CN102318186B - 放大器电路、集成电路以及射频通信单元 - Google Patents
放大器电路、集成电路以及射频通信单元 Download PDFInfo
- Publication number
- CN102318186B CN102318186B CN201080007806.3A CN201080007806A CN102318186B CN 102318186 B CN102318186 B CN 102318186B CN 201080007806 A CN201080007806 A CN 201080007806A CN 102318186 B CN102318186 B CN 102318186B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- circuit
- amplifier circuit
- electric current
- mutual conductance
- feedback resistance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 14
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
- 238000013461 design Methods 0.000 description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 7
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 6
- 230000007850 degeneration Effects 0.000 description 5
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 3
- 230000009021 linear effect Effects 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 2
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000013011 mating Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
- H03F1/342—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback in field-effect transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
- H03F1/223—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively with MOSFET's
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
- H03F1/347—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback using transformers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
- H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/141—Indexing scheme relating to amplifiers the feedback circuit of the amplifier stage comprising a resistor and a capacitor in series, at least one of them being an active one
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/144—Indexing scheme relating to amplifiers the feedback circuit of the amplifier stage comprising a passive resistor and passive capacitor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
本发明提供了一种放大器电路、集成电路以及射频通信单元。其中所述放大器电路包括：一反馈电阻，连接于所述放大器电路的所述输入节点与所述放大器电路的一输出节点之间；以及跨导电路，用于在所述反馈电阻上的一点注入一跨导电流；其中可配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点。本发明的效果之一在于提高放大器性能、降低噪声。
Description
技术领域
本发明涉及放大器电路、集成电路以及包括放大器电路和/或集成电路的射频(Radio Frequency，RF)通信单元领域，尤其涉及一种可变增益低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)电路。
背景技术
通常地，RF通信接收机的领域中，接收机前端(front-end)电路的主要任务是处理由耦接于接收机前端电路的天线接收到的信号，以使后续接收电路(例如解调电路)更容易处理信号。通常，这样的前端电路包括LNA电路与混频器电路，其中低噪声放大器电路用于放大接收的RF信号，混频器电路用于执行将已放大RF信号转换为更低的中频或基频的频率变换。接着中频或基频信号可被过滤以消除干扰信号等。
因为由混频器输出的中频或基频信号的频率通常比接收的RF信号的载波频率(fRF)低很多，因此混频器电路之后的接收链(receive chain)中的各级都运行于低频或基频的信号环境中。另外，通过混频器电路之前的LNA电路以及混频器电路自身(如果利用主动混频器(active mixer)的话)提供的放大作用，使得混频器电路之后的信号电平也比接收的RF信号的信号电平大。相应地，这些低频或高频信号电平特性允许运用多种电路技术于接收链的各级的实施中，其中接收链在前端电路之后。
然而，由于接收的RF信号的操作频率高并且信号电平低，仅能够利用有限数量的电路技术来实施包含了LNA电路与混频器电路的前端电路。设计LNA电路的主要挑战在于如何降低噪声。然而，RF接收机中的LNA电路也需要提供足够大的增益与预设良好的输入阻抗，并且需要引入非常小的失真(例如LNA的性能需要设计的尽量为线性)。因此，最重要的LNA线性矩阵之一为三阶截取点(Third Order Intercept Point，IP3)。
图1为现有的LNA电路结构100的示意图，LNA电路结构100包括电感退化放大器(inductively degenerated amplifier)。图1所示的LNA电路结构100利用串联RLC谐振电路(resonance circuit)提供的电压增益以提高输入设备的栅极与源极之间出现的电压。电压的放大包括两个优势：首先其在放大器的第一噪声组件(即晶体管M1 100)之前提供放大作用；其次，放大器输入级的有效跨导(transconductance)比晶体管M1 110的跨导提高了因子‘Q’，其中因子‘Q’是输入串联谐振的质量因子。在放大器的第一噪声组件之前提供这样的放大作用的效果在于，使得放大器输出端出现的全部噪声中由放大器产生的噪声产生净减少。另外，放大器输入级的有效跨导的提高使得给定的期望增益的电流消耗降低。
然而，因为输入级建于谐振电路周围，因此输入级以较窄的带宽运行并且对于不同的频带需要进行不通的调节。为了供应较大的动态范围，例如现代通信接收机所需的范围，LNA电路通常需要提供两个或更多增益设置。对于图1所示的放大器结构，通过利用共源共栅(cascode)晶体管M2a 120与晶体管M2b 130分离信号电流来实现可程序增益设置，使得在除了最大增益设置的其他设置中，仅有部分信号电流到达放大器的输出端。
此方法的问题在于电流消耗效率低，尤其是在低增益设置的情况下。相应地，希望能够在低增益设置中降低电流消耗。然而，实施任何形式的电流降低技术都会改变晶体管M1 110的跨导。因为谐振时放大器结构100的输入阻抗是真实的，并且与晶体管M1 110的跨导成比例，因此电流降低会导致放大器输入阻抗的改变，从而导致例如与天线的不匹配。
图1所示放大器结构100的另一个问题在于其线性性能较差。输入谐振电路提供的电压放大作用可增加晶体管M1 110的栅极-源极电压的摆幅，然而在噪声方面有益的同时，其也会增加晶体管M1 110引入的失真。
另一种现有LNA电路结构包括共栅极(common-gate)配置。传统共栅极放大器结构的一个缺点在于，理论上能够达到的最佳噪声指数(Noise Figure，NF)被限制在2.2dB。能够达到的噪声指数受限，是因为输入设备的跨导不仅定义了放大器的噪声特性，还决定了放大器的输入阻抗。通常只能够通过利用反应阻抗变换(reactive impedance transformation)来达到更好的噪声指数。因此此电路配置仅在对噪声要求相对不高的接收机中应用。然而，图2为最近提出的共栅极放大器结构200的示意图，其中的共栅极的噪声性能得到提高。对于上述共栅极放大器结构200来说，共源极与共栅极并联连接，其中共源极包括晶体管Mclb 210与晶体管Mc2b 220，共栅极包括晶体管M1 230与晶体管M2 240。若晶体管的大小适中，则共栅极晶体管的噪声作为共模信号出现在放大器的输出端并且可被抑制。因此共源极成为主要噪声来源并且可设计共源极比其相对应的共栅极具有更高的跨导。更高跨导的共源极以及共栅极产生的噪声的消除使得放大器的噪声指数有所提高。然而，图2所示放大器结构200的噪声性能仍然无法与图1所示电感退化放大器结构100相比。
然而，图2所示放大器结构200的优势在于其将单端(single ended)输入信号转换为放大器输入端的差分信号。差分信号可在接收机链中提高动态范围、降低供应电压与基底噪声的敏感度、提高隔离度(isolation)等，其中，放大器可以为接收机链的一部分。
图2所示放大器结构200的输入阻抗是宽频带的并且与晶体管M2 240的跨导的倒数相等。相应地，与图1所示电感退化放大器的方式相同，在低增益模式下电流无法降低，因为会改变放大器电路的输入阻抗。因此通常会借助与图1所示电感退化放大器的方式相同的共源共栅晶体管来实现增益控制。
请参考图3。图3为适用于LNA的放大器结构300的示意图，其中放大器结构300包括分流(shunt-shunt)反馈放大器。然而，两个主要原因导致此种配置并不流行于手机应用的高集成接收机的实施中。首先，为了正确操作，晶体管M1 310的跨导需要非常大(例如大于100mS)，导致放大器，尤其是包括金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，MOSFET)的放大器耗电量很大。其次，多种增益设置的直接实施方法尚未被提出，然而放大器的增益与输入阻抗是反馈电阻器RF 320、负载电阻器RL 330以及M1的跨导的重要功能参数。
除了现有结构的上述不足之外，包括组件(例如电感器)的模拟电路还无法定标(scale)并且无法以相同方式在集成电路制造过程中提供与数字电路可相比的改进。相反，模拟电路的定标需要创新以及新的设计与电路技术才能实现。
因此，需要一种改进的放大器电路、集成电路以及RF通信单元，以克服现有放大器电路的上述一个或多个缺点。
发明内容
有鉴于此，为了缓和、减轻或消除上述提及的一个或多个缺点中的单个缺点或者缺点组合，本发明提供一种放大器电路以及包含该放大器电路的集成电路以及射频通信单元，以提高放大器性能、降低噪声。
一方面，本发明提供一种放大器电路，用于放大一在所述放大器电路接收的输入信号，所述放大器电路包括：一反馈电阻，连接于所述放大器电路的所述输入节点与所述放大器电路的一输出节点之间；以及跨导电路，用于在所述反馈电阻上的一点注入一跨导电流，其中通过配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点。
另一方面，本发明还提供一种集成电路，包括上述的放大器电路。
再一方面，本发明还提供一种射频通信单元，包括上述的放大器电路。
本发明的放大器电路、集成电路以及射频通信单元能够提高放大器性能、降低噪声。
本发明的以上以及其他特征将被详细描述在下述实施例中。
附图说明
以下将参照多个附图为例，对本发明的实施例进行详细的描述。附图中的元素描述仅是一种示例说明，为了更清楚、简单的描述本发明，而并非对本发明的限制。例如，各个附图中所出现的符号数字仅是为了能更简单的理解本发明而已。
图1为现有的LNA电路结构的示意图；
图2为最近提出的共栅极放大器结构的示意图；
图3为适用于LNA的放大器结构的示意图；
图4为根据本发明RF通信单元的一实施例的示意图；
图5为通用的前端接收机电路的一实施例的示意图；
图6为放大器电路的一实施例的示意图；
图7为本发明放大器电路更详细的实施例的示意图。
具体实施方式
本发明对RF通信接收机前端低噪声放大器电路进行描述。然而，本领域技术人员可知此发明理念可应用于任何放大器电路中。在一些应用中，本发明实施例所采用的放大器电路能够有效执行接收信号的可变增益低噪声放大作用，无须芯片上的模拟组件(例如电感线圈)，同时使得低增益配置的电流消耗降低。在这种方式下，由于低增益配置，LNA电路的功率消耗会降低，同时半导体制造过程的改善所引入的半导体组件(例如晶体管)的可扩展性也将得以优化。
下述所用的“补偿级设置”包含补偿级晶体管电路的通常应用。而下述所用“补偿级配置”包含晶体管式(transistor-based)放大器电路如何利用补偿级晶体管设置提供不同的补偿级特性。
首先参考图4。图4为本发明RF通信单元的一实施例的示意图，在通信系统中RF通信单元有时称为移动用户(Mobile Subscriber，MS)单元或在第三代合作伙伴项目(3rd Generation Partnership Project，3GPP)通信系统中称为用户设备(User Equipment，UE)。然而，下文描述的放大器电路可应用于任何无线通信单元中。RF通信单元或MS 400包括天线402，天线402与复式过滤器(duplex filter)/天线开关404相连接，该复式过滤器/天线开关404在MS 400的接收链与发送链之间提供隔离。
由现有技术可知，接收机链包括接收机前端电路406(可简称为前端电路406，用以有效地提供接收、过滤以及中频或基带频率转换)。接收机前端电路406与信号处理器408连接，信号处理器408通常由数字信号处理器(DigitalSignal Processor，DSP)430实现。信号处理器408的输出信号提供至输出装置410，输出装置410可以是屏幕或平板显示器。接收机链还包括接收信号强度指示(Received Signal Strength Indicator，RSSI)电路412，接收信号强度指示电路412与控制器414连接，控制器414支持整体通信单元控制。因此控制器414可从恢复的信息中接收位误码率(Bit Error Rate，BER)或帧误码率(FrameError Rate，FER)资料。控制器414还分别与接收机前端电路406与信号处理器408连接。控制器414还连接于内存装置416，内存装置416选择性地储存操作规程(operating regime)，例如译码/编码功能、同步样式、码序列、RSSI数据等。定时器418与控制器414连接以控制MS 400中的操作(时间相依信号的发送与接收)时间。
就发送链来说，主要包括输入设备420，例如小键盘(keypad)，输入设备420通过发送机/调变电路422与功率放大器424与天线402串联。发送链中的信号处理器408的实施可与接收链中的处理器不同。可选择地，信号处理器408即可用于发送信号还可以用于接收信号。显然，MS 400中的各种组件可以离散或积体组件形式实现，因此最终结构仅在于特定应用或设计选择。
请参考图5。图5为通用的前端接收机电路的一实施例的示意图，前端接收机电路500(可简称为前端电路)可用于实现图4中MS 400的接收机前端电路406。前端电路500包括LNA 510，LNA 510用于放大接收的RF信号，例如由MS 400的天线402接收的RF信号。前端电路500进一步包括混频器电路520，混频器电路520用于执行将由LNA 510输出的已放大的RF信号转换为更低的中频或基频信号的频率变换操作。接着该中频或基频信号可被过滤并进一步由中频或基频(IF/BB)电路530进行处理。
请参考图6。图6为放大器电路的一实施例的示意图，放大器电路600用于将在输入端610接收的输入信号放大，放大器电路600可用于实现图5中的LNA 510。举例来说，放大器电路600基于分流反馈结构，且放大器电路600包括反馈电阻620，反馈电阻620连接在放大器电路600的输入端610与输出节点之间。放大器电路600进一步包括跨导电路640，跨导电路640用于在反馈电阻620的一点上为接收到的输入信号注入一跨导电流，该跨导电流基于放大器电路600的输入端610的电压电平。特别地，跨导电路640是可配置的，且可以改变反馈电阻620上注入跨导电流的点。
举例来说，在第一种配置中(例如在高增益配置中)，设置跨导电路640在反馈电阻620的第一点622处注入跨导电流，其中反馈电阻620上的第一点622邻近于放大器电路600的输出节点630。这样，反馈电阻620的大部分电阻值(例如包括全电阻值RF0)存在于反馈回路中，因此放大器电路600中产生高增益。在至少一种其他的配置中(例如在低增益配置中)，可进一步设置跨导电路640在反馈电阻620的至少一个第二点624上注入跨导电流，其中反馈电阻620上至少一个第二点624相对于第一点622更靠近放大器电路600的输入端610。这样，反馈回路中的反馈电阻620的电阻值降低ΔRF。另外，不再存在于反馈回路中的那部分反馈电阻则与放大器电路的负载电阻RL0 650串联，并且有效负载电阻650增加相应阻值，即ΔRF。另外，通过将注入跨导电流的点从第一点622移动至第二点624，放大器的增益降低了。
本领域技术人员可知，如图6所示的放大器电路的增益是反馈电阻620、负载电阻650以及跨导电路640提供的跨导Gm的功能结合。因此，通过改变注入跨导电流的点，可以改变反馈回路与输出电阻的有效电阻值，从而改变放大器电路的增益。
如图6所示的放大器电路的输入阻抗，同样是反馈电阻620、负载电阻650以及跨导电路640提供的跨导Gm的功能结合。相应地，通过控制在反馈电阻620上注入跨导电流的点可进一步配置跨导电路640以调整放大器电路的跨导Gm。这样可调整跨导，使得放大器电路600(也可称为放大器600)实质上恒定的输入阻抗得以保持，而不论反馈电阻620上被注入跨导电流的点在何处。优化地，在低增益配置中，反馈回路中的反馈电阻值降低的同时，有效负载电阻得到增加，为了保持恒定输入阻抗，需要更低的跨导电流。相应地，低增益配置中放大器电路的整体功率消耗得到降低，这样一来，为功率消耗是很重要的设计因素的应用提供了一种有显著益处的实施方式。
如图6所示，反馈电阻中注入跨导电流的点以及跨导电路640的跨导Gm可由控制电压Vc 660来控制。
请参考图7。图7为本发明放大器电路更详细的实施例的示意图。如图7所示，放大器电路700形成集成电路705中接收机前端电路的一部分。放大器电路700包括由第一反馈电阻器RFa 720与第二反馈电阻器RFa 725组成的反馈电阻，第一反馈电阻器(可称为反馈电阻)RFa 720与第二反馈电阻器RFa725串联连接在放大器电路700的输入端710与放大器电路700的输出节点730之间。
放大器电路700进一步包括跨导电路，用于在反馈电阻720与反馈电阻725上的一点注入跨导电流，并且在反馈电阻上注入跨导电流的点是可以被配置的进行改变。如图7所示的实施例中，利用补偿级设置实施跨导电路以降低放大器电路700的电流消耗。利用补偿级降低功率消耗，对于给定的所需整体跨导，补偿电路可通过两个子电路(sub-circuit)得以实现。举例来说，利用p-MOSFET装置实施一个子电路，利用n-MOSFET实施另一个子电路。在电源与地之间，一个子电路可交叠于另一个子电路之上，由此共享相同的偏置电流(bias current)。另一个例子中，非补偿实施装置可看作两个部分的平行连接，每个部分需要本身的非共享的电流。另外，利用补偿级设置还可改善放大器电路700的噪声指数，其原因在于补偿级的整体给定电流能够使更大的整体跨导得以实现，因此这种方式可用来获得低噪声指数。
特别地，跨导电路包括第一补偿级配置与第二补偿级，第一补偿级配置包括晶体管740与晶体管742，第二补偿级包括晶体管744与晶体管746。跨导电路用于将第一补偿级配置提供的第一跨导电流加入反馈电阻720与反馈电阻725上的第一点，例如节点750，该节点750相邻于放大器电路700的输出节点730。为了更清楚的说明，图7所示的节点730与节点750是分离的。然而，在实际操作中，可设置节点730与节点750为一个共同的节点。通过两个共栅极晶体管级将来自第一补偿级配置的第一跨导电流在节点750处注入反馈电阻720与反馈电阻725中，两个共栅极晶体管级分别包括晶体管760与晶体管762以及晶体管764与晶体管766。相应地，当配置跨导电路将来自第一补偿级配置的第一跨导电流在节点750处注入反馈电阻时，将晶体管760、晶体管762、晶体管764以及晶体管766的晶体管栅极电压
以及
设置在适当的电平上，以用于切换各个晶体管为‘ON’，以此将第一补偿级与第二补偿级连接于节点750，第一补偿级与第二补偿级分别包括晶体管740与晶体管742以及晶体管744与晶体管746。相应地，当配置跨导电路运行于第一配置时，跨导电路的跨导Gm等于晶体管740与晶体管742以及晶体管744与晶体管746的跨导的总和。另外，反馈电阻中的电阻包括反馈电阻RFa 720与反馈电阻RFb 725的总和。
跨导电路进一步包括第二补偿级配置，第二补偿级配置仅包括由晶体管740与晶体管742提供的第一补偿级。跨导电路用于将第二补偿级配置提供的第二跨导电流注入至反馈电阻720与反馈电阻725上的第二点，例如节点770，该节点770相对于第一节点750相邻于放大器电路700的输入节点710。通过另一个共栅极晶体管级将来自第二补偿级配置的第二跨导电流在节点770注入反馈电阻720与反馈电阻725中，其中所述另一个共栅极晶体管级包括晶体管780与晶体管785。晶体管780与晶体管785用于在栅极处分别接收晶体管760与晶体管762的反相栅极电压，即图7所示的
与
相应地，当配置跨导电路运行于第一配置时，将晶体管760、晶体管762、晶体管764以及晶体管766的栅极电压
以及
设置在适当的电平上，以用于切换各个晶体管为‘ON’，将晶体管780与晶体管785的栅极电压
与设置在适当的电平上，以用于切换各个晶体管为‘OFF’，以此有效地将节点770从第一补偿级分离，第一补偿级由晶体管740与晶体管742提供。然而，当配置跨导电路运行于第二配置时，将晶体管760、晶体管762、晶体管764以及晶体管766的栅极电压
以及
设置在适当的电平上，以用于切换各个晶体管为‘OFF’，以此有效地将节点750从第一补偿级与第二补偿级分离，第一补偿级与第二补偿级由晶体管740、742、744以及746提供。
同时，将晶体管780、晶体管785的栅极电压
设置在适当的电平上以用于切换各个晶体管为‘ON’，以此将节点770与由晶体管740以及晶体管742提供的第一补偿级相连接。相应地，当配置跨导电路运行于第二配置时，跨导电路的跨导Gm等于晶体管740与晶体管742的跨导的总和。另外，反馈回路中的电阻仅包括第一反馈电阻器RFa 720，第二反馈电阻器RFb 725串联于放大器电路700的负载，其中放大器电路700的负载包括混频器电路790。
可见，图7所示放大器电路700是无电感器(inductor-less)的。由于纳米尺寸半导体技术的发展，无电感器设置得以实现，因此产生了显著降低寄生电容的快速晶体管。放弃使用电感器导致当放大器电路700被配置为最大增益时会产生相对高的电流消耗，而在低增益配置时电流消耗的降低足够抵消高增益时的高电流消耗，使得中等电流消耗可被接受。明显地，从放大器电路移除电感器显著地节约了集成电路中的面积，并且半导体以及集成电路制造过程中的改善得以充分利用。
图7所示放大器电路700的另一个优势特征在于无需外部匹配组件。悉知反馈技术可用于直接产生图7所示放大器电路700的所需真实输入阻抗。这与电感退化LNA需要电感器连接于输入电阻器以获得真实阻抗形成对比。
本发明的理念不仅限于在RF通信单元接收机中应用。本发明的理念可应用于任何需要可变增益放大器电路的应用中。本领域技术人员可了解，在其他应用中，可利用替换功能/电路/装置和/或其他技术实现本发明的理念，例如可变增益跨阻抗(transimpedance)放大器(电流输入，电压输出)以及可变频率弛缓振荡器(relaxation-oscillator)等。
因此，以上提供一种可变增益低噪声放大器电路。特别地，以上可变增益低噪声放大器电路能够在更低增益配置中提供降低的功率消耗。有利地，以上进一步提供一种无电感器放大器电路，实际上不需要外在匹配网络组件。
特别地，以上发明理念可由制造商应用于任何包含放大器电路的集成电路，例如MediaTekTM无线手机和/或无线连接家族的产品。另外，制造商可应用发明理念于独立装置的设计中，例如积体前端电路、专用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)和/或其他子系统组件。
为清楚，本发明上述实施例参考某些功能单元、装置或电路。然而，不同功能单元、装置或电路中的任何适当功能分配(例如跨导电路方面的功能分配)，都不脱离本发明。因此，特定功能单元的参考仅可视为用于提供所述功能的适当装置，而并不限于严格逻辑或物理结构或组成。
本发明可以任何适当形式实施，包括硬件、软件、固件或其组合。因此，本发明实施例的组件和组件可以以任何适当的方式，物理地、功能地以及逻辑地实施。确实，所述功能可实施于单一单元、多个单元或部分其他功能单元中。
尽管上述通过结合实施例来描述本发明，但本发明并不限于上述特定形式。另外，尽管结合特定实施例来描述一个特征，然而本领域技术人员可了解，实施例的多种特征都可根据本发明结合起来。
另外，尽管分别列在这里，但是多个装置、组件或方法步骤可由单一单元或处理器实施。
以上提出了改进的放大器电路，现有技术设置中的前述缺点中的一个或更多已经消除。
Claims (17)
1.一种放大器电路，用于放大一在输入节点接收的输入信号，所述放大器电路包括：
一反馈电阻，连接于所述放大器电路的所述输入节点与所述放大器电路的一输出节点之间；以及
跨导电路，用于在所述反馈电阻上的一点注入一跨导电流，
其中通过配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点。
2.如权利要求1所述的放大器电路，其中通过配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点，以确保所述放大器电路的一恒定输入阻抗。
3.如权利要求1所述的放大器电路，其中所述跨导电路使用一补偿级设置。
4.如权利要求3所述的放大器电路，其中所述跨导电路包括：
一第一补偿级与至少一个第二补偿级，其中所述跨导电路用于在所述反馈电阻上的一第一点注入一第一跨导电流，所述第一跨导电流由所述第一补偿级提供，所述跨导电路用于在所述反馈电阻的至少一个第二点注入至少一个第二跨导电流，所述至少一个第二跨导电流由所述至少一个第二补偿级提供。
5.如权利要求4所述的放大器电路，其中通过一第一共栅极晶体管级与至少一个第二共栅极晶体管级将来自所述第一补偿级的所述第一跨导电流注入至所述反馈电阻。
6.如权利要求5所述的放大器电路，其中通过所述至少一个第二共栅极晶体管级将来自所述至少一个第二补偿级的所述至少一个第二跨导电流注入至所述反馈电阻。
7.如权利要求4所述的放大器电路，其中每一个补偿级均包括一对补偿金属氧化物半导体场效应晶体管。
8.权利要求1所述的放大器电路，其中所述放大器电路适用于一宽带射频前端电路。
9.一种集成电路，包括一放大器电路，所述放大器电路用于放大在所述放大器电路的一输入节点接收的一输入信号，所述放大器电路包括：
一反馈电阻，连接于所述放大器电路的所述输入节点与所述放大器电路的一输出节点之间；以及
跨导电路，用于在所述反馈电阻上的一点注入一跨导电流，
其中通过配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点。
10.如权利要求9所述的集成电路，其中通过配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点，以确保所述放大器电路的一恒定输入阻抗。
11.如权利要求9所述的集成电路，其中所述跨导电路使用一补偿级设置。
12.如权利要求11所述的集成电路，其中所述跨导电路包括：
一第一补偿级与至少一个第二补偿级，其中所述跨导电路用于在所述反馈电阻上的一第一点注入一第一跨导电流，所述第一跨导电流由所述第一补偿级提供，所述跨导电路用于在所述反馈电阻的至少一个第二点注入至少一个第二跨导电流，所述至少一个第二跨导电流由所述至少一个第二补偿级提供。
13.如权利要求12所述的集成电路，其中通过一第一共栅极晶体管级与至少一个第二共栅极晶体管级将来自所述第一补偿级的所述第一跨导电流注入至所述反馈电阻。
14.一种射频通信单元，包括一放大器电路，其中所述放大器电路用于放大在所述放大器电路的一输入节点接收的一输入信号，所述放大器电路包括：
一反馈电阻，连接于所述放大器电路的所述输入节点与所述放大器电路的一输出节点之间；以及
跨导电路，用于在所述反馈电阻上的一点注入一跨导电流，
其中通过配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点。
15.如权利要求14所述的射频通信单元，其中通过配置所述跨导电路以改变在所述反馈电阻上注入所述跨导电流的点，以确保所述放大器电路的一恒定输入阻抗。
16.如权利要求14所述的射频通信单元，其中所述跨导电路使用一补偿级设置。
17.如权利要求16所述的射频通信单元，其中所述跨导电路包括：
一第一补偿级与至少一个第二补偿级，其中所述跨导电路用于在所述反馈电阻上的一第一点注入一第一跨导电流，所述第一跨导电流由所述第一补偿级提供，所述跨导电路用于在所述反馈电阻的至少一个第二点注入至少一个第二跨导电流，所述至少一个第二跨导电流由所述至少一个第二补偿级提供。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US12/557,512 US7902920B1 (en) | 2009-09-10 | 2009-09-10 | Amplifier circuit, integrated circuit and radio frequency communication unit |
| US12/557,512 | 2009-09-10 | ||
| PCT/EP2010/003871 WO2011029492A1 (en) | 2009-09-10 | 2010-06-23 | Amplifier circuit, integrated circuit and radio frequency communication unit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN102318186A CN102318186A (zh) | 2012-01-11 |
| CN102318186B true CN102318186B (zh) | 2014-05-07 |
Family
ID=42634772
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201080007806.3A Active CN102318186B (zh) | 2009-09-10 | 2010-06-23 | 放大器电路、集成电路以及射频通信单元 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7902920B1 (zh) |
| EP (1) | EP2419996B1 (zh) |
| JP (1) | JP5279950B2 (zh) |
| CN (1) | CN102318186B (zh) |
| TW (1) | TWI475798B (zh) |
| WO (1) | WO2011029492A1 (zh) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8319562B2 (en) * | 2009-08-26 | 2012-11-27 | Qualcomm Incorporated | System and method for amplifying a signal using multiple amplification stages sharing a common bias current |
| US8417200B1 (en) | 2011-09-30 | 2013-04-09 | Broadcom Corporation | Wideband power efficient high transmission power radio frequency (RF) transmitter |
| WO2013095545A1 (en) | 2011-12-22 | 2013-06-27 | Intel Corporation | Distributed electrostatic discharge protection for an on-package input/output architecture |
| US10361668B2 (en) * | 2016-10-27 | 2019-07-23 | Analog Devices, Inc. | Differential current to voltage converter |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6545534B1 (en) * | 2001-02-13 | 2003-04-08 | Analog Devices, Inc. | Low voltage variable gain amplifier with constant input impedance and adjustable one-pole filtering characteristic |
| US6724251B1 (en) * | 2002-09-12 | 2004-04-20 | National Semiconductor Corp. | Apparatus and method for employing gain dependent biasing to reduce offset and noise in a current conveyor type amplifier |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB765398A (en) | 1954-02-23 | 1957-01-09 | Philips Electrical Ind Ltd | Improvements in or relating to transistor circuits having variable amplification |
| JP2000013161A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-01-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 可変利得増幅器 |
| JP4095398B2 (ja) * | 2002-09-30 | 2008-06-04 | 株式会社東芝 | 増幅器及びこれを用いた無線通信装置 |
| US7622845B2 (en) * | 2003-03-31 | 2009-11-24 | Suren Systems, Ltd. | Piezoelectric transducer signal processing circuit |
| FR2857798B1 (fr) * | 2003-07-17 | 2005-12-02 | Commissariat Energie Atomique | Amplificateur de tension a faible consommation. |
| US7657191B2 (en) * | 2004-08-25 | 2010-02-02 | Vitesse Semiconductor Corporation | Variable bandwidth transimpedance amplifier with one-wire interface |
| US7301394B2 (en) | 2004-12-13 | 2007-11-27 | Broadcom Corporation | Impedance matched variable gain low noise amplifier using shunt feed-back |
| US7221220B2 (en) * | 2005-06-07 | 2007-05-22 | Guzik Technical Enterprises | Method and apparatus for low-frequency bypass in broadband RF circuitry |
| US7710179B2 (en) | 2006-01-30 | 2010-05-04 | Broadcom Corporation | Programmable gain attenuator for track and hold amplifiers |
| JP2008098771A (ja) | 2006-10-06 | 2008-04-24 | Niigata Seimitsu Kk | 低雑音増幅器 |
| US7586458B2 (en) | 2007-03-19 | 2009-09-08 | Ahmadreza Rofougaran | Method and system for using a transformer for FM transmit and FM receive functionality |
| JP2009065511A (ja) * | 2007-09-07 | 2009-03-26 | Fujitsu Ltd | 増幅回路及び通信機 |
| US7692486B2 (en) | 2007-10-05 | 2010-04-06 | Qualcomm, Incorporated | Configurable feedback for an amplifier |
| US7671774B2 (en) * | 2008-05-08 | 2010-03-02 | Freescale Semiconductor, Inc. | Analog-to-digital converter with integrator circuit for overload recovery |
| JP2010008981A (ja) * | 2008-06-30 | 2010-01-14 | Sony Corp | 液晶パネル駆動回路 |
-
2009
- 2009-09-10 US US12/557,512 patent/US7902920B1/en active Active
-
2010
- 2010-06-23 WO PCT/EP2010/003871 patent/WO2011029492A1/en active Application Filing
- 2010-06-23 EP EP10730710A patent/EP2419996B1/en active Active
- 2010-06-23 JP JP2012511204A patent/JP5279950B2/ja active Active
- 2010-06-23 CN CN201080007806.3A patent/CN102318186B/zh active Active
- 2010-08-27 TW TW099128809A patent/TWI475798B/zh active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6545534B1 (en) * | 2001-02-13 | 2003-04-08 | Analog Devices, Inc. | Low voltage variable gain amplifier with constant input impedance and adjustable one-pole filtering characteristic |
| US6724251B1 (en) * | 2002-09-12 | 2004-04-20 | National Semiconductor Corp. | Apparatus and method for employing gain dependent biasing to reduce offset and noise in a current conveyor type amplifier |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| JP特開2000-13161A 2000.01.14 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20110057728A1 (en) | 2011-03-10 |
| CN102318186A (zh) | 2012-01-11 |
| TW201110534A (en) | 2011-03-16 |
| EP2419996A1 (en) | 2012-02-22 |
| JP5279950B2 (ja) | 2013-09-04 |
| US7902920B1 (en) | 2011-03-08 |
| WO2011029492A1 (en) | 2011-03-17 |
| TWI475798B (zh) | 2015-03-01 |
| EP2419996B1 (en) | 2012-07-25 |
| JP2012527204A (ja) | 2012-11-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7952430B1 (en) | Amplifier circuit, integrated circuit and radio frequency communication unit | |
| US7697915B2 (en) | Gain boosting RF gain stage with cross-coupled capacitors | |
| US8514021B2 (en) | Radio frequency integrated circuit | |
| KR101125500B1 (ko) | 사후-왜곡 모드 및 고이득 모드를 갖는 ｌｎａ | |
| US20130314164A1 (en) | Low-Noise Amplifier with Impedance Boosting Circuit | |
| US9166632B1 (en) | Mixer circuits with programmable characteristics | |
| US8264282B1 (en) | Amplifier | |
| CN104218960A (zh) | 接收器前端电路、通信模块以及用于接收器前端电路的方法 | |
| EP2946467B1 (en) | Amplifier with switchable common gate gain buffer | |
| JP2013081200A (ja) | デブースト電流経路を有するマルチ線形性モードｌｎａ | |
| US8989688B2 (en) | Low-noise TIA-to-ADC interface with a wide-range of passive gain control | |
| KR20140011402A (ko) | 정궤환 공통 게이트 저잡음 증폭기 | |
| US8294515B1 (en) | Amplifier | |
| EP2710728A1 (en) | Radio frequency integrated circuit | |
| US8432217B2 (en) | Amplifier | |
| US20080280585A1 (en) | RF receiver front-end and applications thereof | |
| CN102318186B (zh) | 放大器电路、集成电路以及射频通信单元 | |
| GB2487998A (en) | An LNA configurable for common-gate or inductively-degenerated operation | |
| Parapari et al. | A low power 102 dB reconfigurable variable gain amplifier for multistandard receivers | |
| WO2012156947A1 (en) | Amplifier | |
| GB2490977A (en) | A configurable LNA with inductive degeneration or with an impedance-matching stage in parallel with the principal gain stage | |
| CN110661494A (zh) | 高频放大电路及半导体设备 | |
| WO2007132274A2 (en) | High frequency low noise amplifier | |
| Jiang et al. | 0.7-6 GHz Programable Gain Push-Pull Driver PA Based on Dual-Loop Biases | |
| CN111917381A (zh) | 一种基于有源电感的低噪声放大器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |