TWI475798B - 放大器電路、積體電路以及射頻通信單元 - Google Patents

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Description

放大器電路、積體電路以及射頻通信單元
本發明涉及的方法及其放大器電路、積體電路以及包括放大器電路和/或積體電路的射頻(Radio Frequency，RF)通信單元，尤其涉及可變增益低雜訊放大器(Low Noise Amplifier，LNA)電路。
通常地，RF通信接收機的領域中，接收機前端(front-end)電路的主要任務是處理由耦接於接收機前端電路的天線接收的信號以使後續接收電路(例如解調電路)更容易處理信號。通常，這樣的前端電路包括LNA電路與混頻器電路，其中低雜訊放大器電路用於放大接收的RF信號，混頻器電路用於執行將已放大RF信號轉換為更低的中頻或基頻的頻率變換。接著中頻或基頻信號可被過濾以消除干擾信號等。
因為由混頻器輸出的中頻或基頻信號的頻率通常比接收的RF信號的載波頻率(fRF )低很多，因此混頻器電路之後的接收鏈(receive chain)中的各級都運行於低頻或基頻。另外，由混頻器電路之前的LNA電路以及混頻器電路自身(如果利用主動混頻器(active mixer)的話)提供的放大作用，使得混頻器電路之後的信號位準也比接收的RF信號的信號位準大。相應地，這些低頻或高頻信號位準特性允許運用多種電路技術於接收鏈的各級的實施中，其中接收鏈在前端電路之後。
然而，由於接收的RF信號的操作頻率高並且信號位準低，僅能夠利用有限數量的電路技術來實施包含了LNA電路與混頻器電路的前端電路。設計LNA電路的主要挑戰在於如何降低雜訊。然而，RF接收機中的LNA電路也需要提供足夠大的增益與預設良好的輸入阻抗，並且需要引入非常小的失真(例如LNA的性能需要設計得儘量為線性)。因此，最重要的LNA線性矩陣之一為三階截取點(Third Order Intercept Point，IP3)。
第1圖為已知LNA電路結構100的示意圖，LNA電路結構100包括電感退化放大器(inductively degenerated amplifier)。第1圖所示LNA電路結構100利用由串聯RLC諧振電路(resonance circuit)提供的電壓增益提高輸入裝置的閘極與源極之間出現的電壓。電壓的放大包括兩個優勢：首先其在放大器的第一雜訊元件(即電晶體M1 100)之前提供放大作用；其次，放大器輸入級的有效跨導(transconductance)比電晶體M1 110的跨導提高了因數‘Q’，其中因數‘Q’是輸入串聯諧振的品質因數。在放大器的第一雜訊元件之前提供這樣的放大作用的效果在於，放大器輸出端出現的全部雜訊中由放大器產生的雜訊的凈減少。另外，放大器輸入級的有效跨導的提高使得給定的期望增益的電流消耗降低。
然而，因為輸入級建於諧振電路周圍，因此輸入級以較窄的頻寬運行並且對於不同的頻帶需要進行不通的調節。為了供應較大的動態範圍，例如現代通信接收機所需的範圍，LNA電路通常需要提供兩個或更多增益設置。對於第1圖所示放大器結構，通過利用共源共閘(cascode)電晶體M2a 120與電晶體M2b 130分離信號電流來實現可程式增益設置，使得在除了最大增益設置的其他設置中，僅有部分信號電流到達放大器的輸出端。
此方法的問題在於電流消耗效率低，尤其是在低增益設置的情況下。相應地，希望能夠在低增益設置中降低電流消耗。然而，實施任何形式的電流降低技術都會改變電晶體M1 110的跨導。因為諧振時放大器結構100的輸入阻抗是真實的，並且與電晶體M1 110的跨導成比例，因此電流降低會導致放大器輸入阻抗的改變，從而導致例如與天線的不匹配。
第1圖所示放大器結構100的另一個問題在於其線性性能較差。輸入諧振電路提供的電壓放大作用可增加電晶體M1 110的閘極-源極電壓擺動，然而在雜訊方面有益的同時，其也會增加電晶體M1 110引入的失真。
另一種現有LNA電路結構包括共閘極(common-gate)配置。傳統共閘極放大器結構的一個缺點在於，理論上能夠達到的最佳雜訊指數(Noise Figure，NF)被限制在2.2dB。能夠達到的雜訊指數受限，是因為輸入裝置的跨導不僅定義放大器的雜訊特性，還決定放大器的輸入阻抗。通常只能夠通過利用反應阻抗變換(reactive impedance transformation)來達到更好的雜訊指數。因此此電路配置僅在對雜訊要求相對不高的接收機中應用。然而，第2圖為最近提出的共閘極放大器結構200的示意圖，其中的共閘極級的雜訊性能得到提高。對於上述共閘極放大器結構200來說，共源極級與共閘極級併聯連接，其中共源極級包括電晶體Mc1b 210與電晶體Mc2b 220，共閘極級包括電晶體M1 230與電晶體M2 240。若電晶體的大小適中，則共閘極電晶體的雜訊作為共模信號出現在放大器的輸出端並且可被抑制。因此共源極級成為主要雜訊來源並且可設計共源極級比其相對應的共閘極具有更高的跨導。更高跨導的共源極級以及共閘極級產生的雜訊的消除使得放大器的雜訊指數有所提高。然而，第2圖所示放大器結構200的雜訊性能仍然無法與第1圖所示電感退化放大器結構100相比。
然而，第2圖所示放大器結構200的優勢在於其將單端(single ended)輸入信號轉換為放大器輸入端的差分信號。差分信號可在接收機鏈中提高動態範圍、降低敏感度以共應電壓與基底雜訊、提高隔離度(isolation)等，其中放大器組成接收機鏈的一部分。
第2圖所示放大器結構200的輸入阻抗是寬頻帶的並且與電晶體M2 240的相互跨導相等。相應地，與第1圖所示電感退化放大器的方式相同，在低增益模式下電流無法降低，因為會改變放大器電路的輸入阻抗。因此通常會借助與第1圖所示電感退化放大器的方式相同的共源共閘電晶體來實施增益控制。
請參考第3圖。第3圖為適用於LNA實施的放大器結構300的示意圖，其中放大器結構300包括分流(shunt-shunt)反饋放大器。然而，兩個主要原因導致用於行動應用的高集成接收機的實施並不流行此種配置。首先，為了正確操作，電晶體M1 310的跨導需要非常大(例如大於100mS)，導致放大器，尤其是包括金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)的放大器耗電量很大。其次，尚且沒有提出實施各種增益設置的直接方法，然而放大器的增益與輸入阻抗是反饋電阻器RF 320、負載電阻器RL 330以及M1 的跨導的重要功能參數。
除了現有結構的上述不足之外，包括組件(例如電感器)的類比電路無法定標(scale)並且無法以相同方式在積體電路製造過程中提供與數字電路可相比的改進。相反，類比電路的定標需要創新以及新的設計與電路技術才能實現。
因此，需要一種改進的放大器電路、積體電路以及RF通信單元，以克服現有放大器電路的上述一個或多個缺點。
有鑒於此，本發明提供一種放大器電路、積體電路以及射頻通信單元。
一種放大器電路，用於放大一輸入信號，其中在所述放大器電路的一輸入節點用於接收所述輸入信號，所述放大器電路包括：一反饋電阻，連接於所述放大器電路的所述輸入節點與所述放大器電路的一輸出節點之間；以及跨導電路，用於在所述反饋電阻上的一點加入一跨導電流；其中配置所述跨導電路以改變在所述反饋電阻上加入所述跨導電流的點。
一種積體電路，包括一放大器電路，其中所述放大器電路為申請專利範圍第1-9項中任意一項的放大器電路。
一種射頻通信單元，包括一放大器電路，其中所述放大器電路為申請專利範圍第1-9項中任意一項的放大器電路。
本發明的效果之一在於能夠提高放大器性能、降低雜訊。
以下為根據多個圖式對本發明的較佳實施例進行詳細描述，本領域習知技藝者閱讀後應可明確了解本發明的目的。
本發明對RF通信接收機前端低雜訊放大器電路進行描述。然而，本領域習知技藝者可知此發明理念可應用於任何放大器電路中。在一些應用中，本發明實施例所採用的放大器電路能夠有效執行接收信號的可變增益低雜訊放大作用，無須晶片上的類比元件(例如電感線圈)，同時使得低增益配置的電流消耗降低，並且半導體製造過程的改善引入的半導體元件(例如電晶體)的定標也可產生有益效果。
之後所用“補償級設置”包含補償級電晶體電路的通常應用。之後所用“補償級配置”包含電晶體式(transistor-based)放大器電路如何利用補償級電晶體設置提供不同的補償級特性。
首先參考第4圖。第4圖為根據本發明一個實施例的RF通信單元的方塊示意圖，在通信系統中RF通信單元有時稱為移動用戶(Mobile Subscriber，MS)單元或在第三代合作伙伴項目(3rd Generation Partnership Project，3GPP)通信系統中稱為用戶設備(User Equipment，UE)。然而，之後描述的放大器電路可應用於任何無線通信單元中。RF通信單元或MS 400包括天線402，天線402耦接於複式過濾器(duplex filter)/天線切換404，天線切換404在MS 400的接收鏈與發送鏈之間提供隔離。
由先前技術可知，接收機鏈包括接收機前端電路406(可簡稱為前端電路406，用以有效地提供接收、過濾以及中頻或基帶頻率轉換)。接收機前端電路406耦接於信號處理器408，信號處理器408通常由數位信號處理器(Digital Signal Processor，DSP)430實現。信號處理器408的輸出信號提供至輸出裝置410，輸出裝置410例如螢幕或平板顯示器。接收機鏈還包括接收信號強度指示(Received Signal Strength Indicator，RSSI)電路412，接收信號強度指示電路412耦接於控制器414，控制器414保持整體通信單元控制。因此控制器414可從恢復的資訊中接收位元誤碼率(Bit Error Rate，BER)或訊框誤碼率(Frame Error Rate，FER)資料。控制器414還耦接於接收機前端電路406與信號處理器408。控制器414還耦接於記憶體裝置416，記憶體裝置416選擇性地儲存操作規程(operating regime)，例如解碼/編碼功能、同步樣式、碼序列、RSSI資料等。計時器418耦接於控制器414以控制MS 400中的操作(時間相依信號的發送與接收)時間。
就發送鏈來說，主要包括輸入裝置420，例如小鍵盤(keypad)，輸入裝置420通過串聯發送機/調變電路422與功率放大器424耦接於天線402。發送鏈中的信號處理器408的實施可與接收鏈中的處理器不同。如第4圖所示，信號處理器408可用於發送信號處理與接收信號處理。顯然，MS 400中各種元件可以離散或積體元件形式實現，因此最終結構僅在於特定應用或設計選擇。
請參考第5圖。第5圖為普通前端接收機電路500的示意圖，前端接收機電路500(可簡稱為前端電路)可用於實現第4圖中MS 400的接收機前端電路406。前端電路500包括LNA 510，LNA 510用於放大接收的RF信號，例如由MS 400的天線402接收的RF信號。前端電路500進一步包括混頻器電路520，混頻器電路520用於執行將由LNA 510輸出的已放大接收的RF信號轉換為更低的中頻或基頻信號的頻率變換。接著中頻或基頻信號可被過濾並進一步由中頻或基頻(IF/BB)電路530處理。
請參考第6圖。第6圖為放大器電路600的簡化示意圖，放大器電路600用於將在輸入端610接收的輸入信號放大，放大器電路600可用於實現第5圖的LNA 510。舉例來說，放大器電路600是基於分流反饋結構並且包括反饋電阻620，反饋電阻620連接於放大器電路600的輸入端610與輸出節點之間。放大器電路600進一步包括跨導電路640，跨導電路640用於為反饋電阻620的一點上接收的輸入信號加入跨導電流，跨導電流是基於放大器電路600的輸入端610的電壓位準。特別地，跨導電路640可改變反饋電阻620上加入跨導電流的點。
舉例來說，第一種配置中(例如在高增益配置中)，設置第6圖的跨導電路640在反饋電阻620的第一點622處加入跨導，藉此反饋電阻620上的第一點622鄰近於放大器電路600的輸出節點630。這樣，反饋電阻620的大部分電阻值(例如包括全電阻值RF0 )出現在反饋迴路中，因此放大器電路600中產生高增益。在至少另一種配置中(例如在低增益配置中)，可進一步設置跨導電路640在反饋電阻620上至少另一點624加入跨導電流，藉此反饋電阻620上至少另一點624相對於第一點622更靠近放大器電路600的輸入端610。這樣，反饋迴路中的分饋電阻620的電阻值降低ΔRF 。另外，不再存在於反饋迴路中的那部分反饋電阻串聯變為耦接於放大器電路的負載電阻RL0 650，並且有效負載電阻650增加相應量，即ΔRF 。另外，通過將加入跨導電流的點從第一點622移動至第二點624，放大器的增益降低了。本領域習知技藝者可知，如第6圖所示的放大器電路的增益是反饋電阻620、負載電阻650以及跨導電路640提供的跨導Gm 的功能結合。因此，通過改變加入跨導電流的點，可以改變反饋迴路與輸出電阻的有效電阻值，從而改變放大器電路的增益。
如第6圖所示的放大器電路的輸入阻抗，同樣是反饋電阻620、負載電阻650以及跨導電路640提供的跨導Gm 的功能結合。相應地，通過控制在反饋電阻620上加入跨導電流的點可進一步配置跨導電路640以調整放大器電路的跨導Gm 。這樣可調整跨導，使得放大器電路600(也可稱為放大器600)實質上恆定的輸入阻抗得以保持，不論加入跨導電流的反饋電阻620上的點在何處。有利地，反饋迴路中的反饋電阻值降低的同時有效負載電阻增益阿，為了保持恆定輸入阻抗，需要更低的跨導電流。相應地，低增益配置中放大器電路的整體功率消耗降低，藉此為功率消耗是很重要的設計因素的應用提供了顯著的有益效果。
如第6圖所示，反饋電阻中加入跨導電流的點以及跨導電路640的跨導Gm 可由控制電壓Vc 660來控制。
請參考第7圖。第7圖為根據本發明實施例的放大器電路700更詳細示意圖。如第7圖所示，放大器電路700形成積體電路705中接收機前端電路的一部分。放大器電路700包括由第一反饋電阻器RFa 720與第二反饋電阻器RFa 725組成的反饋電阻，第一反饋電阻器(可稱為反饋電阻)RFa 720與第二反饋電阻器RFa 725串聯連接於放大器電路700的輸入端710與放大器電路700的輸出節點730之間。
放大器電路700進一步包括跨導電路，用於在反饋電阻720與反饋電阻725上的一點加入跨導電流，並且可配置跨導電路改變在反饋電阻上加入跨導電流的點。如第7圖所示，利用補償級設置實施跨導電路以降低放大器電路700的電流消耗。利用補償級降低功率消耗，對於給定的所需整體跨導，利用兩個子電路(sub-circuit)實施補償電路。舉例來說，利用p-MOSFET裝置實施一個子電路，利用n-MOSFET實施另一個子電路。在電源與地面之間，一個子電路可交疊於另一個子電路之上，藉此共享相同的偏置電流(bias current)。另一個例子中，非補償實施裝置可看作兩個部分的平行連接，每個部分需要本身的非共享的電流。另外，利用補償級設置可改善放大器電路700的雜訊指數，因為對於補償級的整體給定電流能夠得到更大的整體跨導。因此可用來獲得低雜訊指數。
特別地，跨導電路包括第一補償級配置與第二補償級，第一補償級配置包括電晶體740與電晶體742，第二補償級包括電晶體744與電晶體746。跨導電路用於將第一補償級配置提供的第一跨導電流加入反饋電阻720與反饋電阻725上的第一點，通常在節點750並且相鄰於放大器電路700的輸出節點730。為了清楚，第7圖所示節點730與節點750是分離的。然而，實際操作中，可設置節點730與節點750形成單一共用節點。通過兩個共閘極電晶體級將來自第一補償級配置的第一跨導電流在節點750加入反饋電阻720與反饋電阻725中，兩個共閘極電晶體級分別包括電晶體760與電晶體762以及電晶體764與電晶體766。相應地，當配置跨導電路將來自第一補償級配置的第一跨導電流在節點750加入反饋電阻時，將電晶體760、電晶體762、電晶體764以及電晶體766的電晶體閘極電壓、、以及設置在適當的電位上，以用於切換各個電晶體為‘ON’，藉此將第一補償級與第二補償級耦接於節點750，第一補償級與第二補償級分別包括電晶體740與電晶體742以及電晶體744與電晶體746。相應地，當配置跨導電路運行於第一配置時，跨導電路的跨導Gm 等於電晶體740與電晶體742以及電晶體744與電晶體746的跨導的總和。另外，反饋電阻中的電阻包括反饋電阻RFa 720與反饋電阻RFb 725的總和。
跨導電路進一步包括第二補償級配置，第二補償級配置僅包括由電晶體740與電晶體742提供的第一補償級。跨導電路用於將第二補償級配置提供的第二跨導電流加入反饋電阻720與反饋電阻725上的第二點，通常在節點770並且相對於第一節點750相鄰於放大器電路700的輸入節點710。通過另一個共閘極電晶體級將來自第二補償級配置的第二跨導電流在節點770加入反饋電阻720與反饋電阻725中，其中所述另一個共閘極電晶體級包括電晶體780與電晶體785。電晶體780與電晶體785用於在閘極處分別接收電晶體760與電晶體762的相反閘極電壓，即第7圖所示的與。
相應地，當配置跨導電路運行於第一配置時，將電晶體760、電晶體762、電晶體764以及電晶體766的閘極電壓、、以及設置在適當的電位上，以用於切換各個電晶體為‘ON’，將電晶體780與電晶體785的閘極電壓與設置在適當的電位上，以用於切換各個電晶體為‘OFF’，藉此有效地將節點770從第一補償級分離，第一補償級由電晶體740與電晶體742提供。然而，當配置跨導電路運行於第二配置時，將電晶體760、電晶體762、電晶體764以及電晶體766的閘極電壓、、以及設置在適當的電位上，以用於切換各個電晶體為‘OFF’，藉此有效地將節點750從第一補償級與第二補償級分離，第一補償級與第二補償級由電晶體740、742、744以及746提供。
同時，將電晶體780、電晶體785的閘極電壓、設置在適當的電位上以用於切換各個電晶體為‘ON’，藉此將節點770與由電晶體740以及電晶體742提供的第一補償級耦接。相應地，當配置跨導電路運行於第二配置時，跨導電路的跨導Gm 等於電晶體740與電晶體742的跨導的總和。另外，反饋迴路中的電阻僅包括第一反饋電阻器RFa 720，第二反饋電阻器RFb 725串聯耦接於放大器電路700的負載，其中放大器電路700的負載包括混頻器電路790。
可見，第7圖所示放大器電路700是無電感器(inductor-less)的。由於納米尺寸半導體技術的發展，無電感器設置得以實現，因此產生了顯著降低寄生電容的快速電晶體。放棄使用電感器導致當配置放大器電路700為最大增益時會產生相對高的電流消耗，低增益配置時電流消耗的降低阻足夠抵消高增益時的高電流消耗，使得中等電流消耗可被接受。明顯地，從放大器電路移除電感器顯著地節約了積體電路中的區域，並且半導體以及積體電路製造過程中的改善得以充分利用。
第7圖所示放大器電路700的另一個優勢特徵在於無需外部匹配元件。悉知反饋技術可用於直接產生第7圖所示放大器電路700的所需真實輸入阻抗。這與電感退化LNA需要電感器連接於輸入電阻器以獲得真實阻抗形成對比。
本發明的理念不僅限於在RF通信單元接收機中應用。本發明的理念可應用於任何需要可變增益放大器電路的應用中。本領域習知技藝者可了解，在其他應用中，可利用替換功能/電路/裝置和/或其他技術實現本發明的理念，例如可變增益跨阻抗(transimpedance)放大器(電流輸入，電壓輸出)以及可變頻率弛緩振盪器(relaxation-oscillator)等。
因此，以上提供一種可變增益低雜訊放大器電路。特別地，以上可變增益低雜訊放大器電路能夠在更低增益配置中提供降低的功率消耗。有利地，以上進一步提供一種無電感器放大器電路，實際上不需要外在匹配網路元件。
特別地，以上發明理念可由製造商應用於任何包含放大器電路的積體電路，例如MediaTekTM 無線手機和/或無線連接家族的產品。另外，製造商可應用發明理念於獨立裝置的設計中，例如積體前端電路、專用積體電路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)和/或其他子系統元件。
為清楚，本發明上述實施例參考某些功能單元、裝置或電路。然而，不同功能單元、裝置或電路中的任何適當功能分配(例如跨導電路方面的功能分配)，都不脫離本發明。因此，特定功能單元的參考僅可視為用於提供所述功能的適當裝置，而並不限於嚴格邏輯或物理結構或組成。
本發明可以任何適當形式實施，包括硬體、軟體、韌體或其組合。因此，本發明實施例的元件和組件可以任何適當的方式物理地、功能地以及邏輯地實施。確實，所述功能可實施於單一單元、多個單元或部分其他功能單元中。
儘管上述通過結合實施例來描述本發明，但本發明並不限於上述特定形式。本發明的保護範圍以申請專利範圍為準。另外，儘管結合特定實施例來描述一個特徵，然而習知技藝者可了解，實施例的多種特徵都可根據本發明結合起來。在申請專利範圍中，“包括”並不排除其他元件或步驟的存在。
另外，儘管分別列在這裡，但是多個裝置、元件或方法步驟可由單一單元或處理器實施。另外，儘管不同申請專利範圍可包括獨立的特徵，這些特徵可有利地結合起來，並且不同申請專利範圍中包含的特徵並不意味著特徵的結合不可行和/或沒有優勢。並且，一個類別的申請專利範圍中的特徵並不能限制此類申請專利範圍，所述特徵應可適用於其他申請專利範圍類形。
另外，申請專利範圍中特徵的順序並不表明執行特徵的特定順序。另外，單數引用並不排除多數的情況。
以上提出了改進的放大器電路，先前技術設置中的前述缺點中的一個或更多已經消除。
100．．．LNA電路結構
110、120、130、210、220、230、240、310、740、742、744、746、760、762、764、766、780、785．．．電晶體
200．．．共閘極放大器結構
300．．．放大器結構
320．．．反饋電阻器
330．．．負載電阻器
400．．．RF通信單元或MS
402．．．天線
404．．．複式過濾器/天線切換
406．．．接收機前端電路
408．．．信號處理器
410．．．輸出裝置
412．．．RSSI電路
414．．．控制器
416．．．記憶體裝置
418．．．計時器
420．．．輸入裝置
422．．．發送機/調變電路
424．．．功率放大器
430．．．DSP
500．．．前端接收機電路
510．．．LNA
520、790．．．混頻器電路
530．．．IF/BB電路
600、700．．．放大器電路
610、710．．．輸入端
620、720、725．．．反饋電阻
622．．．第一點
624．．．另一點
630、730．．．輸出節點
640．．．跨導電路
650．．．負載電阻
660．．．控制電壓
705．．．積體電路
750、770．．．節點
第1圖為已知LNA電路結構的示意圖。
第2圖為最近提出的共閘極放大器結構的示意圖。
第3圖為適用於LNA的實施的放大器結構的示意圖。
第4圖為根據本發明一個實施例的RF通信單元的方塊示意圖。
第5圖為普通前端接收機電路的示意圖。
第6圖為放大器電路的簡化示意圖。
第7圖為根據本發明實施例的放大器電路更詳細示意圖。
400．．．RF通信單元或MS
402．．．天線
404．．．複式過濾器/天線切換
406．．．接收機前端電路
408．．．信號處理器
410．．．輸出裝置
412．．．RSSI電路
414．．．控制器
416．．．記憶體裝置
418．．．計時器
420．．．輸入裝置
422．．．發送機/調變電路
424．．．功率放大器
430．．．DSP

Claims (10)

  1. 一種放大器電路，位於一積體電路上，用於放大一輸入信號，其中在所述放大器電路的一輸入節點用於接收所述輸入信號，所述放大器電路包括：一反饋電阻，連接於所述放大器電路的所述輸入節點與所述放大器電路的一輸出節點之間；以及跨導電路，用於在所述反饋電阻上的一點加入一跨導電流；其中配置所述跨導電路以改變在所述反饋電阻上加入所述跨導電流的點。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之放大器電路，其中所述跨導電路包括：一第一補償級與至少一第二補償級，其中設置所述跨導電路在所述反饋電阻上的一第一點加入一第一跨導電流，所述第一跨導電流由所述第一補償級提供。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之放大器電路，其中所述跨導電路包括：一第一補償級，其中設置所述跨導電路在所述反饋電阻上的一第一點加入一第一跨導電流，所述第一跨導電流由所述第一補償級提供。
  4. 如申請專利範圍第1或者3項所述之放大器電路，其中配置所述跨導電路調整在所述反饋電阻上加入所述跨導電流的點，以保持所述放大器電路的一恆定輸入阻抗。
  5. 如申請專利範圍第2或者3項所述之放大器電路，其中設置所述跨導電路中的至少一第二補償級在所述反饋電阻上的至少一第二點加入至少一第二跨導電流，所述至少一第二跨導電流由所述至少一第二補償級提供。
  6. 如申請專利範圍第2或者3項所述之放大器電路，其中通過一第一共閘極電晶體級與至少另一個共閘極電晶體級將來自所述第一補償級的所述第一跨導電流加入所述反饋電阻。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之放大器電路，其中至少一第二共閘極電晶體級將來自所述至少一第二補償級的所述至少一第二跨導電流加入所述反饋電阻。
  8. 如申請專利範圍第2或者3項所述之放大器電路，其中每個補償級包括一對補償金屬氧化物半導體場效應電晶體。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之放大器電路，其中所述放大器電路適用於一寬帶射頻前端電路。
  10. 一種射頻通信單元，包括一放大器電路，其中所述放大器電路為申請專利範圍第1-9項中任意一項的放大器電路。
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