JP2006295738A - 増幅器、及びそれを搭載する受信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 可変インダクタを利用して外部から利得を高精度で調節でき、かつ入力信号の変動に関わらず入力インピーダンスを安定に維持できる増幅器、を提供する。
【解決手段】 ＬＮＡ(1)は主回路(1A)と補助回路(1B)とを含む。主回路(1A)と補助回路(1B)とは絶縁されている。主回路(1A)は、アンテナにより受信された無線周波信号(Vin)を増幅して出力する(Vout)。主インダクタ(Lm)と補助インダクタ(La)とは同軸の薄膜インダクタであり、磁気的に結合する。利得制御信号(GC)はＲＳＳＩ装置により生成され、そのレベルが増幅された無線周波信号(Vout)の強度を示す。可変電流源(11)は利得制御信号(GC)に従い、補助インダクタ(La)の電流量を調節する。
【選択図】 図2

Description

本発明は、例えば携帯電話、無線ＬＡＮ、又は超広帯域無線（Ultra Wide Band：ＵＷＢ）等の移動体通信システムに関し、特に移動体通信端末に搭載される受信回路、更にその受信回路に含まれる増幅器に関する。

移動体通信システムは、二つの端末間で一方又は両方が移動しながら通信できる無線通信システムであり、特に携帯電話やＰＨＳに代表される。近年では更に、例えば、携帯電話機を用いたインターネットへの接続、及び無線ＬＡＮ等、移動体通信システムを用いたデータ通信が急速に普及している。
移動体通信システムでは、利用者の増大、及び用途の拡大に伴い、端末数が増加し続けている。更に、リアルタイム動画配信（例えば、テレビ電話、携帯電話によるＴＶ番組の視聴、又は無線ＬＡＮによるワイヤレスＴＶ）等、データ通信の高速化／大容量化が進んでいる。それらの結果、移動体通信システムに割り当てられる周波数帯域が拡大され、特に上昇している（例えば、数百MHz〜数GHz）。

移動体通信端末に搭載される受信回路では一般に、スーパーヘテロダイン方式が採用される。スーパーヘテロダイン方式では、アンテナにより受信された高周波信号（ＲＦ信号）が一定周波数の信号（局部発振（Local Oscillator：ＬＯ）信号）と混合され、両信号間の周波数差と等しい周波数の信号（中間周波（IntermedIate Frequency：ＩＦ）信号）に変換される。ＩＦ信号からは更に、ベースバンド信号が復調される。
スーパーヘテロダイン方式ではこのように、受信されたＲＦ信号が、より低い周波数のＩＦ信号に変換された後に、復調処理を受ける。それにより、復調回路、及びそれより後段の回路では動作周波数が中間周波数以下で良く、特に限られた帯域に属せば良い。従って、動作の安定性、及び周波数選択特性がいずれも高く維持される。

受信回路では、アンテナにより受信された微弱なＲＦ信号がまず、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier：ＬＮＡ）により増幅される。増幅されたＲＦ信号はミキサに送られ、そこでＬＯ信号と混合されてＩＦ信号に変換される。
復調回路の検波精度を十分に高く維持するには、ＩＦ信号の強度をノイズレベルより十分に高く、かつ安定に維持しなければならない。そのようなＩＦ信号をミキサに出力させるには、ＬＮＡがＲＦ信号の強度を、ノイズレベルより十分に高く、かつ適切なレベルに維持しなければならない。
移動体通信端末では特に、利用されるＲＦ信号の周波数帯域が高くかつ広いので、ＬＮＡの動作周波数帯域が十分に高くかつ広くなければならない。特に出力信号の強度が動作周波数に関わらず、適切な範囲内に維持されるように、ＬＮＡの利得が高精度で調節されねばならない。更に、通信中、例えば端末の移動に伴ってＲＦ信号の強度が大きく変動し得るので、ＬＮＡのダイナミックレンジが十分に広くなければならない。
その他に、移動体通信端末の高い携帯性を維持する目的で、その端末に搭載されるＬＮＡには、ＩＣ化による小型化や消費電力の削減が求められる。

移動体通信端末に搭載される従来のＬＮＡとしては例えば、図16に示される増幅器が利用される（例えば、特許文献１図30参照）。この増幅器は主回路10Aと補助回路10Bとを有する。
両回路10A、10B間では、主トランジスタQAのゲートと補助トランジスタQBのゲートとが同じ入力信号v_iを受信する。それにより、入力信号v_iが増幅され、出力信号v_oとして、両トランジスタQA、QBの共通のドレインから出力される。
更に、主インダクタLAと補助インダクタLBとが磁気的に結合する。補助インダクタLBを流れる電流の量が変化するとき、主インダクタLAのインピーダンス、特にリアクタンスが変化する。こうして、主インダクタLAが可変インダクタとして機能する。
補助回路10Bの電流源Ivは主回路10Aの電流源Isとは異なり、電流量を調節できる。従って、補助回路10Bの電流源Ivを利用して主インダクタLAのインピーダンスを変化させることにより、主回路10Aの利得v_o／v_iを外部から調節できる。

上記の増幅器10A、10Bでは特に、二つのインダクタLA、LBが、半導体基板上に薄膜インダクタとして形成される（例えば特許文献１図17〜19参照）。従って、増幅器10A、10B全体のＩＣ化が容易である。
その上、主回路10Aと補助回路10Bとには電流が同期して流れるので、主回路10Aの停止期間では補助回路10Bに導通損失が生じない。従って、消費電力が低い。

特開2004−165612号公報

図16に示される増幅器10A、10BがＬＮＡとして利用される場合、補助インダクタLBを流れる電流がＲＦ信号に応じて変動するので、主インダクタLAのインピーダンスがＲＦ信号に応じて変動する。その変動は、ＬＮＡの入力インピーダンスがＲＦ信号に応じて変動することを意味する。
ＬＮＡの入力インピーダンスが過大に変動するとき、ＲＦ信号の送出元（例えばアンテナ）とＬＮＡとの間でインピーダンス整合が損なわれるおそれがあった。その場合、ＲＦ信号の増幅効率が低下するので、ミキサの変換効率が低下し、更に復調回路の検波感度が低下するおそれがあった。

本発明は、可変インダクタを利用して外部から利得を高精度で調節でき、かつ入力信号の変動に関わらず入力インピーダンスを安定に維持できる増幅器、の提供を目的とする。

本発明による増幅器は、外部から受信される無線周波（ＲＦ）信号、を増幅する。
この増幅器は好ましくは、受信信号強度表示（Received Signal Strength Indicator：ＲＳＳＩ）装置と共に、受信回路に搭載され、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier：ＬＮＡ）として利用される。ここで、ＲＳＳＩ装置は、上記の増幅器（ＬＮＡ）により増幅されたＲＦ信号の強度を検出し、その検出された強度を示す出力信号を生成する。
この受信回路は好ましくは、携帯電話、無線ＬＡＮ、又はＵＷＢ等の移動体通信システムで、移動体通信端末の通信モジュールに利用される。

本発明による上記の増幅器は、
ＲＦ信号に従って駆動される第一のトランジスタ、
第一のトランジスタに直列に接続される主インダクタ、
主インダクタと磁気的に結合する補助インダクタ、及び、
第一のトランジスタを含む回路部分から絶縁された状態で補助インダクタに電流を供給し、その電流量をＲＳＳＩ装置の出力信号、すなわち第一のトランジスタにより増幅されたＲＦ信号の強度に応じて調節する可変電流源、
を有する。

この増幅器では、第一のトランジスタと主インダクタとを含む回路部分（以下、主回路という）がＲＦ信号を増幅する。その利得は主インダクタのインピーダンスをパラメータとして含む。主インダクタは補助インダクタと磁気的に結合しているので、主インダクタのインピーダンス、特にリアクタンスが、主インダクタと補助インダクタとの各自己インダクタンス、及び、両インダクタ間の結合係数に依存する。その結合係数は一般に、各インダクタを流れる電流の量に応じて変化する。

本発明による上記の増幅器では、可変電流源がＲＳＳＩ装置の出力信号に応じて補助インダクタの電流量を調節する。好ましくは、
ＲＳＳＩ装置の出力信号を受信する制御端子、を持ち、補助インダクタの両端間に接続される第二のトランジスタ、
を可変電流源が含む。それにより、ＲＳＳＩ装置の出力信号、すなわち、増幅されたＲＦ信号の強度に応じ、主インダクタのインピーダンスが変化する。
こうして、主インダクタ、補助インダクタ、及び可変電流源の組み合わせが可変インダクタとして機能し、主回路の利得を増幅されたＲＦ信号の強度に応じて調節する。特に、補助インダクタの電流量は連続的に、かつ高精度に調節されるので、主回路の利得が高精度に調節される。その結果、ＲＦ信号の変動、更に増幅器周辺での温度変動に関わらず、増幅されたＲＦ信号の強度が適切な範囲内に安定に維持され、ミキサや復調回路等、後段の回路が安定に動作できる。それ故、本発明による上記の増幅器は信頼性が高い。

本発明による上記の増幅器では更に、可変電流源が主回路から絶縁されるので、補助インダクタを流れる電流の波形が、ＲＦ信号からは影響を受けることなく、一定に維持される。従って、主インダクタのインピーダンス、すなわち増幅器の入力インピーダンスが、ＲＦ信号の変動に関わらず、安定に維持される。それ故、例えばアンテナ等、前段の回路とのインピーダンス整合が確実に維持されるので、本発明による上記の増幅器は信頼性が更に高い。

本発明による上記の増幅器では好ましくは、主インダクタと補助インダクタとが共通の半導体基板上に形成された薄膜インダクタである。更に好ましくは、
第一の絶縁層、
第一の絶縁層の上に形成された第一の導体層、
第一の導体層の上に形成された第二の絶縁層、
第二の絶縁層の上に形成された第二の導体層、
第二の導体層の上に形成された第三の絶縁層、
第一の導体層に接続された一端と第三の絶縁層の上に露出した他端とを持つ第一のリード導体、及び、
第二の導体層に接続された一端と第三の絶縁層の上に露出した他端とを持つ第二のリード導体、
を上記の半導体基板が含み；
主インダクタと補助インダクタとのうち、一方が第一の導体層に含まれ、他方が第二の導体層に含まれ；
第一と第二とのリード導体のうち、主インダクタを含む導体層に接続されたリード導体には第一のトランジスタが接続され、補助インダクタを含む導体層に接続されたリード導体には可変電流源が接続される；
主インダクタと補助インダクタとが上記のような薄膜インダクタであるとき、第一のトランジスタと可変電流源と共に一つの半導体基板上に実装され得る。こうして、本発明による上記の増幅器はＩＣ化により容易に小型化される。

本発明による上記の増幅器が更に、補助インダクタと可変電流源との間に接続されるスイッチ素子、を有しても良い。
例えば、アンテナにより受信されたＲＦ信号の強度が十分に高く、かつ安定である場合等、出力信号の強度に対するフィードバック制御が行われない場合、上記のスイッチ素子がオフ状態に維持され、補助インダクタには電流が流れない。それにより、補助インダクタでの導通損失が除去されるので、消費電力が削減される。

本発明による上記の増幅器が更に、ＲＦ信号を増幅して第一のトランジスタに対して印加するプリアンプ、を有しても良い。そのプリアンプは、
ＲＦ信号に従って駆動される第三のトランジスタ、
第三のトランジスタに直列に接続される第二の主インダクタ、
第二の主インダクタと磁気的に結合する第二の補助インダクタ、
補助インダクタに流れる電流量を検出する電流検出器、及び、
第三のトランジスタを含む回路部分から絶縁された状態で第二の補助インダクタに電流を供給し、その電流量を電流検出器により検出された電流量に応じて調節する第二の可変電流源、
を含む。

このプリアンプは補助インダクタの電流量、すなわち上記の増幅器により既に増幅されたＲＦ信号の強度に応じ、上記の増幅器によりこれから増幅されるべきＲＦ信号を予め増幅する。そのプリアンプでは特に、第二の主インダクタ、第二の補助インダクタ、及び第二の可変電流源の組み合わせが、主インダクタ、補助インダクタ、及び可変電流源の組み合わせと全く同様に、可変インダクタとして機能する。従って、プリアンプの利得が主回路の利得と同様に、連続的に、かつ高精度に調節される。
その結果、主回路では、主インダクタのインピーダンスがより広い範囲で、かつより詳細に調節されるので、本発明による上記の増幅器はダイナミックレンジが更に広く、信頼性が更に高い。

上記のプリアンプでは更に、第二の可変電流源が第三のトランジスタから絶縁されるので、第二の補助インダクタを流れる電流の波形が、ＲＦ信号から影響を受けることなく、一定に維持される。従って、第二の主インダクタのインピーダンス、すなわちプリアンプの入力インピーダンスが、ＲＦ信号の変動に関わらず、安定に維持される。それ故、例えばアンテナ等、前段の回路とのインピーダンス整合を確実に維持するので、本発明による上記の増幅器は信頼性が更に高い。

本発明による増幅器では上記の通り、主インダクタ、補助インダクタ、及び可変電流源の組み合わせが可変インダクタとして機能し、ＲＳＳＩ装置の出力信号に応じて主回路の利得を高精度に調節する。特に、可変電流源が主回路から絶縁されるので、増幅器の入力インピーダンスが、ＲＦ信号の変動に関わらず、安定に維持される。
それ故、本発明による増幅器は前段の回路とのインピーダンス整合を確実に維持する。特に、移動体通信システムでＬＮＡとして利用される場合、ＲＦ信号の増幅効率が高いので、後段のミキサが変換効率を高く維持し、更に復調回路が高い検波感度を維持する。
こうして、本発明による上記の増幅器は特に、移動体通信システムの端末に搭載される受信回路での利用に適している。

以下、本発明の最良の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
《実施形態１》

本発明の実施形態１による増幅器は好ましくは、スーパーヘテロダイン方式の受信回路に搭載される。この受信回路は好ましくは、携帯電話、無線ＬＡＮ、又はＵＷＢ等の移動体通信システムで、移動体通信端末の通信モジュールに利用される（図1参照）。
その受信回路10は、アンテナAにより受信された無線周波（ＲＦ）信号RFから元のベースバンド信号を復調し、後段のベースバンド回路Bに供給する。好ましくは、ＲＦ信号の周波数帯域は比較的高く（例えば、数百MHz〜数GHz）、かつ比較的広い。

受信回路10は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）1、局部発振器2、ミキサ3、復調回路4、及び受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）装置5を有する。
ＬＮＡ1は、アンテナAにより受信された微弱なＲＦ信号Vinを増幅する。ＬＮＡ1は特にその増幅時に発生するノイズを低く抑える。ＬＮＡ1は更に、ＲＳＳＩ装置5から受信される利得制御信号GCに応じて利得を変化させる。
局部発振器2は一定の高周波信号（ＬＯ信号）LOを生成する。ＬＯ信号の周波数帯域は比較的高い（例えば、数百MHz〜数GHz）。局部発振器2は好ましくはＰＬＬを含み、それにより、ＬＯ信号の周波数を高精度で安定化させる。
ミキサ3は、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RF（＝Vout）をＬＯ信号LOと混合し、両信号間の周波数差と等しい周波数（例えば数百kHz）の信号（ＩＦ信号）IFに変換する。
復調回路4はＩＦ信号IFからベースバンド信号を復調する。
ＲＳＳＩ装置5はＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号Voutの強度を検出し、その検出された強度を示す出力信号、すなわち利得制御信号GCを生成する。

本発明の実施形態１によるＬＮＡ1は主回路1Aと補助回路1Bとを有する（図2参照）。特に、主回路1Aと補助回路1Bとの間は絶縁されている。
主回路1Aは、第一のトランジスタQ1、第一のインダクタL1、及び、主インダクタLmを含む。
補助回路1Bは補助インダクタLaと可変電流源11とを含む。

第一のトランジスタQ1は好ましくは、バイポーラトランジスタである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ、又はＩＧＢＴであっても良い。
第一のトランジスタQ1の一端N1（例えばコレクタ）は第一のインダクタL1を通して電源端子VDDに接続され、他端（例えばエミッタ）は主インダクタLmを通して接地される。
ＲＦ信号Vinが第一のトランジスタQ1の制御端子（例えばベース）で受信される。そのとき、第一のトランジスタQ1と第一のインダクタL1との間の節点N1では、ＲＦ信号Vinの変動に応じ、電位が変動する。その電位変動の振幅は、元のＲＦ信号Vinの振幅より大きい。その電位変動が増幅されたＲＦ信号Voutとして、ミキサ3に伝達される。

主インダクタLmと補助インダクタLaとは好ましくは、通常の多層配線技術により、共通の半導体基板上に同軸の薄膜インダクタとして形成される（図3、4参照）。
半導体基板6は好ましくはシリコン製である。半導体基板6の上にはまず、第一の絶縁層73が形成される（図4参照）。第一の絶縁層73の上には、第一の導体層71が所定のパターンで形成される。第一の導体層71と第一の絶縁層73とは、第二の絶縁層74で覆われる。第二の絶縁層74の上には、第二の導体層72が第一の導体層71と同じパターンで形成される。第二の導体層72と第二の絶縁層74とは、第三の絶縁層75で覆われる。
第一から第三までの絶縁層73、74、75は好ましくは酸化シリコンの薄膜であり、第一と第二との導体層71、72は好ましくはアルミニウム等の金属薄膜である。もちろん、各層の材質はそれらには限られず、適切な絶縁性又は導電性を示すものであれば良い。

二つの導体層71、72のパターンは同一の平面形状を持ち、特に半導体基板6の表面の法線方向から見て実質的に一致する位置に形成される（図3の斜線部参照）。そのパターンは好ましくは渦巻形状であり、細い幅（例えば10μm程度）を持つ一本の帯から成る。その渦巻形状の外周は、（例えば約200μm四方の）四辺形である。渦巻形状の外周はその他に、円、又は四辺形以外の多辺形であっても良い。

第三の絶縁層75の上には二対のリード導体81と82、83と84が形成される（図3参照）。それらのリード導体81、82、83、84は好ましくは、アルミニウム等の金属配線である。
リード導体の一対81、82では、一端81A、82Aが導体層71、72の内周部の端71A、72Aに接続され、他の対83、84では、一端83B、84Bが導体層71、72の外周部の端71B、72Bに接続される。以下、各対のリード導体のうち、第一の導体層71に接続されるリード導体81、83を第一のリード導体といい、第二の導体層72に接続されるリード導体82、84を第二のリード導体という。
好ましくは、第一の導体層71の内周部の端71Aと第一のリード導体の一端81Aとの間は第一のポスト91で接続され、第二の導体層72の内周部の端72Aと第二のリード導体の一端82Aとの間は第二のポスト92で接続される（図4参照）。二つのポスト91、92は好ましくは、アルミニウム等の金属薄膜である。導体層71、72の外周部の端71B、72Bとリード導体83、84との間も、好ましくは、同様なポストより接続される。
第一のリード導体81、83ではもう一つの端81B、83Aが可変電流源11に接続され、第二のリード導体82、84ではもう一つの端82B、84Aがそれぞれ、第一のトランジスタQ1と接地端子とに接続される（図3参照）。

以上の構成により、第一の導体層71が補助インダクタLaとして機能し、第二の導体層72が主インダクタLmとして機能する（図2参照）。特に二つの導体層71、72は同軸であるので、一方の導体層を流れる電流により発生する磁束は他方の導体層を貫く。こうして、主インダクタLmと補助インダクタLaとは磁気的に結合する。

可変電流源11は補助インダクタLaに所定のパターンで電流Iaを流す（図2参照）。電流Iaは好ましくは直流である。その他に、一定周波数の交流であっても良い。
可変電流源11は特に、ＲＳＳＩ装置5から受信される利得制御信号GCに応じて電流Iaの量を調節する。
好ましくは、可変電流源11は第二のトランジスタQ2と二つの抵抗素子R1、R2との直列接続を含む（図5参照）。第二のトランジスタQ2は好ましくはバイポーラトランジスタである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであっても良い。
第二のトランジスタQ2の制御端子（例えばベース）は利得制御信号GCを受信する。第二のトランジスタQ2の一端（例えばコレクタ）は第一の抵抗素子R1を通して電源端子VDDに接続され、他端（例えばエミッタ）は第二の抵抗素子R2を通して接地される。第二のトランジスタQ2には更に、補助インダクタLaが並列に接続される。

二つの抵抗素子R1、R2での電圧降下量と第二のトランジスタQ2のオン電圧との和は実質的に電源電圧と等しい。第二のトランジスタQ2のオン電圧は一般に、第二のトランジスタQ2を流れる電流Icの量にはあまり依存しない。従って、各抵抗素子R1、R2を流れる電流Irの量が、第二のトランジスタQ2を流れる電流Icの量に関わらず、実質上一定である。
利得制御信号GCのレベルが一定に維持される間、第二のトランジスタQ2には一定量の電流Icが流れる。それ故、補助インダクタLaを流れる電流Iaが一定量に維持される。
利得制御信号GCのレベルが連続的に変化するとき、第二のトランジスタQ2を流れる電流Icが連続的に変化するので、補助インダクタLaを流れる電流Iaが連続的に変化する。特に第二のトランジスタQ2で電流量が増えれば、補助インダクタLaでは電流量が減り、第二のトランジスタQ2で電流量が減れば、補助インダクタLaでは電流量が増える。

主インダクタLmと補助インダクタLaとの間の磁気結合を利用すれば、主回路1Aの電圧利得が補助インダクタLaの電流量により、以下のように調節される。
以下、第一のトランジスタQ1がバイポーラトランジスタである場合を想定する。但し、第一のトランジスタQ1がその他のトランジスタであっても同様な説明は可能である。
第一のトランジスタQ1はベースB−エミッタE間抵抗（抵抗値：Rb）、及び、コレクタC−エミッタE間に接続された定電流源（電流量：gm×Vbe）の組み合わせに等価である（図6参照）。ここで、第一のトランジスタQ1の相互コンダクタンスをgmとし、ベース−エミッタ間電圧をVbeとする。ベース−エミッタ間電圧Vbeはベース電流Ibによるベース−エミッタ間抵抗での電圧降下と等しく、定電流源の電流量はコレクタ電流Icの量と等しい：

Vbe＝Rb×Ib、 Ic＝gm×Vbe＝gm×Rb×Ib。

主インダクタLmのインピーダンスをZmとすると、第一のトランジスタQ1のベース電位Vinは次式(1)で表される：

Vin＝Rb×Ib＋Zm×(Ib＋gm×Vbe)＝(Rb＋Zm×(1＋gm×Rb))×Ib。 (1)

第一のトランジスタQ1のコレクタCに接続される負荷全体の等価インピーダンスをZlとすると、コレクタ電位Voutはコレクタ電流Icによる等価インピーダンスZlでの電圧降下と等しいので、次式(2)で表される：

Vout＝−Zl×Ic＝−Zl×gm×Rb×Ib。 (2)

二つの式(1)、(2)より、第一のトランジスタQ1の電圧利得、すなわち、主回路1Aの電圧利得GVが次式(3)で表される：

GV＝Vout／Vin＝(−Zl×gm×Rb)／(Rb＋Zm×(1＋gm×Rb))。 (3)

式(3)に示される通り、主回路1Aの電圧利得GVは特に、主インダクタLmのインピーダンスZmに依存する。
主インダクタLmと補助インダクタLaとの各自己インピーダンスをLm、Laとし、両インダクタ間の結合係数をkとし、ＲＦ信号RFの角周波数をωとすると、主インダクタLmのインピーダンスZmは、次式(4)で表される：

Zm≒jωLm＋ω²k²Lm×La／jωLa＝jωLm×(1−k²)。 (j：虚数単位) (4)

ここで、可変電流源11のインピーダンスは零に近似されている。
式(4)から明らかな通り、主インダクタLmと補助インダクタLaとの組み合わせはインダクタンスLm×(1−k²)のインダクタと等価である。そのインダクタンスLm×(1−k²)は特に主インダクタLmと補助インダクタLaとの間の結合係数kをパラメータとして含む。その結合係数kは一般に、補助インダクタLaの電流量に依存するので、等価インダクタのインダクタンスLm×(1−k²)が補助インダクタLaの電流量に応じて変化する。すなわち、主インダクタLmと補助インダクタLaとの組み合わせは可変インダクタとして機能する。

補助インダクタLaの電流量が変化するとき、主インダクタLmと補助インダクタLaとの間の結合係数kが変化するので、可変インダクタのインダクタンスLm×(1−k²)、すなわち主インダクタLmのインピーダンスZmが式(4)に従って変化する。その結果、主回路1Aの電圧利得GVが式(3)に従って変化する。
従って、利得制御信号GCを用い、可変電流源11に補助インダクタLaの電流量を調節させる。それにより、ＬＮＡ1の利得をＬＮＡ1の外部から調節できる。特に、可変電流源11は補助インダクタLaの電流量を連続的にかつ高精度に調節できるので、ＬＮＡ1の利得が高精度に調節される。

好ましくは、利得制御信号GCのレベルが増幅されたＲＦ信号Voutの強度を示し、ＬＮＡ1の利得が増幅されたＲＦ信号Voutの強度について、負フィードバック制御を受ける（すなわち、増幅されたＲＦ信号Voutの強度が上がればＬＮＡ1の利得が下がり、逆に、増幅されたＲＦ信号Voutの強度が下がればＬＮＡ1の利得が上がる）。それにより、増幅されたＲＦ信号Voutの強度が元のＲＦ信号Vinの変動やＬＮＡ1周辺での温度変動に関わらず、適切な範囲内に精度良く維持される。

本発明の実施形態１によるＬＮＡ1では更に、補助回路1Bが主回路1Aから絶縁されるので、可変電流源11が補助インダクタLaの電流Iaを、元のＲＦ信号Vinから影響を受けることなく、一定に維持できる。従って、主インダクタLmのインピーダンスZm、すなわち主回路1Aの入力インピーダンスが、元のＲＦ信号Vinの変動に関わらず、安定に維持される。それ故、本発明の実施形態１によるＬＮＡ1はアンテナAとのインピーダンス整合を確実に維持するので、信頼性が高い。

補助回路1Bでは好ましくは、ＬＮＡ1の動作期間中、補助インダクタLaに電流Iaが流れ続ける。その他に、補助インダクタLaと可変電流源11との間にスイッチ素子SWが含まれても良い（図7参照）。スイッチ素子SWは好ましくはＭＯＳＦＥＴである。その他に、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタであっても良い。スイッチ素子SWの制御端子（例えばゲート）は外部の制御部（図示せず）から制御信号CTを受信する。スイッチ素子SWは制御信号CTに従い、補助インダクタLaの電流Iaを遮断する。
例えば元のＲＦ信号Vinの強度が十分に安定である場合、主回路1Aの利得は一定に維持されても、増幅されたＲＦ信号Voutの強度は適切な範囲内に維持される。そのような場合ではスイッチ素子SWがオフ状態に維持され、補助インダクタLaの電流を遮断する。それにより、補助インダクタLaでは導通損失が生じないので、消費電力が削減される。

本発明の実施形態１による受信回路10では更に、ＲＳＳＩ装置5が以下のように、増幅されたＲＦ信号Vout＝RFの強度に応じて利得制御信号GCを生成する。特に、利得制御信号GCのレベルと増幅されたＲＦ信号RFの強度との間の対応関係が十分な精度で、連続的に設定される。
ＲＳＳＩ装置5は、コンデンサ50、四段増幅器5Aj（j＝1、2、3、4）、四つの電圧−電流変換部5Bj（j＝1、2、3、4）、及び利得制御信号生成部5Cを有する（図8参照）。
コンデンサ50の両端電圧は予め、所定の基準電圧に設定される。コンデンサ50は十分に大きな容量を持つので、四段増幅器5Aj等の動作期間中、両端電圧を一定に維持する。

四段増幅器は四つの差動増幅器5A1、5A2、5A3、5A4の縦続接続である。最前段の差動増幅器5A1では、入力端子の一方がコンデンサ50に接続され、他方がＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFを受信する。そのとき、二段目以降の差動増幅器5Aj（j＝2、3、4）は一つ前の差動増幅器5Ai（i＝j−1＝1、2、3）の出力信号RFiを受信する。こうして、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFは更に、四段階RFj（j＝1、2、3、4）に増幅される。

四つの差動増幅器5Aj（j＝1、2、3、4）は構造と特性とが共通であり、特に好ましくは同じ利得を示す。各差動増幅器5Ajは、四つのトランジスタQA1、QA2、QA3、QA4、四つの抵抗素子RA1、RA2、RA3、RA4、及び、三つの定電流源51A、52A、53Aを含む（図9参照）。
四つのトランジスタQA1、QA2、QA3、QA4は好ましくはバイポーラトランジスタである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであっても良い。特に、第一と第二とのトランジスタQA1、QA2は特性が実質上等しく、第三と第四とのトランジスタQA3、QA4は特性が実質上等しい。
各トランジスタQA1、QA2、QA3、QA4には抵抗素子RA1、RA2、RA3、RA4が一つずつ、直列に接続される。第一と第二とのトランジスタQA1、QA2のそれぞれに接続される第一と第二との抵抗素子RA1、RA2は抵抗値が実質的に等しく、第三と第四とのトランジスタQA3、QA4のそれぞれに接続される第三と第四との抵抗素子RA3、RA4は抵抗値が実質的に等しい。

第一のトランジスタQA1と第一の抵抗素子RA1との直列接続は第二のトランジスタQA2と第二の抵抗素子RA2との直列接続に並列に接続され、更に、電源端子VDDと接地端子との間で第一の定電流源51Aと直列に接続される。
第三のトランジスタQA3と第三の抵抗素子RA3との直列接続は、電源端子VDDと接地端子との間で第二の定電流源52Aと直列に接続される。第四のトランジスタQA4と第四の抵抗素子RA4との直列接続は、電源端子VDDと接地端子との間で第三の定電流源53Aと直列に接続される。好ましくは、第二と第三との定電流源52A、53Aは実質上、電流量が等しい。
第三のトランジスタQA3の制御端子（例えばベース）は、第一のトランジスタQA1と第一の抵抗素子RA1との節点NA1に接続される。第四のトランジスタQA4の制御端子（例えばベース）は、第二のトランジスタQA2と第二の抵抗素子RA2との節点NA2に接続される。

第一と第二とのトランジスタQA1、QA2の各制御端子（例えばベース）は、ＬＮＡ1又は前段の差動増幅器5Aiで増幅されたＲＦ信号RFi（i＝j−1＝0、1、2、3；RF0≡ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFとコンデンサ50の両端電圧との対）を受信する。それにより、第一と第二とのトランジスタQA1、QA2が互いに逆位相で駆動されるので、第一のトランジスタQA1と第一の抵抗素子RA1との節点NA1、及び第二のトランジスタQA2と第二の抵抗素子RA2との節点NA2では、電位が互いに逆位相で変動する。更に、それらの電位変動により、第三と第四とのトランジスタQA3、QA4が互いに逆位相で駆動される。従って、第三のトランジスタQA3と第二の定電流源52Aとの節点NA3、及び第四のトランジスタQA4と第三の定電流源53Aとの節点NA4では、電位が互いに逆位相で変動する。それらの電位間の差は一般に、第一と第二とのトランジスタQA1、QA2により受信されたＲＦ信号RFi間の電圧を定数倍増幅したものと等しい。こうして、二つの節点NA3、NA4の電位変動が、増幅されたＲＦ信号RFj（j＝1、2、3、4）として次段の回路に伝達される。

電圧−電流変換部5Bjはそれぞれ、各差動増幅器5Ajにより増幅されたＲＦ信号RFjを電流信号Sjに変換する（j＝1、2、3、4；図8参照）。
電圧−電流変換部5Bjはそれぞれ、四つのトランジスタQB1、QB2、QB3、QB4、二つの抵抗素子RB1、RB2、及び定電流源51Bを含む（図10参照）。

四つのトランジスタQB1、QB2、QB3、QB4は好ましくはバイポーラトランジスタである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであっても良い。
第一と第二とのトランジスタQB1、QB2は特性が実質上等しく、並列に接続される。第三と第四とのトランジスタQB3、QB4は特性が実質上等しく、並列に接続される。それらの並列接続の一端が互いに接続され、その節点NBが定電流源51Bを通して接地される。

第一と第二とのトランジスタQB1、QB2の各制御端子（例えばベース）が、増幅されたＲＦ信号RFjを受信する。
第三と第四とのトランジスタQB3、QB4の制御端子（例えばベース）はいずれも、第一の抵抗素子RB1を通して第一のトランジスタQB1の制御端子に接続され、第二の抵抗素子RB2を通して第二のトランジスタQB2の制御端子に接続される。それにより、第三と第四とのトランジスタQB3、QB4の制御端子は、増幅されたＲＦ信号RFj間の電圧を二つの抵抗素子RB1、RB2で分割した電位に維持される。ここで、二つの抵抗素子RB1、RB2は好ましくは、抵抗値が実質上等しい。そのとき、第三と第四とのトランジスタQB3、QB4の制御端子は、増幅されたＲＦ信号RFjの中間電位に維持される。

第一と第二とのトランジスタQB1、QB2は、増幅されたＲＦ信号RFjに従い、互いに逆位相で駆動される。それにより、第一と第二とのトランジスタQB1、QB2の各制御端子では、電位が、第三と第四とのトランジスタQB3、QB4の制御端子の電位を基準とし、互いに逆位相で変動する。そのとき、第一と第二とのトランジスタQB1、QB2の節点NB1（以下、第一の出力端子という）には、第一の脈流I1jが利得制御信号生成部5C（図8参照）から流れ込む。一方、第三と第四とのトランジスタQB3、QB4の節点NB2（以下、第二の出力端子という）には、第二の脈流I2jが利得制御信号生成部5Cから流れ込む。第一の脈流I1jの振幅は一般に、増幅されたＲＦ信号RFjの振幅に対応する。第二の脈流I2jの振幅は一般に、増幅されたＲＦ信号RFjの中間電位の振幅に対応する。それらの脈流I1j、I2jの変動が電流信号Sjとして利得制御信号生成部5Cに伝達される。

利得制御信号生成部5Cは、各電圧−電流変換部5Bj（j＝1、2、3、4）から伝達される電流信号Sjの総和S＝S1＋S2＋S3＋S4に基づき、利得制御信号GCを生成する。
利得制御信号生成部5Cは、二つのトランジスタQC1、QC2、二つのＬＰＦLP1、LP2、二つの抵抗素子RC1、RC2、及び定電流源51Cを含む（図11参照）。

二つのトランジスタQC1、QC2は好ましくはバイポーラトランジスタである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであっても良い。
第一のトランジスタQC1は定電流源51Cと直列に接続される。第二のトランジスタQC2は第二の抵抗素子RC2と直列に接続される。それらの直列接続が並列に接続され、更にその並列接続が、電源端子VDDと接地端子との間で第一の抵抗素子RC1と直列に接続される。
第一のトランジスタQC1と定電流源51Cとの節点NCは、ＬＮＡ1の可変電流源11（図2参照）、特に第二のトランジスタQ2の制御端子（図5参照）に接続される。

第一と第二とのトランジスタQC1、QC2の制御端子（例えばベース）はそれぞれ、第一と第二とのＬＰＦLP1、LP2を通して電源端子VDDに接続される。各ＬＰＦLP1、LP2は好ましくは、抵抗素子とコンデンサとの並列回路を含む。
第一のトランジスタQC1の制御端子は更に、各電圧−電流変換部5Bj（j＝1、2、3、4）の第一の出力端子NB1に接続され、第二のトランジスタQC2の制御端子は更に、各電圧−電流変換部5Bjの第二の出力端子NB2に接続される（図10参照）。

第一の脈流I1jの総和I1＝I11＋I12＋I13＋I14（以下、第一の電流という）が電源端子VDDから第一のＬＰＦLP1を通り、各電圧−電流変換部5Bjの第一の出力端子NB1に向かって流れ出す。一方、第二の脈流I2jの総和I2＝I21＋I22＋I23＋I24（以下、第二の電流という）が電源端子VDDから第二のＬＰＦLP2を通り、各電圧−電流変換部5Bjの第二の出力端子NB2に向かって流れ出す。
第一と第二との電流I1、I2の変動に伴い、二つのトランジスタQC1、QC2の制御端子を流れる電流Ib1、Ib2が変動する。それらの電流Ib1、Ib2の各変動は、ＬＰＦLP1、LP2の作用により、実質上、第一と第二との電流I1、I2の直流成分、すなわち平均値の変動に対応する。
そのとき、特に第一のトランジスタQC1と定電流源51Cとの節点NCでは、第二のトランジスタQ2の制御端子（図5参照）に流れ出す電流GCが変動する。すなわち、その電流変動が利得制御信号GCとして、第二のトランジスタQ2の制御端子に伝達される。

例えば、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度が十分に低いとき、各差動増幅器5Ajがいずれも飽和しないので、第一の脈流I1jの各波形は一般に、正弦波に近い（j＝1、2、3、4；図12に示される実線参照）。この場合、第一の脈流I1jの各平均値は、各差動増幅器5Ajにより増幅されたＲＦ信号RFjの強度に実質上比例して増大する。従って、利得制御信号GCのレベルが、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度に実質上比例して減少する（図13に示される領域I参照）。
ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度が上昇を続けるとき、四段増幅器5Aj（j＝1、2、3、4）では、後段の差動増幅器から順に飽和し始める。まず、最後段の差動増幅器5A4が飽和するとき、対応する電圧−電流変換部5B4では第一の脈流I14が実質上、直流電流に変わり、特にその流量が一定に維持される（図12に示される破線参照）。従って、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度と利得制御信号GCのレベルとの間の比例係数が増加する（図13に示される領域II参照）。差動増幅器5Ajが飽和するごとに比例係数は同様に増加し、特にゼロに接近する（図13に示される領域III、IV参照）。しかし、個々の差動増幅器5Ajの利得を調節することにより、全ての差動増幅器5Ajが飽和するまでは比例係数の絶対値を十分に大きく維持できる。

こうして、ＲＳＳＩ装置5では、複数の差動増幅器5Ajと電圧−電流変換部5Bjとの組み合わせ（j＝1、2、3、4）を利用することで、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度と利得制御信号GCのレベルとの対応関係が、個々の差動増幅器5Ajのダイナミックレンジに関わらず、十分に広い範囲で、かつ十分に高い精度で設定される。
尚、差動増幅器5Ajは四段には限られない。利得制御信号GCのレベル範囲に対応するＬＮＡ1のダイナミックレンジが十分に広いように、差動増幅器5Ajの段数が個々の差動増幅器5Ajの利得に応じて決定されれば良い。

第一の電流I1は一般に、各差動増幅器5Ajにより増幅されたＲＦ信号RFj（j＝1、2、3、4）の中間電位の変動に伴うノイズを含む。しかし、利得制御信号生成部5Cでは第二のトランジスタQC2が第二の電流I2の直流成分に従い、第一のトランジスタQC1を流れるバイアス電流を変動させる。その変動が、上記のノイズに起因する利得制御信号GCの変動を相殺する。こうして、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度と利得制御信号GCのレベルとの対応関係には、各差動増幅器5Ajにより増幅されたＲＦ信号RFjの中間電位の変動による誤差が生じない。

上記の説明では、ＲＳＳＩ装置5がトランジスタQA1〜QA4、QB1〜QB4、QC1、QC2としてバイポーラトランジスタを含む（図9〜11参照）。それらのトランジスタの一部、又は全部が他のトランジスタ、例えばＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであっても良い。その置換に伴うその他の回路部分の変更は、当業者には自明であろう。

《実施形態２》
本発明の実施形態２によるＬＮＡ1は好ましくは、実施形態１によるＬＮＡと同様に、スーパーヘテロダイン方式の受信回路10に搭載される（図1参照）。従って、その受信回路10の詳細は、実施形態１についての説明と図1とを援用する。
本発明の実施形態２によるＬＮＡ1は、実施形態１によるＬＮＡ1と同様な構成要素（主回路1A、補助回路1B；図2参照）の他に、プリアンプ1Cを含む（図14参照）。図14では、図2に示される構成要素と同様な構成要素には、図2に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は、実施形態１についての説明を援用する。

プリアンプ1CはＬＮＡ1の主回路1AとアンテナA（図1参照）との間に接続され、ＲＦ信号Vinを予め増幅して主回路1Aに伝達する。
プリアンプ1Cは第二の主回路1Dと第二の補助回路1Eとを含む（図14参照）。特に、第二の主回路1Dと第二の補助回路1Eとの間は絶縁されている。
第二の主回路1Dは、第三のトランジスタQ3、第二のインダクタL2、及び第二の主インダクタLm2を含む。
第二の補助回路1Eは、第二の補助インダクタLa2、第二の可変電流源13、及び電流検出器14を含む。

第三のトランジスタQ3は好ましくは、バイポーラトランジスタである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ、又はＩＧＢＴであっても良い。
第三のトランジスタQ3の一端（例えばコレクタ）が第二のインダクタL2を通して電源端子VDDに接続され、他端（例えばエミッタ）が第二の主インダクタLm2を通して接地される。更に、第三のトランジスタQ3と第二のインダクタL2との節点N2が、主回路1Aに含まれる第一のトランジスタQ1の制御端子に接続される。第三のトランジスタQ3の制御端子（例えばベース）はアンテナA（図1参照）に接続される。

アンテナAにより受信されたＲＦ信号Vinが第三のトランジスタQ3の制御端子に伝達されるとき、第三のトランジスタQ3と第二のインダクタL2との間の節点N2ではＲＦ信号Vinの変動に応じて電位が変動する。その電位変動が第一のトランジスタQ1の制御端子に伝達される。

第二の主インダクタLm2と第二の補助インダクタLa2とは好ましくは、主インダクタLmと補助インダクタLaと同様に、共通の半導体基板上に同軸の薄膜インダクタとして形成される（図3、4参照）。特に、その構成により、第二の主インダクタLm2と第二の補助インダクタLa2とは磁気的に結合する。
それらの詳細は、実施形態１についての説明、及び図3、4を援用する。

第二の可変電流源13は第二の補助インダクタLa2に所定のパターンで電流Ia2を流す。電流Ia2は好ましくは、直流である。その他に、一定周波数の交流であっても良い。
第二の可変電流源13は特に、電流検出器14から受信される第二の利得制御信号GC2に応じて電流Ia2の量を調節する。
第二の可変電流源13の好ましい回路構成は可変電流源11と同様である（図5参照）。その詳細は、実施形態１についての説明、及び図5を援用する。

第二の主インダクタLm2と第二の補助インダクタLa2とが磁気的に結合するので、第二の主回路1Dの電圧利得が第二の補助インダクタLa2の電流量に依存する。その依存性は上記の式(3)、(4)と同様である。
すなわち、第二の可変電流源13が第二の利得制御信号GC2に応じて第二の補助インダクタLa2の電流量を変化させるとき、式(4)により、第二の主インダクタLm2のインピーダンスZmが変化し、更に、式(3)に従い、第二の主回路1Dの電圧利得GVが変化する。
こうして、プリアンプ1Cの利得が第二の利得制御信号GC2により調節可能である。特に第二の可変電流源13は第二の補助インダクタLa2の電流量を連続的にかつ高精度に調節できるので、プリアンプ1Cの利得が高精度に調節される。

電流検出器14は補助回路1Bに接続され、補助インダクタLaに流れる電流Iaを検出し、その検出された電流Iaに応じて第二の利得制御信号GC2を生成する。電流検出器14は好ましくは、電源電圧又は接地電位を基準として、可変電流源11と補助インダクタLaとの間に寄生する抵抗RD1、RD2（図14参照）での電圧降下量を検出する。それにより、補助インダクタLaの電流量を間接的に検出する。

電流検出器14は、第四のトランジスタQ4、ＬＰＦLP3、二つの抵抗素子R3、R4、及び定電流源15を含む（図15参照）。
第四のトランジスタQ4は好ましくはバイポーラトランジスタである。その他に、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであっても良い。
第四のトランジスタQ4の一端（例えばコレクタ）は第三の抵抗素子R3を通して電源端子VDDに接続され、他端（例えばエミッタ）は定電流源15を通して接地される。
第四のトランジスタQ4の制御端子（例えばベース）はＬＰＦLP3を通して電源端子VDDに接続される。ＬＰＦLP3は好ましくは、抵抗素子とコンデンサとの並列回路を含む。第四のトランジスタQ4の制御端子は更に、第四の抵抗素子R4を通し、補助回路1B、特に補助インダクタLaと寄生抵抗RD2（又はRD1）との間に接続される（図14参照）。ここで、第四の抵抗素子R4の抵抗値は十分に高く設定されるので、第四の抵抗素子R4を流れる電流の量は補助インダクタLaの電流量に比べて無視できる。
第四のトランジスタQ4と定電流源15との節点N3は第二の可変電流源13（図14参照）、特に第二のトランジスタQ2の制御端子に接続される（図5参照）。

補助インダクタLaの電流量の変動に伴い、第四のトランジスタQ4の制御端子の電位が変動する。更に、電源端子VDDからＬＰＦLP3を通して第四のトランジスタQ4の制御端子に流れ込む電流Ib3が変動する。その電流Ib3の変動はＬＰＦLP3の作用により、実質上、補助インダクタLaの平均電流量の変動に対応する。
そのとき、第四のトランジスタQ4と定電流源15との節点N3では、第二の可変電流源13（図14参照）に流れ出す電流GC2が変動する。すなわち、その電流変動が第二の利得制御信号GC2として、第二の可変電流源13、特にそれに含まれる第二のトランジスタQ2の制御端子（図5参照）に伝達される。

例えば、補助インダクタLaの電流量が増大するとき、第四のトランジスタQ4の制御端子では電位が上昇するので、第四のトランジスタQ4の制御端子に流れ込む電流Ib3が増大する。従って、第二の利得制御信号GC2のレベルが上がる。
逆に補助インダクタLaの電流量が減少するとき、第四のトランジスタQ4の制御端子では電位が降下するので、第四のトランジスタQ4の制御端子に流れ込む電流Ib3が減少する。従って、第二の利得制御信号GC2のレベルが下がる。
こうして、電流検出器14は補助インダクタLaの電流量に応じ、第二の利得制御信号GC2のレベルを十分に高い精度で調節する。
特に、補助インダクタLaの電流量はＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度に対応するので、プリアンプ1Cの利得がＬＮＡ1の利得と同様な負フィードバック制御を受けるようにできる（すなわち、増幅されたＲＦ信号RFの強度が上がれば第二の主回路1Dの利得が下がり、逆に、増幅されたＲＦ信号RFの強度が下がれば第二の主回路1Dの利得が上がる）。それにより、増幅されたＲＦ信号RFの強度が、元のＲＦ信号Vinの変動やＬＮＡ1周辺での温度変動に関わらず、適切な範囲内に精度良く維持される。

本発明の実施形態２によるＬＮＡ1では上記の通り、プリアンプ1Cが主回路1Aの前段に接続され、補助インダクタLaの電流量、すなわち増幅されたＲＦ信号RFの強度に応じて元のＲＦ信号Vinを予め増幅する。そのプリアンプ1Cでは特に、第二の主インダクタLm2、第二の補助インダクタLa2、及び第二の可変電流源13の組み合わせが、主インダクタLm、補助インダクタLa、及び可変電流源11の組み合わせと全く同様に可変インダクタとして機能する。従って、プリアンプ1Cの利得が主回路1Aの利得と同様に、連続的に、かつ高精度に調節される。その結果、ＬＮＡ1はダイナミックレンジが更に広く、信頼性が更に高い。

プリアンプ1Cでは更に、第二の補助回路1Eが第二の主回路1Dから絶縁されるので、第二の可変電流源13と電流検出器14とが元のＲＦ信号Vinから影響を受けない。従って、第二の主インダクタLm2のインピーダンス、すなわち、第二の主回路1Dの入力インピーダンスが元のＲＦ信号Vinの変動に関わらず、安定に維持される。それ故、本発明の実施形態２によるＬＮＡ1は実施形態１によるＬＮＡ1と同様に、アンテナAとのインピーダンス整合を確実に維持するので、信頼性が高い。

本発明による増幅器は主に、移動体通信システムの端末に搭載される受信回路で利用され、上記の通り、ＲＳＳＩ装置の出力信号に応じて可変インダクタを制御することで利得を調節する。このように、本発明は明らかに産業上利用可能である。

本発明の実施形態による移動通信端末に搭載される受信回路を示すブロック図である。 本発明の実施形態１によるＬＮＡ1を示す等価回路図である。 半導体基板上に形成された、本発明の実施形態による主インダクタLmと補助インダクタLaとを示す平面図である。 図3に示される直線IV−IVに沿った断面図である。 本発明の実施形態による可変電流源11を示す等価回路図である。 第一のトランジスタQ1の制御端子から見た本発明の実施形態によるＬＮＡ1を示す等価回路図である。 本発明の実施形態１によるＬＮＡ1に含まれる補助回路1Bに、スイッチ素子SWを設置した場合を示す等価回路図である。 本発明の実施形態によるＲＳＳＩ装置5を示すブロック図である。 本発明の実施形態による差動増幅器5Aj（j＝1、2、3、4）を示す等価回路図である。 本発明の実施形態による電圧−電流変換部5Bj（j＝1、2、3、4）を示す等価回路図である。 本発明の実施形態による利得制御信号生成部5Cを示す等価回路図である。 本発明の実施形態による電圧−電流変換部5Bj（j＝1、2、3、4）の第一の出力端子NB1に流れ込む第一の脈流I1jを示す波形図である。 本発明の実施形態によるＬＮＡ1について、ＬＮＡ1により増幅されたＲＦ信号RFの強度と利得制御信号GCのレベルとの間の対応関係を示すグラフである。 本発明の実施形態２によるＬＮＡ1を示す等価回路図である。 本発明の実施形態２による電流検出器14を示す等価回路図である。 移動体通信端末に搭載される従来のＬＮＡを示す等価回路図である。

符号の説明

1 ＬＮＡ
1A 主回路
VDD 電源端子
Q1 第一のトランジスタ
L1 第一のインダクタ
Lm 主インダクタ
1B 補助回路
11 可変電流源
La 補助インダクタ
Vin アンテナにより受信された無線周波信号
Vout 増幅された無線周波信号
GC 利得制御信号

Claims (10)

1. 外部から受信される無線周波（ＲＦ）信号を増幅する増幅器であり、
   前記ＲＦ信号に従って駆動される第一のトランジスタ、
   前記第一のトランジスタに直列に接続される主インダクタ、
   前記主インダクタと磁気的に結合する補助インダクタ、及び、
   前記第一のトランジスタを含む回路部分から絶縁された状態で前記補助インダクタに電流を供給し、その電流量を前記第一のトランジスタにより増幅されたＲＦ信号の強度に応じて調節する可変電流源、
   を有する増幅器。
2. 前記主インダクタと前記補助インダクタとが共通の半導体基板上に形成された薄膜インダクタである、請求項１に記載の増幅器。
3. 第一の絶縁層、
   前記第一の絶縁層の上に形成された第一の導体層、
   前記第一の導体層の上に形成された第二の絶縁層、
   前記第二の絶縁層の上に形成された第二の導体層、
   前記第二の導体層の上に形成された第三の絶縁層、
   前記第一の導体層に接続された一端と前記第三の絶縁層の上に露出した他端とを持つ第一のリード導体、及び、
   前記第二の導体層に接続された一端と前記第三の絶縁層の上に露出した他端とを持つ第二のリード導体、
   を前記半導体基板が含み；
   前記主インダクタと前記補助インダクタとのうち、一方が前記第一の導体層に含まれ、他方が前記第二の導体層に含まれ；
   前記第一と第二とのリード導体のうち、前記主インダクタを含む導体層に接続されたリード導体には前記第一のトランジスタが接続され、前記補助インダクタを含む導体層に接続されたリード導体には前記可変電流源が接続される；
   請求項２に記載の増幅器。
4. 前記増幅されたＲＦ信号の強度を検出する受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）装置、の出力信号を受信する制御端子、を持ち、前記補助インダクタの両端間に接続される第二のトランジスタ、を前記可変電流源が含む、請求項１に記載の増幅器。
5. 前記補助インダクタと前記可変電流源との間に接続されるスイッチ素子、を更に有する、請求項１に記載の増幅器。
6. ＲＦ信号に従って駆動される第三のトランジスタ、
   前記第三のトランジスタに直列に接続される第二の主インダクタ、
   前記第二の主インダクタと磁気的に結合する第二の補助インダクタ、
   前記補助インダクタに流れる電流量を検出する電流検出器、及び、
   前記第三のトランジスタを含む回路部分から絶縁された状態で前記第二の補助インダクタに電流を供給し、その電流量を前記電流検出器により検出された電流量に応じて調節する第二の可変電流源、
   を含み、前記ＲＦ信号を増幅して前記第一のトランジスタに対して印加するプリアンプ、
   を更に有する、請求項１に記載の増幅器。
7. 外部から受信されるＲＦ信号を増幅する増幅器、及び、
   前記増幅器により増幅されたＲＦ信号の強度を検出し、検出された強度を示す出力信号、を生成するＲＳＳＩ装置、
   を具備する受信回路であり、
   ＲＦ信号に従って駆動されるトランジスタ、
   前記第三のトランジスタに直列に接続される主インダクタ、
   前記主インダクタと磁気的に結合する補助インダクタ、及び、
   前記トランジスタを含む回路部分から絶縁された状態で前記補助インダクタに電流を供給し、その電流量を前記ＲＳＳＩ装置の出力信号に応じて調節する可変電流源、
   を前記増幅器が有する、
   受信回路。
8. 請求項７に記載される受信回路、を有する通信モジュール。
9. 請求項８に記載される通信モジュール、を有する移動体通信端末。
10. 請求項９に記載される移動体通信端末、を有する移動体通信システム。

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