から抽出して送信する送信手段と、
前記送信手段にて送信された送信データを受信する受信手段と、
前記周期的な信号に含まれる高調波成分を前記受信手段にて受信された受信データに混合する混合手段とを具備することを特徴とする電子装置。
少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、
前記周期信号発生手段にて発生された周期的な信号に含まれる低周波成分を伝送する有線伝送路と、
前記有線伝送路にて伝送された低周波成分から前記周期的な信号に含まれる高調波成分を再生する再生手段とをさらに具備することを特徴とする請求項８記載の電子装置。
第１筐体部と、
第２筐体部と、
前記第１筐体部と前記第２筐体部との間の位置関係を変えられるように前記第１筐体部と前記第２筐体部とを連結する連結部と、
前記第１筐体部に搭載された第１回路部と、
前記第２筐体部に搭載された第２回路部と、
前記第１筐体部に搭載された第１の内部無線通信用アンテナと、
前記第２筐体部に搭載された第２の内部無線通信用アンテナと、
前記第１筐体部に搭載され、前記第１の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第１の内部無線通信制御部と、
前記第２筐体部に搭載され、前記第２の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第２の内部無線通信制御部と、
前記第１および第２回路部間で信号伝送する有線通信部とを備え、
前記第１または第２の内部無線通信制御部は、
少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、
前記周期信号発生手段にて発生された信号を送信データにて変調する変調手段と、
前記変調手段にて変調された信号から高調波成分を抽出するフィルタ手段とを含み、
前記有線通信部は、前記周期信号発生手段にて発生された信号の基本波成分を伝送することを特徴とする電子装置。
第１筐体部と、
第２筐体部と、
前記第１筐体部と前記第２筐体部との間の位置関係を変えられるように前記第１筐体部と前記第２筐体部とを連結する連結部と、
前記第１筐体部に搭載された第１回路部と、
前記第２筐体部に搭載された第２回路部と、
前記第１筐体部に搭載された第１の内部無線通信用アンテナと、
前記第２筐体部に搭載された第２の内部無線通信用アンテナと、
前記第１筐体部に搭載され、前記第１の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第１の内部無線通信制御部と、
前記第２筐体部に搭載され、前記第２の内部無線通信用アンテナを介して行われる内部無線通信の制御を司る第２の内部無線通信制御部と、
前記第１および第２回路部間で信号伝送する有線通信部とを備え、
前記第１または第２の内部無線通信制御部は、
少なくとも高調波成分を含む周期的な信号を発生する周期信号発生手段と、
前記周期信号発生手段の出力を分周する分周手段と、
前記周期信号発生手段にて発生された信号を送信データにて変調する変調手段と、
前記変調手段にて変調された信号から高調波成分を取り出すフィルタ手段とを含み、
前記有線通信部は、前記分周手段の信号の基本波成分を伝送することを特徴とする電子装置。