JP2006319621A - 発振器およびこれを用いたｐｌｌ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 インダクタを制御信号により連続的に変化可能とすることにより、発振器およびＰＬＬ回路の機能および性能を向上させる。
【解決手段】 インダクタンスが変化する可変インダクタ部と、可変インダクタ部に接続された可変容量素子と、可変インダクタ部のインダクタンスと可変容量素子の容量とで決まる発振周波数により発振する出力部と、発振周波数を変調する周波数制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む。可変インダクタ部は、第１インダクタと、第１インダクタに流れる電流を表す電気信号を検出し、電気信号に基づいて電流信号を生成する電流信号生成手段と、電流信号を受ける第２インダクタとを含み、第１インダクタと第２インダクタを所定の磁気的結合位置に配置し、第１インダクタのインダクタンスを所望の値にする。
【選択図】図１

Description

本発明は、移動体端末を含めた無線通信機器で使用される電圧制御発振器およびこれを用いたＰＬＬ回路に関する技術である。

携帯電話に代表される移動体無線機器において、送信信号を伝送可能な高周波信号に周波数変換したり、受信信号を復調可能な低周波信号へ周波数変換したりするために、電圧制御発振回路（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が用いられる。これらの用途には、広い発振周波数範囲、発振周波数の調整自由度、および発振周波数の高いＣ／Ｎ特性が求められる。

また最近の通信分野におけるＩＣでは、電圧制御発振器を内蔵することが多くなっている。インダクタを内蔵する場合、ほとんどはスパイラルインダクタで構成される。内蔵した電圧制御発振器の発振周波数帯域を広帯域にするために、スパイラルインダクタをスイッチで切り替えることも行われている。
このような電圧制御発振器の従来例として、図２０に特許文献１（特開２００２−１５１９５３号公報）の発振回路およびＬ負荷差動回路を示す。

図２０において、発振回路は、インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２を含むＬ負荷差動回路とキャパシタＣ１とからなる差動型ＬＣ共振回路と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２とからなる正帰還回路とから構成される。インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２は、それぞれ、第１および第２の入出力端子を有しており、第２の入出力端子が、外部電源ノードＶｄｄに共通に接続される。一方、第１の入出力端子は、出力ノードＯＵＴ、ＯＵＴＢにそれぞれ接続される。インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２の第１の入出力端子間には、さらに、キャパシタＣ１が接続される。電圧制御発振回路における発振周波数ｆｏｓｃは、インダクタンス可変部のインダクタンスと容量とから求めることができる。

インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２は、スパイラル状配線層の複数の任意の位置と入出力端子との間にそれぞれ配設された複数のスイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ１ｄ、ＳＷ２ｄ、ＳＷ３ｄの切り替えによってインダクタンスを可変とし、発振周波数を制御する。インダクタンス可変部Ｌｖａｒ１、Ｌｖａｒ２は、第１の入出力端子間に結合されるスイッチ回路ＳＷ１ｄｄ、ＳＷ２ｄｄ、ＳＷ３ｄｄのうちのＳＷｎｄｄが、スイッチ回路ＳＷｎ、ＳＷｎｄとともにオンされると、インダクタ対を構成する。
特開２００２−１５１９５３号公報 特開２００４−２６６７１８号公報

上記特許文献に開示されている技術によれば、インダクタンス可変部は複数のインダクタと複数のスイッチ回路からなる直並列回路により構成されており、全体としてのインダクタンスはスイッチ回路の切り替えによりステップ的に変化する。また電圧制御発振器の発振周波数もステップ的に変化する。

これにより電圧制御発振器の広帯域化についてはある程度可能であるが、ＩＣ内蔵時のインダクタのばらつき補正は不十分であり、したがって発振周波数の微調整も不十分である。また、発振周波数のバンドの切り替えは自由には設定できず、バラクタダイオードについて容量対電圧の非線形性の補正や温度特性の補正はできなかった。
さらに、バラクタダイオードの非線形性のため、電圧制御発振器を直接に変調することは困難であった。

本発明は上記従来の問題点を解決するもので、インダクタを制御信号により連続的に制御可能とすることにより、電圧制御発振器およびこれを用いたＰＬＬ回路の機能、性能を向上させることを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の発振器は、インダクタンスが変化する可変インダクタ部と、可変インダクタ部に接続された可変容量素子と、１個以上の能動素子を備え、可変インダクタ部のインダクタンスと可変容量素子の容量とで決まる発振周波数により発振し、ＶＣＯ信号を生成する出力部と、発振周波数を変調する周波数制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む。

可変インダクタ部は、第１インダクタと、第１インダクタに流れる電流、または第１インダクタの両端電圧を表す電気信号を検出し、電気信号に基づいて電流信号を生成する電流信号生成手段と、電流信号を受ける第２インダクタとを含み、第１インダクタと第２インダクタを所定の磁気的結合位置に配置し、第１インダクタのインダクタンスを所望の値にし、電流信号生成手段は、周波数制御信号に基づいて、電流信号の振幅を制御することを特徴としている。

また本発明のＰＬＬ回路は、上記発振器と、上記ＶＣＯ信号の位相を生成する位相生成器と、位相生成器の出力をフィルタし、容量制御信号を出力するループフィルタとを有し、発振器は、容量制御信号に基づいて可変容量素子の両端電圧を制御し、可変容量素子の容量を所望の値にすることを特徴としている。

本発明の発振器およびこれを用いたＰＬＬ回路によれば、連続可変機能を備えた可変インダクタ部において、各種制御信号を入力することにより、発振器の容量特性、周波数バンド特性、温度特性は補正され、広い周波数帯域および温度範囲において変換利得Ｋｖが一定となる。これにより周波数制御信号に基づいて発振器の発振周波数を直接に変調することが可能になり、精度の高い直接変調発振器を構成することができる。ミキサー回路は不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。
この電圧制御発振器を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定になり、安定した発振特性が得られる。

以下、本発明の実施の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。実施の形態１では、本発明における電圧制御発振器の実施の形態について説明し、実施の形態２では、本発明におけるＰＬＬ回路の実施の形態について説明する。
尚、以下において実施の形態で記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明はこれらの数字に制限されるものではない。
（実施の形態１の主要部）

図１は、実施の形態１における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
電圧制御発振器１１０は、能動素子としてのトランジスタ７Ａ、７Ｂを含む出力部８０と、可変容量素子としてのバラクタダイオード６Ａ、６Ｂと固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂを含む可変キャパシタ部８１と、スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂを含む可変インダクタ部８２とを有し、可変インダクタ部８２と可変キャパシタ部８１を含むＬＣ並列共振回路を負荷として、出力部８０が発振する構成になっている。

出力部８０において、トランジスタ７Ａ、７Ｂは、片方のトランジスタのベースが他方のトランジスタのコレクタに互いに接続され、これら２個の接続点から電圧制御発振器１１０の出力信号Ｐｏｕｔ１、Ｐｏｕｔ２が出力される。トランジスタ７Ａ、７Ｂの両エミッタは、電流供給源８を介して接地される。このように２個のトランジスタにおけるコレクタ、ベースの交差接続は、正帰還動作になり、可変インダクタ部８２と可変キャパシタ部８１を含むＬＣ並列共振回路の共振周波数で発振する。
実施の形態１では、出力部８０として２個のトランジスタを使用するが、２個のＭＯＳトランジスタを使用しても同様な効果が得られる。

可変キャパシタ部８１において、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂのアノードは互いに接続され、この接続点には容量制御信号３０２が入力される。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂのカソードは、それぞれ第１インダクタ１Ａ、１Ｂの片端、および電流検出回路３Ａ、３Ｂに接続される。容量制御信号３０２により、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの両端に加わる電圧が変化し、可変キャパシタ部８１の容量が連続的に変化する。

また、バラクタダイオード６Ａ、および６Ｂにそれぞれ並列に、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、および１０Ｂ、１１Ｂが接続され、これら固定キャパシタに直列にそれぞれスイッチ１２Ａ、１３Ａ、および１２Ｂ、１３Ｂが接続される。電圧制御発振器１１０は差動構成のため、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａと固定キャパシタ１０Ｂ、１１Ｂのそれぞれの容量は実質的に同じであり、スイッチ１２Ａ、１３Ａとスイッチ１２Ｂ、１３Ｂもそれぞれ連動して切り替え動作をする。

このような構成により、固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａの切り替え組み合わせで、４ステップの容量変化が可能となる。
固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂ、およびスイッチ１２Ａ、１３Ａ、１２Ｂ、１３Ｂの代わりに、バラクタダイオード等の電圧で容量の可変する可変容量素子を使用し、固定キャパシタの切り替えに使用してもよい。

可変インダクタ部８２の構成および動作は、次の通りである。第１インダクタ１Ａ、１Ｂに流れる電流は、電流検出回路３Ａ、３Ｂにも流れ、電流検出回路３Ａ、３Ｂにおいて、この電流の周波数、位相、電流振幅が検出される。電流源４Ａ、４Ｂにおいて、電流検出回路３Ａ、３Ｂで検出した電流に対して、実質的に同一の周波数、実質的に同一の位相でかつ、所定の電流振幅比率Ｋ１の電流振幅を有する電流信号が生成され、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる。電流振幅比率Ｋ１は、正、０、負の値を取り、入力される電流の電流振幅に対して実質的に一定であるが、電流源４Ａ、４Ｂに共通に入力される電流振幅制御信号３００に依存して変化する。

スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂをそれぞれ構成する第１インダクタ１Ａと第２インダクタ２Ａ、第１インダクタ１Ｂと第２インダクタ２Ｂは、それぞれ相互誘導による磁気的結合位置に配置される。電流振幅比率Ｋ１の符号によって、第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束は第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束を強める方向に働いたり、弱める方向に働いたりする。本発明の実施の形態では、電流振幅比率Ｋ１が正のとき磁束を強める方向とし、電流振幅比率Ｋ１が負のとき磁束を弱める方向とする。

このような構成の可変インダクタ部８２において、電流源４Ａ、４Ｂに入力される電流振幅制御信号３００により、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の振幅は連続的に変化する。これにより、電流振幅制御信号３００に基づいて、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束に第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束の相互誘導も考慮した第１インダクタ１Ａ、１Ｂの見かけ上のインダクタンスは、可変インダクタ部８２のインダクタンスとなり、電流振幅制御信号３００により連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。

また電流振幅比率Ｋ１が正のとき、可変インダクタ部８２のインダクタンスは大きくなり、第１インダクタ１Ａ、１Ｂの抵抗分は変わらないため、可変インダクタ部８２のインダクタンスのＱ値は第１インダクタ１Ａ、１Ｂ単体に比べて大きくなる。

また電流源４Ａ、４Ｂには、周波数バンド信号３０３が入力される。電流源４Ａ、４Ｂでは、電流振幅制御信号３００により連続的に、周波数バンド信号３０３によりステップ的に、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１、あるいは電流信号の振幅を制御することが可能になる。これにより、可変インダクタ部８２のインダクタンスは、電流振幅制御信号３００により連続的に変化し、周波数バンド信号３０３によりステップ的に変化する。このように可変インダクタ部８２のインダクタンスは、所望の値に設定可能となる。

ここで、電流振幅制御信号３００および周波数バンド信号３０３は、制御信号生成器により生成される。制御信号生成器において、電流振幅制御信号３００および周波数バンド信号３０３は、例えば後述する図１６の補正情報生成器４４を含む構成により、自動的に設定される。別の構成として、操作する人により任意の値に設定されることや、また出荷時に設定されそのまま保持されることも可能である。

図２は、実施の形態１における電圧制御発振器の部分回路図である。電流検出回路３Ａ、３Ｂおよび電流源４Ａ、４Ｂの具体的構成例が含まれており、これらの回路の内、電流検出回路３Ａおよび電流源４Ａに関する部分を中心に説明する。

図２において、第１インダクタ１Ａを流れる電流はトランジスタＴ１０Ａのコレクタとエミッタ間を流れ、トランジスタＴ１０Ａとカレントミラー回路を構成するトランジスタＴ１１Ａのコレクタとエミッタ間には、トランジスタＴ１１ＡのＴ１０Ａに対するサイズ比にほぼ比例した電流信号が流れる。トランジスタＴ１１Ａのコレクタは、電流供給源Ｔ１２Ａを介して直流電源５９Ａに接続されるとともに、第２インダクタ２Ａにも接続され、トランジスタＴ１１Ａに流れる電流信号は、第２インダクタ２Ａにも流れる。

電流振幅制御信号３００により、ＭＯＳトランジスタＴ１３Ａのゲート電圧は変化し、ＭＯＳトランジスタＴ１３Ａのドレイン・ソース間のオン抵抗が連続的に変化するため、第２インダクタ２Ａに流れる電流信号も連続的に変化する。したがって図２の構成により、電流振幅制御信号３００に基づいて、第２インダクタ２Ａに流れる電流信号の電流振幅比率Ｋ１、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。
電流検出回路３Ｂおよび電流源４Ｂに関する部分も、同様に説明できる。
（実施の形態１の変形例１の主要部）

図３は、実施の形態１の変形例１における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
電圧制御発振器２１０は、能動素子としてのトランジスタ７Ａ、７Ｂを含む出力部８０と、可変容量素子としてのバラクタダイオード６Ａ、６Ｂと固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂを含む可変キャパシタ部８１と、スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂを含む可変インダクタ部８３とを有し、可変インダクタ部８３と可変キャパシタ部８１を含むＬＣ並列共振回路を負荷として、出力部８０が発振する構成になっている。
出力部８０と可変キャパシタ部８１の構成および動作は、実施の形態１と同様である。

可変インダクタ部８３の構成および動作は、次の通りである。片端が互いに接続された第１インダクタ１Ａ、１Ｂの他端間の電圧は、電圧電流変換回路５に入力される。電圧電流変換回路５において、入力された電圧に対して、実質的に同一の周波数でかつ、所定の電圧電流変換比率Ｋ２の電流振幅を有する電流信号が生成され、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる。電圧電流変換比率Ｋ２は、正、０、負の値を取り、入力される電圧の電圧振幅に対して実質的に一定であるが、電圧電流変換回路５に入力される電圧電流変換制御信号３０１に依存して変化する。

スパイラルインダクタ９Ａ、９Ｂをそれぞれ構成する第１インダクタ１Ａと第２インダクタ２Ａ、第１インダクタ１Ｂと第２インダクタ２Ｂは、それぞれ相互誘導による磁気的結合位置に配置される。電圧電流変換比率Ｋ２の符号によって、第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束は第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束を強める方向に働いたり、弱める方向に働いたりする。本発明の実施の形態では、電圧電流変換比率Ｋ２が正のとき磁束を強める方向とし、電圧電流変換比率Ｋ２が負のとき磁束を弱める方向とする。

このような構成の可変インダクタ部８３において、電圧電流変換回路５に入力される電圧電流変換制御信号３０１により、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の振幅は連続的に変化する。これにより、電圧電流変換制御信号３０１に基づいて、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。第１インダクタ１Ａ、１Ｂの生成する磁束に第２インダクタ２Ａ、２Ｂの生成する磁束の相互誘導も考慮した第１インダクタ１Ａ、１Ｂの見かけ上のインダクタンスは、可変インダクタ部８３のインダクタンスとなり、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に変化し、所望の値に設定可能となる。

また電圧電流変換比率Ｋ２が正のとき、可変インダクタ部８３のインダクタンスは大きくなり、第１インダクタ１Ａ、１Ｂの抵抗分は変わらないため、可変インダクタ部８３のインダクタンスのＱ値は第１インダクタ１Ａ、１Ｂ単体に比べて大きくなる。
また電圧電流変換回路５には、周波数バンド信号３０３が入力され。電圧電流変換回路５では、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に、周波数バンド信号３０３によりステップ的に、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２、あるいは電流信号の振幅を制御することが可能になる。これにより、可変インダクタ部８３のインダクタンスは、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に変化し、周波数バンド信号３０３によりステップ的に変化する。このように可変インダクタ部８３のインダクタンスは、所望の値に設定可能となる。

ここで、電圧電流変換制御信号３０１および周波数バンド信号３０３は、制御信号生成器により生成される。制御信号生成器において、電圧電流変換制御信号３０１および周波数バンド信号３０３は、例えば後述する図１７の補正情報生成器４４を含む構成により、自動的に設定される。別の構成として、操作する人により任意の値に設定されることや、また出荷時に設定されそのまま保持されることも可能である。

図４は、実施の形態１の変形例１における電圧制御発振器の部分回路図である。電圧電流変換回路５の具体的構成例が含まれており、この回路を中心に説明する。
図４において、片端が互いに接続された第１インダクタ１Ａ、１Ｂの他端間の電圧は、トランジスタＴ２０、Ｔ２１のベースに入力され、電圧に比例した電流信号がトランジスタＴ２０、Ｔ２１を含む差動増幅器で生成され、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに供給される。

一方、トランジスタＴ２３のエミッタは、抵抗Ｒ２０を介して接地され、ベースには電圧電流変換制御信号３０１が入力され、電圧電流変換制御信号３０１に従ってトランジスタＴ２３のコレクタ電流が連続的に変化するため、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号も連続的に変化する。したがって図４の構成により、電圧電流変換制御信号３０１に基づいて、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の電圧電流変換比率Ｋ２、あるいは電流信号の振幅を連続的に制御することが可能になる。
（実施の形態１における発振周波数特性）

ここで電圧制御発振器の発振周波数に影響する要因を説明する。
図５に、バラクタダイオードの容量と容量制御信号３０２との関係を模式的に示す。バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの両カソードは、直流電源７０に接続されているため、容量制御信号３０２がＶ４、Ｖ３、Ｖ２、Ｖ１と大きくなるにつれて、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの両端にかかる電圧は小さくなる。したがってバラクタダイオード６Ａ、６Ｂの容量と容量制御信号３０２との関係を表す容量特性は、ＢＤ０として図示するように理想的には右上がりの直線になる。

図６に、電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号３０２の関係を模式的に示す。
可変インダクタ部のインダクタンスの半分をＬ、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの１個分の容量をＣとすると、差動型で構成される電圧制御発振器１１０、２１０の理想的な発振周波数ｆｃは式１のように表すことができる。
ｆｃ＝１／２π√（Ｌ×Ｃ） ・・・・（１）

バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの容量が、図５のＢＤ０として図示するように右上がりの直線になれば、電圧制御発振器の発振周波数は、ＦＣ０として図示するように理想的には右下がりの直線になる。

図７に、周波数バンド信号をパラメータとする、電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号３０２の関係を模式的に示す。図６の理想的な特性ＦＣ０に対応する理想的な特性が直線ＦＢ０であり、図７は、直線ＦＢ０を基準に周波数バンド信号を変化させた場合の周波数バンド特性を表している。可変インダクタ部のインダクタンスが、周波数バンド信号ＦＢ１、ＦＢ２、ＦＢ３、ＦＢ４に対応して単調増加すると仮定すると、図７のように４個の周波数バンドを構成することができる。これにより発振周波数帯域が拡大し、複数の周波数バンドを切り替えできるため、複数の周波数バンドを使用する携帯電話等に、応用可能となる。

実際には図５においてＢＤＲとして図示するように、バラクタダイオードの容量は、容量制御信号３０２に対して非線形になる。このため電圧制御発振器の発振周波数も、図６でＦＣＲとして示すように、容量制御信号３０２に対して非線形性を示す。電圧制御発振器の変換利得Ｋｖは、容量制御信号３０２の変化に対する発振周波数の変化の度合として表されるが、この場合、容量制御信号３０２の値に依存して変化する。この電圧制御発振器を組み込んだＰＬＬは、発振周波数によりロックアップタイムやＣ／Ｎ特性がばらつくことになる。
（発振周波数特性の非線形性の解決）

この問題を解決するため、図６における曲線ＦＣＲのようなバラクタダイオードによる非線形性を、可変インダクタ部のインダクタンスの可変機能により補正する。またバラクタダイオードや固定キャパシタの温度特性も、同様に補正する。
容量制御信号の大きさをＶＴ（単位はＶ）、周波数バンド信号の番号をＦＢ、温度をＴＭ（単位は度）とすると、式１の理想的な発振周波数ｆｃに対し、実際の発振周波数ｆｃ１は式２のように表せる。
ｆｃ１＝１／２π√｛Ｌ×Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）×Ｃ｝
・・・・（２）

ここでＡ１（ＶＴ）、Ａ２（ＦＢ）、Ａ３（ＴＭ）は、それぞれＶＴ、ＦＢ、ＴＭにより一意に決まる非線形関数であり、それぞれ容量特性、周波数バンド特性、温度特性について理想的な特性からのずれ度合を表す。容量Ｃはバラクタダイオードや固定キャパシタの容量を表し、非線形性や温度特性により理想的な特性からずれるため、｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝×Ｃとなる。この場合、可変インダクタ部のインダクタンスの半分Ｌを、式３のようにＬ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝に変更すれば、式１と同様に理想的な発振周波数ｆｃが得られる。
ｆｃ＝１／２π√〔Ｌ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝
×｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝×Ｃ〕 ・・・・（３）

容量特性については、図５における実際の容量特性ＢＤＲを例えば３分割し、容量制御信号ＶＴがＶ１からＶ２の範囲の場合、傾きＢ１の直線ＢＤ１、Ｖ２からＶ３の範囲の場合、傾きＢ２の直線ＢＤ２、Ｖ３からＶ４の範囲の場合、傾きＢ３の直線ＢＤ３、にそれぞれ近似する。理想的な特性ＢＤ０の傾きをＢ０とすると、容量特性の補正係数は式４、５、６のようになる。

Ａ１（ＶＴ）＝Ｂ０／Ｂ１ （Ｖ２≦ＶＴ≦Ｖ１） ・・・・（４）
Ａ１（ＶＴ）＝Ｂ０／Ｂ２ （Ｖ３≦ＶＴ≦Ｖ２） ・・・・（５）
Ａ１（ＶＴ）＝Ｂ０／Ｂ３ （Ｖ４≦ＶＴ≦Ｖ３） ・・・・（６）
ここでは補正係数Ａ１（ＶＴ）として直線近似を使用したが、実際の曲線を基に曲線近似を使用したり、表を作成したりしてもよい。

周波数バンド特性については、図７において周波数バンド信号ＦＢがＦＢ１の場合、直線の傾きをＢ１、ＦＢ２の場合、直線の傾きをＢ２、ＦＢ３の場合、直線の傾きをＢ３とし、理想的な特性ＦＢ０の傾きをＢ０とすると、周波数バンド特性の補正係数は式７、８、９のようになる。
Ａ２（ＦＢ１）＝Ｂ０／Ｂ１ ・・・・（７）
Ａ２（ＦＢ２）＝Ｂ０／Ｂ２ ・・・・（８）
Ａ２（ＦＢ３）＝Ｂ０／Ｂ３ ・・・・（９）

次に温度特性について説明する。
図８に、温度をパラメータとする、電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号３０２の関係を模式的に示す。図６の理想的な特性ＦＣ０に対応する理想的な温度特性が直線ＴＭ０あり、温度２５度の常温での値を表している。ＴＭ１は温度１００度の高温、ＴＭ２は温度−４０度の低温に対応する。

温度ＴＭがＴＭ１の場合、直線の傾きをＢ１、ＴＭ２の場合、直線の傾きをＢ２とし、理想的な特性ＴＭ０の傾きをＢ０とすると、温度特性の補正係数は式１０、１１のようになる。
Ａ３（ＴＭ１）＝Ｂ０／Ｂ１ ・・・・（１０）
Ａ３（ＴＭ２）＝Ｂ０／Ｂ２ ・・・・（１１）

このような温度特性の補正は、バラクタダイオードだけでなく、図１、図３の固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂにも当てはまる。
以上のように、可変インダクタ部のインダクタンスの半分Ｌを、各種制御信号によりＬ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝に補正すれば、バラクタダイオードの非線形性や、バラクタダイオード、固定キャパシタ等の温度特性を理想的な特性に修正可能である。電圧制御発振器の変換利得Ｋｖは、容量制御信号３０２の値によらず一定となるため、この電圧制御発振器を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定になり、安定した発振特性が得られる。
（実施の形態１、および実施の形態１の変形例１における制御信号生成器）

図１の電流源４Ａ、４Ｂ、および図３の電圧電流変換回路５に、制御信号生成器から入力される制御信号に関しては、電流振幅制御信号３００、電圧電流変換制御信号３０１、および周波数バンド信号３０３について既に説明した。ここではその他の制御信号について、制御信号生成器の構成とともに順次説明する。

容量制御信号３０２については、図５に示すようなバラクタダイオード６Ａ、６Ｂの容量制御信号３０２に対する容量特性が記憶回路に保持され、容量制御信号３０２に応じて記憶回路のデータが読み出されることで、インダクタンスの補正に実際の容量特性ＢＤＲが反映される。
このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３により、可変インダクタ部８２、８３のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。

ここで容量制御信号３０２は、制御信号生成器により生成される。制御信号生成器において容量制御信号３０２は、例えば後述する図１２、図１３のループフィルタ３７を含む構成により、自動的に設定される。別の構成として、操作する人により任意の値に設定されることや、また出荷時に設定されそのまま保持されることも可能である。

温度特性信号３０４については、温度センサ２３と記憶回路２２を含む構成により、温度特性信号３０４が生成される。温度センサ２３により、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂや固定キャパシタ１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂの少なくとも一方の温度が検出され、あらかじめ測定済みのこれらの温度特性が記憶されている記憶回路２２に入力される。
一方、記憶回路２２には容量制御信号３０２も入力され、温度センサ２３からの入力と容量制御信号３０２の入力により、その時の温度と容量制御信号３０２の大きさに対する容量の変化度合が温度特性信号３０４として生成される。

このように、容量制御信号３０２と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４により、可変インダクタ部８２のインダクタンスを、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正すれば、理想的な発振周波数特性が得られる。

ここで、温度センサ２３および記憶回路２２は、制御信号生成器に含まれ、温度特性信号３０４は、制御信号生成器により生成される。温度特性信号３０４を生成する制御信号生成器の別の構成として、操作する人により任意の値に設定されることや、また出荷時に設定されそのまま保持されることも可能である。

周波数制御信号３０５については、電流源４Ａ、４Ｂ、または電圧電流変換回路５に直接入力することにより、それぞれ電圧制御発振器１１０、２１０を直接的に変調することができる。具体的には、電流振幅制御信号３００または電圧電流変換制御信号３０１と同様に、それぞれ図２のＭＯＳトランジスタＴ１３Ａ、Ｔ１３Ｂのゲート、または図４のトランジスタＴ２３のベースに入力し、それぞれ可変インダクタ部８２、８３のインダクタンスを周波数制御信号３０５に応じて可変する。これにより、発振周波数を周波数制御信号３０５により直接に変調することができ、直接変調発振器を構成することができる。
このような直接変調発振器においては、ミキサー回路が不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。

ここで周波数制御信号３０５は、制御信号生成器により生成される。制御信号生成器において周波数制御信号３０５は、例えば携帯電話のベースバンド信号であり、圧縮された画像や音声に各種ヘッダや誤り訂正パリティが付加され、パケット化されたものである。制御信号生成器には、このような誤り訂正符号化器やパケット化器が含まれる。
（実施の形態１の変形例１における電圧電流変換回路５の回路図）

図９は、実施の形態１の変形例１における電圧電流変換回路５の回路図である。
図４の構成と同様に、差動構成のトランジスタＴ２０、Ｔ２１のベースは、それぞれトランジスタ７Ａ、７Ｂのベースに接続され、コレクタは、それぞれ第２インダクタ２Ａ、２Ｂの片端に接続される。トランジスタＴ２０、Ｔ２１のエミッタには電流供給源が接続されるが、これら４個の電流供給源を制御信号により切り替える構成になっている。

容量制御信号３０２は範囲分割回路７５において、図５に示すようにＶ１からＶ２、Ｖ２からＶ３、Ｖ３からＶ４の３個の範囲に分割され、いずれか１つが論理値ハイになる３本の信号として特性補正回路７７に入力される。特性補正回路７７では、範囲分割回路７５からの信号と周波数バンド信号３０３と温度特性信号３０４に基づいて、補正係数１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝が計算され、スイッチＳ３３Ｐ、Ｓ３３Ｑ、Ｓ３３Ｒ、Ｓ３３Ｓを制御する４本の信号が出力される。

４個の電流供給源Ｔ３３Ｐ、Ｔ３３Ｑ、Ｔ３３Ｒ、Ｔ３３Ｓは重み付された電流値を持ち、電圧電流変換比率Ｋ２がそれぞれの電流値に対応して設定される。これら４個の電流供給源を切り替えることにより、可変インダクタ部８３のインダクタンスが、１／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝だけ乗じた値に補正される。ここでスイッチＳ３３Ｐ、Ｓ３３Ｑ、Ｓ３３Ｒ、Ｓ３３Ｓは少なくとも１個がオンであり、同時に複数個がオンになってもよい。４個の電流供給源の切り替えにより、インダクタンスの補正が１５ステップのきめ細かさで可能となる。
電圧電流変換制御信号３０１は、４個の電流供給源の微調整、あるいはその他のパラメータの補正のために使用される。
（実施の形態１の変形例２および変形例３）

図１０は、実施の形態１の変形例２における電圧制御発振器１１０のブロック図である。
図１の電圧制御発振器１１０と異なる点は、出力部８０が信号振幅を制御可能な振幅制御器２４を備えることである。信号Ｐｏｕｔ１、Ｐｏｕｔ２が振幅制御器２４に入力され、振幅制御信号３０６により振幅を変調され、信号Ｐｏｕｔとして出力される。周波数制御信号３０５により周波数変調された信号Ｐｏｕｔ１、Ｐｏｕｔ２は、振幅制御信号３０６により振幅も変調されるため、ＱＡＭのように位相、振幅両方の情報をもつような変調信号を生成することができる。

図１１は、実施の形態１の変形例３における電圧制御発振器２１０のブロック図である。
図３の電圧制御発振器２１０と異なる点は、出力部８０が信号振幅を制御可能な振幅制御器２４を備えることである。信号Ｐｏｕｔ１、Ｐｏｕｔ２が振幅制御器２４に入力され、振幅制御信号３０６により振幅を変調され、信号Ｐｏｕｔとして出力される。周波数制御信号３０５により周波数変調された信号Ｐｏｕｔ１、Ｐｏｕｔ２は、振幅制御信号３０６により振幅も変調されるため、ＱＡＭのように位相、振幅両方の情報をもつような変調信号を生成することができる。
（実施の形態１の変形例４）

以上の実施の形態１、および実施の形態１の変形例１から３における電圧制御発振器１１０、２１０において、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号により可変インダクタ部８２、８３のインダクタンスは変化するため、可変インダクタ部８２、８３のＱも変化する場合がある。その結果、第１インダクタ１Ａ、１Ｂに流れる共振電流の最適値は、Ｑの変化とともに変化する。

このような場合であっても、第１インダクタ１Ａ、１Ｂに流れる共振電流を最適値にするために、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の振幅を、電流信号検出器により検出し、この電流信号の振幅に準じて電流供給源８の電流値を可変する。その際、第２インダクタ２Ａ、２Ｂに流れる電流信号の振幅と、電流供給源８の最適な電流値との関係は、事前に測定され、記憶回路に記憶されており、電流供給源８の電流値を可変する際に参照される。
（実施の形態１の効果）

連続可変機能を備えた可変インダクタ部８２、８３において、各種制御信号を入力することにより、電圧制御発振器１１０、２１０の種々の課題を解決できる。
まず、可変インダクタ部８２、８３のインダクタンスは、それぞれ電流振幅制御信号３００、電圧電流変換制御信号３０１により連続的に変化し、また周波数バンド信号３０３によりステップ的に変化する。これにより電圧制御発振器１１０、２１０は、周波数バンド切り替え機能を有し、さらに周波数バンド内を所望の周波数に設定可能となる。
次に、電流振幅制御信号３００、電圧電流変換制御信号３０１により、発振周波数の正確な微調整が可能となり、それぞれ電圧制御発振器１１０、２１０の製造上のバラツキを問題ないレベルまで低減できる。

また、容量制御信号３０２を可変インダクタ部８２、８３にも入力することにより、バラクタダイオード６Ａ、６Ｂの非線形性が補正可能である。さらに周波数バンド信号３０３を考慮することにより、広い周波数バンド範囲にわたって非線形性が補正可能になる。これにより電圧制御発振器１１０、２１０の変換利得Ｋｖは、容量制御信号３０２や周波数バンド信号３０３の値によらず一定となる。この電圧制御発振器１１０、２１０を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定になり、安定した発振特性が得られる。

さらに、容量制御信号３０２と温度特性信号３０４により、バラクタダイオードの両端電圧に応じた温度特性の変化や、固定キャパシタの温度特性が補正可能であり、広い温度範囲にわたって安定した発振特性が得られる。
このように電圧制御発振器１１０、２１０の発振周波数特性は、広い周波数帯域において線形化されるため、周波数制御信号３０５により、電圧制御発振器１１０、２１０の発振周波数を直接に変調することが可能になる。これにより、精度の高い直接変調発振器を構成することができるため、ミキサー回路は不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。

その他の効果としては、可変インダクタ部８２、８３のＱ値を大きくすることができるので、電圧制御発振器１１０、２１０の発振周波数のＣ／Ｎを向上することができる。
また、可変インダクタ部８２、８３とバラクタダイオード等による容量の可変機能を併用することにより、インダクタンスと容量の比を大きく変動することなく発振周波数が可変可能になる。これにより発振周波数帯域が拡大し、広い周波数範囲にわたって安定した発振特性が得られる。
（実施の形態２）

実施の形態２では、本発明におけるＰＬＬ回路の実施の形態について説明する。
図１２は、実施の形態２におけるＰＬＬ回路のブロック図である。
電圧制御発振器１１０ではＶＣＯ信号３０７が生成され出力されるとともに、１／Ｎ分周器３２で１／Ｎに分周される。一方、基準信号発振器３３の出力は、１／Ｒ分周器３４で１／Ｒに分周され、位相比較器３５で１／Ｎ分周器３２の出力と比較され、両入力の進み遅れの位相差が位相信号として出力される。チャージポンプ３６では、位相差の符号に従い、位相信号が正方向または負方向の電流に変換され、ループフィルタ３７でこの電流の積分値が電圧に変換されるとともに、高周波歪および雑音が除去される。ループフィルタ３７の出力は、容量制御信号３０２として電圧制御発振器１１０に入力され、容量制御信号３０２に応じた発振周波数を有するＶＣＯ信号３０７が生成される。

尚、位相比較器３５は位相生成器とも呼ぶ。
図１８は、実施の形態２におけるチャージポンプの回路図である。
Ｖｃｃ電源電圧４１０と接地電圧４１１に接続された電流ミラー部５２と、電流ミラー部５０および電流ミラー部５１は、電流ミラー回路を構成する。電流ミラー部５０と電流ミラー部５１には、同じ大きさの電流が流れ、その電流値は、電流ミラー部５２の電流を調整することにより、可変可能である。位相比較器３５で生成される位相信号は、スイッチ５３と、反転回路５５を介してスイッチ５４に入力される。位相比較器３５の位相信号によりスイッチ５３、５４はシーソー的にオン、オフ状態になり、電流ミラー部５０による正方向電流と電流ミラー部５１による負方向電流が、交互にループフィルタ３７に供給される。

図１９は、実施の形態２におけるループフィルタの回路図である。図１８におけるチャージポンプ３６の出力は、図１９のループフィルタ３７において、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、コンデンサＣを備えた低域通過型フィルタにより、高周波歪および雑音が除去される。また、チャージポンプ３６から交互に供給される正方向電流と負方向電流の差し引き分が、コンデンサＣに蓄積され、電圧化されて電圧制御発振回路１１０に供給される。

図１２における電圧制御発振器１１０の構成は、図１０に示す通りである。電流振幅制御信号３００、容量制御信号３０２、周波数バンド信号３０３、温度特性信号３０４、周波数制御信号３０５等の制御信号により、バラクタダイオードの非線形性の補正、温度特性の補正、直接変調機能、周波数バンド切り替え機能が可能である。
特に直接変調機能については、このＰＬＬ回路における電圧制御発振器１１０は広い周波数範囲にわたって線形性が確保されるため、周波数制御信号３０５により直接変調が可能となり、精度の高い変調信号がＶＣＯ信号３０７として出力される。これによりミキサー回路が不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。
（実施の形態２の変形例１）

図１３は、実施の形態２の変形例１におけるＰＬＬ回路のブロック図である。
電圧制御発振器２１０ではＶＣＯ信号３０７が生成され出力されるとともに、１／Ｎ分周器３２で１／Ｎに分周される。一方、基準信号発振器３３の出力は、１／Ｒ分周器３４で１／Ｒに分周され、位相比較器３５で１／Ｎ分周器３２の出力と比較され、両入力の進み遅れの位相差が位相信号として出力される。チャージポンプ３６では、位相差の符号に従い、位相信号が正方向または負方向の電流に変換され、ループフィルタ３７でこの電流の積分値が電圧に変換されるとともに、高周波歪および雑音が除去される。ループフィルタ３７の出力は、容量制御信号３０２として電圧制御発振器２１０に入力され、容量制御信号３０２に応じた発振周波数を有するＶＣＯ信号３０７が生成される。

尚、位相比較器３５は位相生成器とも呼ぶ。
チャージポンプおよびループフィルタの回路図は、図１８、図１９と同様であり、同様な動作により同様な効果が得られる。
図１３における電圧制御発振器２１０の構成は、図１１に示す通りである。電圧電流変換制御信号３０１、容量制御信号３０２、周波数バンド信号３０３、温度特性信号３０４、周波数制御信号３０５等の制御信号により、バラクタダイオードの非線形性の補正、温度特性の補正、直接変調機能、周波数バンド切り替え機能が可能である。

特に直接変調機能については、このＰＬＬ回路における電圧制御発振器２１０は広い周波数範囲にわたって線形性が確保されるため、周波数制御信号３０５により直接変調が可能となり、精度の高い変調信号がＶＣＯ信号３０７として出力される。これによりミキサー回路が不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。
（実施の形態２の変形例２および変形例３）

図１４は、実施の形態２の変形例２におけるＰＬＬ回路のブロック図である。
図１２のＰＬＬ回路と異なる点は、容量制御信号３０２としてループフィルタ３７の出力信号だけでなく、所定の電圧源３８をスイッチ３９により選択可能にしていることである。
スイッチ３９が電圧源３８に切り替わる時、ＰＬＬ回路はオープンループ状態となり、容量制御信号３０２は、電圧源３８の所定の電圧値に保持される。電圧制御発振器１１０は、容量制御信号３０２を固定した状態で、周波数制御信号３０５により直接変調することが可能になり、ＰＬＬ回路の周波数ロック特性の影響を受けない直接変調発振器を構成することができる。

図１５は、実施の形態２の変形例３におけるＰＬＬ回路のブロック図である。
図１３のＰＬＬ回路と異なる点は、容量制御信号３０２としてループフィルタ３７の出力信号だけでなく、所定の電圧源３８をスイッチ３９により選択可能にしていることである。
スイッチ３９が電圧源３８に切り替わる時、ＰＬＬ回路はオープンループ状態となり、容量制御信号３０２は、電圧源３８の所定の電圧値に保持される。電圧制御発振器２１０は、容量制御信号３０２を固定した状態で、周波数制御信号３０５により直接変調することが可能になり、ＰＬＬ回路の周波数ロック特性の影響を受けない直接変調発振器を構成することができる。
（実施の形態２の変形例４および変形例５）

図１６は、実施の形態２の変形例４におけるＰＬＬ回路のブロック図である。
図１４のＰＬＬ回路と異なる点は、電圧制御発振器１１０における各種特性を事前に測定し、その結果を用いて制御信号により補正することである。以下に異なる点を中心に説明する。
まずスイッチ３９は可変電圧源３８Ｐ側に倒され、ＰＬＬ回路はオープンループ状態となる。また、電流振幅制御信号３００および周波数バンド信号３０３は所定の値に固定され、その結果電流振幅比率Ｋ１も固定されるため、電圧制御発振器１１０の可変インダクタ部８２のインダクタンスは固定される。この状態において可変電圧源３８Ｐの電圧が変化すると、容量制御信号３０２はこれに応じて変化し、電圧制御発振器１１０の発振周波数は変化する。

電圧制御発振器１１０で生成されたＶＣＯ信号３０７は、１／Ｎ分周器３２で分周され、周波数検出器４１に入力される。一方、基準信号発振器３３の基準信号は、１／Ｒ分周器３４で分周され、周波数検出器４１に入力される。周波数検出器４１では、ＶＣＯ信号３０７の基準信号に対する周波数差から、ＶＣＯ信号３０７の周波数が求められる。演算回路４２では、ＶＣＯ信号３０７の周波数に対応した容量特性、周波数バンド特性、温度特性のデータが測定され、測定データが記憶回路４３に記憶される。

次にスイッチ３９はループフィルタ３７側に倒され、ＰＬＬ回路はクローズドループ状態となる。この状態において記憶回路４３から読み出された測定データを基に、補正情報生成器４４で、可変インダクタ部８２のインダクタンスＬがＬ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝となるように、電流振幅制御信号３００および周波数バンド信号３０３が生成され、電圧制御発振器１１０に入力される。

以上のように電圧制御発振器１１０において生成されるＶＣＯ信号３０７は、容量特性、周波数バンド特性、温度特性が補正され、容量制御信号３０２の変化に対して変換利得Ｋｖが一定になる。この電圧制御発振器１１０を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定となり、安定した発振特性が得られる。このような電圧制御発振器１１０に周波数制御信号３０５が入力されれば、精度の高い直接変調発振器が構成される。これによりミキサー回路が不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。

図１７は、実施の形態２の変形例５におけるＰＬＬ回路のブロック図である。
図１５のＰＬＬ回路と異なる点は、電圧制御発振器２１０における各種特性を事前に測定し、その結果を用いて制御信号により補正することである。以下に異なる点を中心に説明する。
まずスイッチ３９は可変電圧源３８Ｐ側に倒され、ＰＬＬ回路はオープンループ状態となる。また、電圧電流変換制御信号３０１および周波数バンド信号３０３は所定の値に固定され、その結果電圧電流変換比率Ｋ２も固定されるため、電圧制御発振器２１０の可変インダクタ部８３のインダクタンスは固定される。この状態において可変電圧源３８Ｐの電圧が変化すると、容量制御信号３０２はこれに応じて変化し、電圧制御発振器２１０の発振周波数は変化する。

電圧制御発振器２１０で生成されたＶＣＯ信号３０７は、１／Ｎ分周器３２で分周され、周波数検出器４１に入力される。一方、基準信号発振器３３の基準信号は、１／Ｒ分周器３４で分周され、周波数検出器４１に入力される。周波数検出器４１では、ＶＣＯ信号３０７の基準信号に対する周波数差から、ＶＣＯ信号３０７の周波数が求められる。演算回路４２では、ＶＣＯ信号３０７の周波数に対応した容量特性、周波数バンド特性、温度特性のデータが測定され、測定データが記憶回路４３に記憶される。

次にスイッチ３９はループフィルタ３７側に倒され、ＰＬＬ回路はクローズドループ状態となる。この状態において記憶回路４３から読み出された測定データを基に、補正情報生成器４４で、可変インダクタ部８３のインダクタンスＬがＬ／｛Ａ１（ＶＴ）×Ａ２（ＦＢ）×Ａ３（ＴＭ）｝となるように、電圧電流変換制御信号３０１および周波数バンド信号３０３が生成され、電圧制御発振器２１０に入力される。

以上のように電圧制御発振器２１０において生成されるＶＣＯ信号３０７は、容量特性、周波数バンド特性、温度特性が補正され、容量制御信号３０２の変化に対して変換利得Ｋｖが一定になる。この電圧制御発振器２１０を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定となり、安定した発振特性が得られる。このような電圧制御発振器２１０に周波数制御信号３０５が入力されれば、精度の高い直接変調発振器が構成される。これによりミキサー回路が不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。
（実施の形態２の効果）

電圧制御発振器１１０、２１０の容量特性、周波数バンド特性、温度特性は補正され、広い周波数帯域および温度範囲において変換利得Ｋｖが一定になる。この電圧制御発振器１１０、２１０を組み込んだＰＬＬは、ロックアップタイムやＣ／Ｎ特性が発振周波数に対して一定になり、安定した発振特性が得られる。
このような電圧制御発振器１１０、２１０に周波数制御信号３０５が入力されれば、精度の高い直接変調発振器が構成される。これによりミキサー回路が不要となり、送信時の消費電力削減が可能となる。

本発明の発振器およびこれを用いたＰＬＬ回路は以上のような効果を有するため、有線、無線を問わず、あらゆる通信伝送の通信モジュールや、この通信モジュールを組み込んだ通信機器、さらにはこの通信モジュールを組み込んだ携帯電話等の移動端末、またこの移動端末を含む移動体通信システムに適用可能である。
また、実施の形態１および２において展開した説明は、すべて本発明を具体化した一例であり、本発明はこれらの例に限定されるものではない。

本発明は、発振器およびこれを用いたＰＬＬ回路に利用できる。

実施の形態１における電圧制御発振器のブロック図 実施の形態１における電圧制御発振器の部分回路図 実施の形態１の変形例１における電圧制御発振器のブロック図 実施の形態１の変形例１における電圧制御発振器の部分回路図 バラクタダイオードの容量と容量制御信号の関係図 電圧制御発振器の発振周波数と容量制御信号の関係図 周波数バンド信号をパラメータとする発振周波数と容量制御信号の関係図 温度をパラメータとする発振周波数と容量制御信号の関係図 実施の形態１の変形例１における電圧電流変換回路の回路図 実施の形態１の変形例２における電圧制御発振器のブロック図 実施の形態１の変形例３における電圧制御発振器のブロック図 実施の形態２におけるＰＬＬ回路のブロック図 実施の形態２の変形例１におけるＰＬＬ回路のブロック図 実施の形態２の変形例２におけるＰＬＬ回路のブロック図 実施の形態２の変形例３におけるＰＬＬ回路のブロック図 実施の形態２の変形例４におけるＰＬＬ回路のブロック図 実施の形態２の変形例５におけるＰＬＬ回路のブロック図 実施の形態２におけるチャージポンプの回路図 実施の形態２におけるループフィルタの回路図 従来例における電圧制御発振器のブロック図

符号の説明

１、１Ａ、１Ｂ 第１インダクタ
２、２Ａ、２Ｂ 第２インダクタ
３、３Ａ、３Ｂ 電流検出回路
４、４Ａ、４Ｂ 電流源
５ 電圧電流変換回路
６Ａ、６Ｂ バラクタダイオード
７Ａ、７Ｂ トランジスタ
８ 電流供給源
９、９Ａ、９Ｂ スパイラルインダクタ
１０Ａ、１１Ａ、１０Ｂ、１１Ｂ 固定キャパシタ
１２Ａ、１３Ａ、１２Ｂ、１３Ｂ スイッチ
２２ 記憶回路
２３ 温度センサ
２４ 振幅制御器
３２ １／Ｎ分周器
３３ 基準信号発振器
３４ １／Ｒ分周器
３５ 位相比較器
３６ チャージポンプ
３７ ループフィルタ
３８ 電圧源
３９ スイッチ
４１ 周波数検出器
４２ 演算回路
４３ 記憶回路
４４ 補正情報生成器
５０、５１、５２ 電流ミラー部
５３、５４ スイッチ
５５ 反転回路
１１０、２１０ 電圧制御発振器

Claims (12)

1. 第１インダクタと、前記第１インダクタに流れる電流、または前記第１インダクタの両端電圧を表す電気信号を検出し、前記電気信号に基づいて電流信号を生成する電流信号生成手段と、前記電流信号を受ける第２インダクタとを含み、前記第１インダクタと前記第２インダクタを所定の磁気的結合位置に配置し、前記第１インダクタのインダクタンスを所望の値にする可変インダクタ部と、
   前記可変インダクタ部に接続された可変容量素子と、
   １個以上の能動素子を備え、前記可変インダクタ部のインダクタンスと前記可変容量素子の容量とで決まる発振周波数により発振し、ＶＣＯ信号を生成する出力部と、
   前記発振周波数を変調する周波数制御信号を生成する制御信号生成手段とを有し、
   前記電流信号生成手段は、前記周波数制御信号に基づいて、前記電流信号の振幅を制御することを特徴とする、発振器。
2. 更に、可変容量素子に接続可能な１つ以上の固定キャパシタを有し、
   前記出力部は、前記可変インダクタ部のインダクタンスと、前記可変容量素子および前記固定キャパシタの容量とで決まる発振周波数により発振する信号を出力することを特徴とする、請求項１記載の発振器。
3. 更に、
   振幅制御信号を生成する振幅制御信号生成器と、
   前記振幅制御信号に基づいて、前記ＶＣＯ信号の振幅を制御する振幅制御器を有することを特徴とする、請求項１または２記載の発振器。
4. 更に、
   前記第２インダクタに流れる電流信号の振幅を検出する電流信号検出器と、
   前記能動素子に電流を供給する電流供給源とを有し、
   前記電流信号検出器により検出された電流信号の振幅に基づいて、前記能動素子に供給する電流供給源の電流を制御することを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載の発振器。
5. 更に、
   前記可変容量素子の両端電圧を制御する容量制御信号を生成する、制御信号生成手段と、
   前記容量制御信号を複数の所定の電圧値に設定する可変電圧源と、
   前記複数の所定の電圧値に対応する、前記ＶＣＯ信号の周波数を検出する周波数検出器と、
   前記複数の所定の電圧値と前記周波数との対応関係に基づいて、前記可変インダクタ部のインダクタンスを補正する情報を生成する補正情報生成器とを有し、
   前記可変容量素子の容量は、容量制御信号に基づいて変化し、
   前記電流信号は、前記補正情報に基づいて制御されることを特徴とする、請求項１から４のいずれかに記載の発振器。
6. インダクタンスが変化する可変インダクタ部と、前記可変インダクタ部に接続された可変容量素子とを含み、前記可変インダクタ部のインダクタンスと前記可変容量素子の容量とで決まる発振周波数により発振し、ＶＣＯ信号を生成する発振器と、
   前記ＶＣＯ信号の位相を示す位相信号を生成する位相生成器と、
   前記位相信号をフィルタし、容量制御信号を出力するループフィルタとを有するＰＬＬ回路であって、
   前記可変インダクタ部は、
   第１インダクタと、前記第１インダクタに流れる電流、または前記第１インダクタの両端電圧を表す電気信号を検出し、前記電気信号に基づいて電流信号を生成する電流信号生成手段と、前記電流信号を受ける第２インダクタとを備え、前記第１インダクタと前記第２インダクタを所定の磁気的結合位置に配置し、前記第１インダクタのインダクタンスを所望の値にし、
   前記発振器は、
   前記容量制御信号に基づいて前記可変容量素子の両端電圧を制御し、前記可変容量素子の容量を所望の値にすることを特徴とする、ＰＬＬ回路。
7. 更に、
   前記発振周波数を変調する周波数制御信号を生成する制御信号生成手段を有し、
   前記電流信号生成手段は、前記周波数制御信号に基づいて、前記電流信号の振幅を制御することを特徴とする、請求項６記載のＰＬＬ回路。
8. 前記容量制御信号は、所定値に固定されることを特徴とする、請求項７記載のＰＬＬ回路。
9. 請求項６から８のいずれかに記載のＰＬＬ回路を用いたことを特徴とする、通信モジュール。
10. 請求項６から８のいずれかに記載のＰＬＬ回路を用いたことを特徴とする、通信機器。
11. 請求項６から８のいずれかに記載のＰＬＬ回路を用いたことを特徴とする、移動端末。
12. 請求項１１記載の移動端末と、
    前記移動端末と接続する移動端末とを有することを特徴とする、移動体通信システム。
    

Images