JP4566182B2

JP4566182B2 - 周波数混合器

Info

Publication number: JP4566182B2
Application number: JP2006340270A
Authority: JP
Inventors: スーンパークチル; スクカンホ
Original assignee: Korea Advanced Institute of Science and Technology KAIST
Current assignee: Korea Advanced Institute of Science and Technology KAIST
Priority date: 2006-07-28
Filing date: 2006-12-18
Publication date: 2010-10-20
Anticipated expiration: 2026-12-18
Also published as: US7420418B2; KR20080010747A; JP2008035466A; US20080024223A1; KR100827893B1

Description

本発明は、ＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器に関し、より詳細には、ＭＯＳＦＥＴの動作において同じ電力レベルの入力信号を受けて増幅させる場合、既存の回路よりさらに大きい電力と増幅度を得ることができ、雑音特性をさらに向上させることができるＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器に関する。

近年、無線通信技術は、急速に発展をし続けており、使用目的に応じて通信標準が制定されている。このような傾向は、多様な通信標準を１つの移動通信機器に含める努力に集中している。

このために、直接変換方式（Direct-Conversion）が広く使われている。しかしながら、信号歪みを低減するためには、１／ｆ雑音特性に優れた周波数混合器（Frequency Mixer）が必要である。特に、周波数帯域幅の短い標準では、１／ｆ雑音が深刻な信号歪みを引き起こすため、送受信機において全体１／ｆ雑音に大きな影響を及ぼす周波数混合器の雑音特性が重要な問題となる。

これにより、雑音特性を改善させるために、付加的なインダクタやキャパシタで濾過器回路を構成し、雑音帯域信号を濾過させる方法が広く使われた。または、雑音特性がアクティブ素子に比べて良いパッシブ素子を使用することによって、信号の歪みを低減した。しかし、パッシブ素子で構成された周波数混合器であるから、信号を増幅させずに、減衰させるという問題点がある。

本発明は、前述のような問題点を解決するためになされたもので、その目的は、ＭＯＳＦＥＴの動作において同じ電力レベルの入力信号を受けて増幅させる場合、既存の回路よりさらに大きい電力と増幅度を得ることができ、雑音特性をさらに向上させることができるＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器を提供することにある。

本発明の他の目的は、ＭＯＳＦＥＴのボディー効果を用いて周波数混合器の回路構成のうちスイッチ段でＭＯＳＦＥＴがさらに理想に近くスイッチング動作を行うようにすることによって、増幅度と雑音特性を改善させることができ、送受信機の他の構成成分（例えば、増幅器または発振器など）にも適用させることができるだけでなく、差動ＬＣ発振器の場合、同じ出力電圧スイングを得るとしても、ボディー効果を用いて位相雑音特性を向上させることができるＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度回線回路を利用した周波数混合器を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明の第１態様は、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とバックゲートがキャパシタを介して連結され、前記ＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度を向上させるために前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子及びバックゲートの双方に電流源を連結し、信号を同時に供給するようにし、前記信号は、局部発振器ＬＯ信号であり、前記ＭＯＳＦＥＴのバックゲートに印加された信号は、バックゲート電圧を経時変化するように印加させ、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加される局部発振器ＬＯ信号と前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子に印加される高周波ＲＦ信号とを結合し、その周波数差と和に該当する中間周波数ＩＦを前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子を介して生成し、ゲート端子への入力信号の電圧変化に応じて、しきい電圧を変化させるＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を備えた周波数混合器を提供する。

ここで、前記ＭＯＳＦＥＴは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。

好ましくは、前記ＭＯＳＦＥＴは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。

本発明のＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路並びにこれを利用した周波数混合器によれば、ＭＯＳＦＥＴの動作において同じ電力レベルの入力信号を受けて増幅させる場合、既存の回路よりさらに大きい電力と増幅度を得ることができ、雑音特性をさらに向上させることができるという利点がある。

また、本発明によれば、ＭＯＳＦＥＴのボディー効果を用いて周波数混合器の回路構成のうちスイッチ段でＭＯＳＦＥＴがさらに理想に近くスイッチング動作を行うようにすることによって、増幅度と雑音特性を改善させることができ、送受信機の他の構成成分（例えば、増幅器または発振器など）にも適用させることができるだけでなく、差動ＬＣ発振器の場合、同じ出力電圧スイングを得るとしても、ボディー効果を用いて位相雑音特性を向上させることができるという利点を有する。

以下、添付の図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。しかしながら、下記に示す本発明の実施形態は、様々な変形が可能であり、本発明の範囲が下記の実施形態に限定されるものではない。本発明の実施形態は、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者にとって本発明をより完全に説明するために提供されるものである。

図１は、本発明の一実施形態に係るＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を説明するための図である。

図１を参照すれば、本発明の一実施形態に係るＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor；ＭＯＳＦＥＴ）の増幅度及び雑音度改善回路は、ＭＯＳＦＥＴＭのゲート端子ＧとバックゲートＢがキャパシタＣを介して互いに連結されている。

ここで、ＭＯＳＦＥＴＭは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴを使用したが、これに限定されるものではなく、雑音特性を向上させるために、１／ｆ雑音特性が良好なＰ型ＭＯＳＦＥＴを使用することもできる。

そして、ＭＯＳＦＥＴＭのゲート端子Ｇ及びバックゲートＢの双方に電流源（図示せず）を連結し、信号を同時に供給することによって、同じ電力（power）レベルの信号を入力される場合、さらに大きい増幅度を有し、雑音特性がさらに向上するという効果がある。

すなわち、ＭＯＳＦＥＴＭの増幅度と雑音特性を改善させるために、ボディー効果を使用するものである。この際、ＭＯＳＦＥＴＭのしきい電圧Ｖ_ｔは、下記の数学式１により求めることができる。

ここで、Ｎ_Ａは、基板のドーピング濃度であり、ε_Ｓは、シリコンの誘電率であり、Ｃ_ｏｘは、酸化物の面積当たり誘電率である。

上記の数学式２から明らかなように、ＭＯＳＦＥＴＭのバックゲートＢの電圧が増加すれば、しきい電圧Ｖ_ｔが減少することが分かる。ＭＯＳＦＥＴＭのゲート端子Ｇに電源電圧Ｖ_ｏを印加してトランジスタが動作できるようにし、局部発振器（Local Oscillator；ＬＯ）信号であるＶ_ＬＯｃｏｓωｔ信号を入れる。

そして、ＭＯＳＦＥＴＭのソース端子Ｓには、高周波（Radio Frequency；ＲＦ）信号であるＶ_ＲＦｃｏｓωｔ信号を印加して周波数混合作用が生じるようにする。また、ＭＯＳＦＥＴＭのゲート端子Ｇに印加された局部発振器ＬＯ信号、すなわちＶ_ＬＯｃｏｓωｔ信号は、キャパシタＣを介してバックゲートＢにも印加される。

この際、ＭＯＳＦＥＴＭのバックゲートＢに印加された局部発振器ＬＯ信号は、バックゲート電圧を経時変化するようにする。一般的に、ＭＯＳＦＥＴＭをスイッチング動作させるために、電源電圧Ｖ_ｏは、しきい電圧Ｖ_ｔｈの近くとなるようにバイアスを定め、局部発振器ＬＯ信号の電圧レベルは、０ｄＢｍ程度の大きい電力信号である。

図２は、局部発振器信号の周期によってしきい電圧が変わる形態を示すグラフであって、ＭＯＳＦＥＴＭのゲート端子Ｇの入力信号の変化に伴ってしきい電圧が変化する過程を説明するためのグラフである。

図２を参照すれば、局部発振器ＬＯ信号がＴ１周期にある時、ＭＯＳＦＥＴＭのバックゲートＢの電圧が低下するようになり、しきい電圧Ｖ_ｔが上昇するようになる。

これに対し、Ｔ２周期にある時、ＭＯＳＦＥＴＭのバックゲートＢの電圧が上昇するようになり、しきい電圧Ｖ_ｔは減少するようになる。結果として、同じレベルの局部発振器ＬＯ信号に対してボディー効果を使用する場合、効果的にさらに大きい電力レベルの局部発振器ＬＯ信号を得ることと同様の結果をもたらす。したがって、さらに大きい増幅度を得るようになり、これにより、さらに良い雑音特性を得るようになる。

一方、図２に示されたグラフの横軸は、ＭＯＳＦＥＴＭのゲート端子Ｇとソース端子Ｓに印加される電圧Ｖ_ＧＳを示し、縦軸は、ＭＯＳＦＥＴＭのドレイン電流Ｉ_Ｄを示す。

図３は、本発明の一実施形態に係るＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器を説明するための図であり、ボディー効果を通常のギルバート（Gilbert）構造を有する周波数混合器（Frequency Mixer）に適用させた例である。

図３を参照すれば、通常のギルバート回路である場合、トランスコンダクタンス段（transconductance stage）とスイッチング段（switching stage）とに分けられているが、図３では、スイッチング段だけで構成されている。

一方、本発明に適用された周波数混合器に使われるＭＯＳＦＥＴは、雑音特性を向上させるために、１／ｆ雑音特性が良好なＰ型ＭＯＳＦＥＴ（ＰＭＯＳＦＥＴ）を使用したが、これに限定されるものではなく、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳＦＥＴ）を使用することができる。

本発明の一実施形態に係るＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器は、第１乃至第４ＭＯＳＦＥＴＭ１乃至Ｍ４と、第１乃至第４コンデンサＣ１乃至Ｃ４と、第１及び第２抵抗Ｒ１及びＲ２から構成される。

ここで、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のソース端子Ｓは、第１出力端子ＯＮ１に連結され、ドレイン端子Ｄは、第１高周波ＲＦ＋信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第１局部発振器ＬＯ＋信号端子に連結されると共に、第１コンデンサＣ１を介してバックゲートＢに連結される。

第２ＭＯＳＦＥＴＭ２のソース端子Ｓは、第２出力端子ＯＮ２に連結され、ドレイン端子Ｄは、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレイン端子Ｄと共通で第１高周波ＲＦ＋信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第２局部発振器ＬＯ−信号端子に連結されると共に、第２コンデンサＣ２を介してバックゲートＢに連結される。

第３ＭＯＳＦＥＴＭ３のソース端子Ｓは、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のソース端子Ｓと共通で第１出力端子ＯＮ１に連結され、ドレイン端子Ｄは、第２高周波ＲＦ−信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第２ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲート端子Ｇと共通で第２局部発振器ＬＯ−信号端子に連結されると共に、第３コンデンサＣ３を介してバックゲートＢに連結される。

第４ＭＯＳＦＥＴＭ４のソース端子Ｓは、第２ＭＯＳＦＥＴＭ２のソース端子Ｓと共通で第２出力端子ＯＮ２に連結され、ドレイン端子Ｄは、第３ＭＯＳＦＥＴＭ３のドレイン端子Ｄと共通で第２高周波ＲＦ−信号端子に連結され、ゲート端子Ｇは、第１局部発振器ＬＯ＋信号端子に連結されると共に、第４コンデンサＣ４を介してバックゲートＢに連結される。

そして、第１出力端子ＯＮ１は、中間周波数ＩＦ＋信号端子に連結され、第１出力端子ＯＮ１と接地ＧＮＤとの間に第１抵抗Ｒ１が連結される。第２出力端子ＯＮ２は、中間周波数ＩＦ＋信号端子に連結され、第２出力端子ＯＮ２と接地ＧＮＤとの間に第２抵抗Ｒ２が連結される。

以下では、前述した構成を有する本発明のＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の動作について詳細に説明する。

まず、第１局部発振器ＬＯ＋信号が第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート端子Ｇに印加される場合、第１キャパシタＣ１を介して第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のバックゲートＢにも印加される。

第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート端子Ｇの電圧が低くなる区間に在れば、バックゲートＢの電圧も低下するようになり、ゲート−ソース段の電圧差異は増加するが、しきい電圧は、減少するようになり、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート端子Ｇのオン状態が、ボディー効果使用しない時と比較して、オーバードライブ（overdrive）電圧が増加することが分かる。

反対に、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート端子Ｇの電圧が高くなる場合、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１のバックゲートＢの電圧も高くなるようになり、しきい電圧が上昇するようになる。したがって、第１ＭＯＳＦＥＴＭ１の状態は、確実なオフ状態となることができる。

そして、第２乃至第４ＭＯＳＦＥＴＭ２乃至Ｍ４の動作は、前述した第１ＭＯＳＦＥＴＭ１の動作と同様である。

さらに具体的に説明すれば、第１及び第２局部発振器ＬＯ＋及びＬＯ−信号によって、一週期の間は、第１及び第４ＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ４がオンとされる状態であり（この際、第２及び第３ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３はオフ状態）、他の一週期の間は、第２及び第３ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３がオンとされる状態（この際、第１及び第４ＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ４はオフ状態）が繰り返される。

第１及び第４ＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ４のドレイン電流Ｉ_Ｄは、下記の数学式３により求めることができ、第１及び第２抵抗Ｒ１及びＲ２と各々乗算され、出力電圧を生成する。

一方、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳＦＥＴ）とＰ型ＭＯＳＦＥＴ（ＰＭＯＳＦＥＴ）に流れる電流式は、下記の数学式４のように若干差異がある。

すなわち、上記の数学式４とＮ型ＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳＦＥＴ）とＰ型ＭＯＳＦＥＴ（ＰＭＯＳＦＥＴ）に流れる電流式は、電圧のレベル差異に過ぎないものである。

一般的に、周波数混合器は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳＦＥＴ）で構成されているが、本発明の一実施形態の場合、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（ＰＭＯＳＦＥＴ）が１／ｆ雑音特性に優れているため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（ＰＭＯＳＦＥＴ）を使用することが好ましい。

一方、周波数混合器の増幅度は、下記の数学式５のように現れる。したがって、局部発振器ＬＯ信号の大きさが大きいほど抵抗Ｒの値が大きいほど大きい増幅度を有するようになる。出力では、高周波ＲＦと局部発振器ＬＯ周波数の和と差に該当する周波数を有する信号を得ることができるようになる。この際、ｃｏｓ（ｗ_ＲＦ−ｗ_ＬＯ）ｔは、得ようとする低周波信号である。

図４は、従来技術と本発明のＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の増幅度を比較するためのグラフである。

図４を参照すれば、ボディー効果を使用した時の本発明とボディー効果を使用しない時の従来技術による増幅度、すなわち、利得（Gain）の差異を示しており、ボディー効果を使用しない時の従来技術は、同じレベルの増幅度（Gain）を得るためには、約６〜７ｄＢさらに大きい電力の局部発振器ＬＯ信号が必要であることが分かる。

図５は、従来技術と本発明のＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の雑音度を比較するためのグラフである。

図５を参照すれば、ボディー効果を使用した時の本発明とボディー効果を使用しない時の従来技術による雑音度ＮＦ（ＳＳＢ）の差異を示しており、図４に示されたことと同様に、ボディー効果を使用しない時の従来技術は、同じレベルの雑音度ＮＦ（ＳＳＢ）を得るためには、約６〜７ｄＢさらに大きい電力の局部発振器ＬＯ信号が必要であることが分かる。

一方、本発明の一実施形態では、ＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を超高周波送受信機回路のうち周波数混合器に適用したが、これに限定されるものではなく、他の構成成分、例えば、増幅器または発振器などにも適用することができる。

以上より、本発明に係るＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路並びにこれを利用した周波数混合器と、増幅器及び発振器に関する好ましい実施形態について説明したが、本発明は、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で、様々な置換、変形及び変更が可能であるので、上述した実施形態及び添付された図面に限定されるものではない。

本発明の一実施形態に係るＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を説明するための図である。局部発振器信号の周期によってしきい電圧が変わる形態を示すグラフである。本発明の一実施形態に係るＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器を説明するための図である。従来技術と本発明のＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の増幅度を比較するためのグラフである。従来技術と本発明のＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を利用した周波数混合器の雑音度を比較するためのグラフである。

ＭＭＯＳＦＥＴ
Ｄドレイン端子
Ｇゲート端子
Ｓソース端子
Ｂバックゲート
Ｃキャパシタ

Claims

ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とバックゲートがキャパシタを介して連結され、
前記ＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度を向上させるために前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子及びバックゲートの双方に電流源を連結し、信号を同時に供給するようにし、
前記信号は、局部発振器ＬＯ信号であり、
前記ＭＯＳＦＥＴのバックゲートに印加された信号は、バックゲート電圧を経時変化するように印加させ、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加される局部発振器ＬＯ信号と前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子に印加される高周波ＲＦ信号とを結合し、その周波数差と和に該当する中間周波数ＩＦを前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子を介して生成し、
ゲート端子の入力信号の電圧変化に応じて、しきい電圧を変化させるＭＯＳＦＥＴの増幅度及び雑音度改善回路を備えたことを特徴とする周波数混合器。
前記ＭＯＳＦＥＴは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載の周波数混合器。
前記ＭＯＳＦＥＴは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載の周波数混合器。