JP2006191713A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせることにより低ノイズで高効率で小型化を図る。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続されたトランスＴの１次巻線５ａとスイッチＱ１との直列回路と、１次巻線の両端に接続されたスイッチＱ２とクランプコンデンサＣ３との直列回路と、１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルＳＬ１と、２次巻線５ｂの電圧を整流する整流回路Ｄ１，Ｄ２の整流出力を平滑する平滑回路Ｌ１，Ｃ４と、Ｑ１がオン時に２次巻線に発生する電圧をダイオードＤ５で整流してコンデンサＣ５に電力を蓄え、Ｑ２がオン時にＣ５に蓄えられた電力をＣ３に供給する電力供給源と、Ｑ１とＱ２とを交互にオン／オフさせると共に、Ｑ２がオン時にＣ３の電力によりＳＬ１を飽和させてＱ２の電流が増大した時にＱ２をオフさせてＱ１をゼロ電圧スイッチングさせる制御手段１とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、低ノイズで高効率、小型なＤＣ／ＤＣコンバータ等の直流変換装置に関するものである。

図７は従来の直流変換装置の回路構成図である（特許文献１）。図７に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３とコンデンサＣ１とが並列に接続されている。

トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。

クランプコンデンサＣ３の両端には、スイッチＱ１がオン時に電力を蓄えるとともにスイッチＱ１がオフ時に蓄えられた電力をクランプコンデンサＣ３に供給する電流源からなる電力供給源Ｉｄｃ１が接続されている。

スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。

トランスＴの１次巻線５ａの両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図１０に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。

しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。

また、図１０に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。

トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１と平滑リアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。平滑リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とは平滑コンデンサＣ４に接続されている。この平滑コンデンサＣ４は平滑リアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

また、制御回路１０は、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続されたコンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。

次にこのように構成された図７に示す直流変換装置の動作を図８、図９及び図１１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図８は従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図９は従来の直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１０は従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図１１は従来の直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。

なお、図８及び図９では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、電力供給源Ｉｄｃ１に流れる電流Ｉｄｃ１ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。

まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。

電流ＳＬ１ｉは、図１１に示すように、時刻ｔ_１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ_１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ_１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ_２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図１０に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図１０に示すＢａ〜Ｂｇと図１１に示すａ〜ｇとは対応している。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフさせると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。また、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、平滑コンデンサＣ４を介して負荷ＲＬに電流を供給する。

そして、コンデンサＣ１の電位がクランプコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、ダイオード電流が流れて、クランプコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図１０に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。

また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーがクランプコンデンサＣ３に供給され、クランプコンデンサＣ３が充電されていく。即ち、クランプコンデンサＣ３には、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられる。そして、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーの放出とが終了すると、クランプコンデンサＣ３の充電は停止する。

次に、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３において、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。

この場合、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３においては、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図１１に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図１０に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０における面積Ｓと時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはクランプコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。

次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図１０に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３における面積は、クランプコンデンサＣ３に蓄えられた電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーに相当する。

即ち、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーと電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時に電力供給源Ｉｄｃ１から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。

また、この時刻ｔ_３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
特開２００４−１４７３６１号公報

このように、従来の直流変換装置にあっては、トランスＴの１次側に電力供給源を設けて、この電力供給源の電力により可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させて、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを実現していた。

しかし、従来の１次側に設けた電力供給源の場合には、電力供給源の電力が小さいと、スイッチＱ２がオフした後にスイッチＱ１のボトム電圧がゼロ電圧まで到達しないため、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングが困難となる。このため、トランスＴの１次側以外の箇所に電力供給源を設けて、この電力供給源の電力を適切な量に調整することにより可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させて、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを実現することが望まれていた。

また、トランスＴの２次側の整流回路を構成する整流素子にはリカバリ時間が存在するため、整流素子がオフになるとき、逆電流が流れる。この逆電流が消滅する時の電流の時間的な変化（ｄｉ／ｄｔ）は、非常に高いため、トランス、配線のインダクタンスによりスパイク電圧が発生する。このスパイク電圧は、整流素子を逆バイアスする方向に発生するため、抵抗とコンデンサとからなるＣＲアブソーバを整流素子に並列に接続して、スパイク電圧を抑制していた。しかし、ＣＲアブソーバにより損失を生じる。

本発明は、トランスの１次側以外の箇所に設けた電力供給源から適切な電力をクランプコンデンサに供給して可飽和リアクトルを飽和させて、主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせることにより、低ノイズで高効率で小型化を図ることができる直流変換装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧をダイオードで整流してコンデンサに電力を蓄え、前記第２スイッチがオン時に前記コンデンサに蓄えられた電力を前記クランプコンデンサに供給する電力供給源と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に、前記第２スイッチがオン時に前記クランプコンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることにより前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御手段とを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線又は２次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記トランスの１次巻線と疎結合された２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、前記トランスの１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に前記平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線と、前記第１スイッチがオン時に前記トランスの帰還巻線に発生する電圧をダイオードで整流してコンデンサに電力を蓄え、前記第２スイッチがオン時に前記コンデンサに蓄えられた電力を前記クランプコンデンサに供給する電力供給源と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に、前記第２スイッチがオン時に前記クランプコンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることにより前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御手段とを有することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記第２スイッチがオンしている期間中にオンし、前記コンデンサに蓄えられた電力を前記トランスを介して前記クランプコンデンサに供給する第３スイッチを有することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の直流変換装置において、前記制御手段は、前記第２スイッチがオフした後に前記第１スイッチのボトム電圧を検出するボトム検出手段と、このボトム検出手段で検出されたボトム電圧がゼロ電圧になるようにパルスオン幅を制御したパルス信号を生成し、該パルス信号を前記第３スイッチに出力するパルス幅制御手段とを有することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記整流回路を構成する整流素子のリカバリ時に、リカバリによるエネルギーを前記コンデンサに吸収させる第２ダイオードを有することを特徴とする。

本発明によれば、トランスの１次巻線に可飽和リアクトルを並列に接続し、電力供給源は、第１スイッチがオン時にトランスの２次巻線に発生する電圧をダイオードで整流してコンデンサに電力を蓄え、第２スイッチがオン時にコンデンサに蓄えられた電力をクランプコンデンサに供給し、制御手段は、クランプコンデンサの電力により可飽和リアクトルを飽和させて第２スイッチの電流が増大した時に第２スイッチをオフさせることにより第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる。従って、スイッチのゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上がり、立下りも緩やかとなり、低ノイズで高効率なスイッチング電源装置を構成できる。

また、制御手段において、ボトム検出手段は、第２スイッチがオフした後に第１スイッチのボトム電圧を検出し、パルス幅制御手段は、検出されたボトム電圧がゼロ電圧になるようにパルスオン幅を制御したパルス信号を生成し、該パルス信号を第３スイッチに出力するので、第１スイッチのボトム電圧がゼロ電圧になった後に、第１スイッチをオンさせることで、第１スイッチのゼロ電圧スイッチを実現することができる。

以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。実施の形態の直流変換装置は、第１スイッチ（主スイッチ）がオンした時にトランスの２次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、このとき蓄えられたトランスの励磁エネルギーをクランプコンデンサに蓄え、第１スイッチがオフした時に第２スイッチ（補助スイッチ）をオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、トランスの励磁エネルギーの不足分を電力供給源から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、トランスの１次巻線に可飽和リアクトルを並列に接続することにより、第２スイッチのオン期間の終了間際で可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、第２スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、第１スイッチをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作させるものである。電力供給源としては、第１スイッチがオン時にトランスの２次巻線に発生する電圧をダイオードで整流して、コンデンサに蓄えたエネルギーを用いることを特徴とする。

図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、図７に示す直流変換装置に対して、トランスＴの１次側が略同一構成であり、トランスＴの２次側の構成が異なる。

なお、１次巻線５ａの一端とクランプコンデンサＣ３の一端とに接続されたリアクトルＬ２は、例えば、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間のリーケージインダクタンスからなる。

２次巻線５ｂの一端（●側）は、ダイオードＤ２のカソードと平滑リアクトルＬ１の一端とダイオードＤ５のアノードに接続され、平滑リアクトルＬ１の他端は平滑コンデンサＣ４の一端に接続されている。２次巻線５ｂの他端は、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ６のアノードと第３スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３の一端（ソース）に接続され、ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のアノードと平滑コンデンサＣ４の他端とコンデンサＣ５の一端に接続されている。ダイオードＤ５のカソードは、コンデンサＣ５の他端とダイオードＤ６のカソードとスイッチＱ３の他端（ドレイン）に接続されている。

ダイオードＤ６は、スイッチＱ３のドレイン−ソースの両端に接続されている。このダイオードＤ６は、ダイオードＤ１のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することでスパイク電圧を抑制するために設けられている。即ち、ダイオードＤ１のリカバリ時にはＤ２→５ｂ→Ｄ１→Ｄ２とリカバリ電流が流れるが、Ｄ２→５ｂ→Ｄ６→Ｃ５→Ｄ２と電流を流すことでダイオードＤ１のリカバリ時のスパイク電圧を抑制する。

制御手段１は、制御回路１０、ボトム検出回路１３、比較器１５、ＰＷＭコンパレータ１７を有している。制御手段１は、本発明の制御手段に対応する。制御回路１０は、クランプコンデンサＣ３の電力により可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させてスイッチＱ２の電流が増大した時にスイッチＱ２をオフさせることによりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせる。

ボトム検出手段としてのボトム検出回路１３は、スイッチＱ２がオフした後に、スイッチＱ１の電圧が低下していくときのボトム電圧（最小電圧）を検出する。比較器１５は、ボトム検出回路１３で検出されたボトム電圧をゼロ電圧と比較し、その差電圧を出力する。

パルス幅変調器であるＰＷＭコンパレータ１７は、制御回路１０からスイッチＱ２をオン／オフ制御するための制御信号を入力するとともに、比較器１５から差電圧信号を入力する。ＰＷＭコンパレータ１７は、スイッチＱ２がオンしている期間中に、比較器１５からの差電圧に基づき、ボトム電圧がゼロ電圧になるようにパルスオン幅を制御したパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ３のゲートに出力する。比較器１５とＰＷＭコンパレータ１７とでパルス幅制御手段を構成している。

次に、このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ２ｉはスイッチＱ２のドレイン電流、ＳＬ１ｉは可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ３ｉはスイッチＱ３のドレイン電流、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲート電圧信号、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲート電圧信号、Ｑ３ｇはスイッチＱ３のゲート電圧信号を示している。

まず、時刻ｔ_１直前において、スイッチＱ２がターンオフすると、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが低下していく。スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧でスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが実現される。スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチの詳細は、後述する。

次に、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｌ２→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生するため、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｄ１→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。このとき、平滑リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる。

また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。電流ＳＬ１ｉは、図１１に示すように、時刻ｔ_１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ_１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ_１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ_２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。

また、スイッチＱ１がオンしているとき（例えば時刻ｔ_１〜ｔ_２）、２次巻線５ｂに発生する電圧を、ダイオードＤ５で整流し、コンデンサＣ５に電力を蓄える。ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで電力供給源を構成している。コンデンサＣ５の電圧は、入力電圧（Ｖｄｃ１）に比例した電圧であり、スイッチＱ１のオン比率が５０％以下である場合には、スイッチＱ２がオン時に発生する電圧より高い。

次に、時刻ｔ_２直前において、スイッチＱ１がターンオフすると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。

そして、スイッチＱ１の電位がクランプコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、ダイオードＤ４が導通して、クランプコンデンサＣ３が充電されていく。即ち、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ４を介してクランプコンデンサＣ３に供給される。

即ち、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１がオフし、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、トランスＴの２次巻線５ｂの電圧は、逆電圧となるため、平滑リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１と電流が流れて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。

次に、スイッチＱ２がオンしている期間中（例えば時刻ｔ_２〜ｔ_３）の時刻ｔ_２１〜ｔ_２２に、スイッチＱ３をオンさせると、Ｃ５→Ｑ３→５ｂ→Ｄ２→Ｃ５の経路で電流Ｑ３ｉが流れてエネルギーが放出される（ダイオードＤ２は負荷電流が流れているため、導通状態。）。このエネルギーにより、トランスＴの１次巻線５ａに５ａ→Ｑ２→Ｃ３→Ｌ２→５ａと電流が流れる。即ち、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、トランスＴの２次側のコンデンサＣ５からのエネルギーがクランプコンデンサＣ３に供給され、クランプコンデンサＣ３が充電されていく。

次に、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１→Ｌ２→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。この場合、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図１１に示すように負値となる。

即ち、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にトランスＴの２次側のコンデンサＣ５から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。また、時刻ｔ_３にはスイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻にスイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることによりスイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。

このように、クランプコンデンサＣ３に蓄えられた電力により、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和し、共振電流を作成する。クランプコンデンサＣ３に蓄えられる電力は、スイッチＱ３のオン時間が長いほど多くなる。このため、共振電流は、スイッチＱ３のオン時間により制御することができる。したがって、このオン時間を制御することにより、共振電流を適切化して、スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせることができる。

図２に示すように、スイッチＱ２がオンしている期間中（ゲート電圧信号Ｑ２ｇがＨレベルの期間中）に、スイッチＱ３をオンし（例えば、時刻ｔ_２１〜ｔ_２２）、スイッチＱ２に電流Ｑ２ｉが流れ、クランプコンデンサＣ３を充電していることがわかる（図２のＡ部）。

（ゼロ電圧スイッチの動作説明）
次に、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチの動作を図３及び図４を参照しながら説明する。

まず、時刻ｔ_１の直前に、スイッチＱ２がオフすると、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが低下していき、図３（ａ）に示すように、ゼロ電圧よりも大きいボトム電圧Ｂｔ１に達する。あるいは、図４（ａ）に示すように、ゼロ電圧よりも小さいボトム電圧Ｂｔ２に達する。

ボトム検出回路１３は、ボトム電圧Ｂｔ１又はボトム電圧Ｂｔ２を検出する。比較器１５は、ボトム検出回路１３で検出されたボトム電圧Ｂｔ１又はボトム電圧Ｂｔ２をゼロ電圧と比較し、その差電圧を出力する。差電圧は、Ｂｔ１又は−Ｂｔ２となる。

ＰＷＭコンパレータ１７は、比較器１５からの差電圧に基づき、ボトム電圧がゼロ電圧になるようにパルスオン幅を制御したパルス信号を生成する。例えば、図３（ａ）に示すように、差電圧がＢｔ１である場合には、図３（ｂ）に示すように、幅の広いパルスオン幅ｔｏｎ１を有する周期Ｔｐのパルス信号を生成する。また、図４（ａ）に示すように、差電圧が負電圧−Ｂｔ２である場合には、図４（ｂ）に示すように、幅の狭いパルスオン幅ｔｏｎ２を有する周期Ｔｐのパルス信号を生成する。

そして、ＰＷＭコンパレータ１７は、このパルス信号をスイッチＱ３のゲートに出力することにより、スイッチＱ３は、パルス信号のパルスオン幅だけオンする。このため、コンデンサＣ５に蓄えられたエネルギーの内、パルスオン幅の長さに比例したエネルギーが、クランプコンデンサＣ３に供給される。

このため、図３（ａ）に示すように、ボトム電圧Ｂｔ１がゼロ電圧よりも大きい場合には、図３（ｂ）のパルスオン幅ｔｏｎ１のように、パルスオン幅を長くすることにより、コンデンサＣ５からクランプコンデンサＣ３に供給されるエネルギーが多くなるため、クランプコンデンサＣ３のエネルギーによりボトム電圧Ｂｔ１がさらに下がってゼロ電圧に近づく。

また、図４（ａ）に示すように、ボトム電圧Ｂｔ２がゼロ電圧よりも小さい場合には、図４（ｂ）のパルスオン幅ｔｏｎ２のように、パルスオン幅を短くすることにより、コンデンサＣ５からクランプコンデンサＣ３に供給されるエネルギーが少なくなるため、クランプコンデンサＣ３のエネルギーによりボトム電圧Ｂｔ２がさらに上がってゼロ電圧に近づく。

このように、ＰＷＭコンパレータ１７は、スイッチＱ２がオンしている期間中に、比較器１５からの差電圧に基づき、ボトム電圧がゼロ電圧になるようにパルスオン幅を制御したパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ３のゲートに出力するので、スイッチＱ１のボトム電圧がゼロ電圧になった後に、スイッチＱ１をオンさせることで、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチを実現することができる。

また、ダイオードＤ１，Ｄ２にはリカバリ時間が存在するため、ダイオードＤ１，Ｄ２がオフになるとき、逆電流が流れる。この逆電流が消滅する時のｄｉ／ｄｔは、非常に高いため、トランスＴ、配線のインダクタンスによりスパイク電圧が発生する。このスパイク電圧は、ダイオードＤ５，Ｄ６を順バイアスする方向に発生するが、このスパイク電圧をダイオードＤ５，Ｄ６を介してコンデンサＣ５に吸収してクランプするため、スパイク電圧を抑制することができる。また、実施例１では、ダイオードＤ１，Ｄ２に並列に抵抗が接続されていないため、損失がなくスパイク電圧を抑制できる。

このように、実施例１の直流変換装置によれば、トランスＴの１次巻線５ａに可飽和リアクトルＳＬ１を並列に接続し、電力供給源は、スイッチＱ１がオン時にトランスＴの２次巻線５ｂに発生する電圧をダイオードＤ５で整流してコンデンサＣ５に電力を蓄え、スイッチＱ２がオン時にコンデンサＣ５に蓄えられた電力をトランスＴを介してクランプコンデンサＣ３に供給し、制御回路１０は、クランプコンデンサＣ３の電力により可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させてスイッチＱ２の電流が増大した時にスイッチＱ２をオフさせることによりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせる。

従って、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上がり、立下りも緩やかとなり、低ノイズで高効率なスイッチング電源装置を構成できる。また、コアの磁束利用率が向上し、平滑コンデンサＣ４のリップル電流が少ないため、装置を小型化できる。

図５は実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図５において、トランスＴ１の１次側は、図１に示すトランスＴの１次側の構成と略同一であるので、その部分の説明は省略する。

トランスＴ１は、１次巻線５ａと、この１次巻線５ａと疎結合で且つ同相電圧が発生するように巻回された２次巻線５ｂと、１次巻線５ａと密結合で且つ逆相電圧が発生するように巻回された帰還巻線５ｃ（巻数ｎ３）とを有する。２次巻線５ｂの一端は、帰還巻線５ｃの一端に接続されている。

２次巻線５ｂの両端には可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。なお、可飽和リアクトルＳＬ１は、２次巻線５ｂの両端に代えて、図１に示すように１次巻線５ａの両端に接続されていてもよい。この可飽和リアクトルＳＬ１はトランスＴ１のコアの飽和特性を用いている。

トランスＴ１の２次巻線５ｂの一端と帰還巻線５ｃの一端との接続点は、スイッチＱ３の一端（ソース）とダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ６のアノードとに接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端（●側）は、平滑コンデンサＣ４の一端に接続されている。

帰還巻線５ｃの他端（●側）は、ダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ５のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードとスイッチＱ３の他端（ドレイン）とは、コンデンサＣ５の一端に接続されている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のアノードとコンデンサＣ５の他端は、平滑コンデンサＣ４の他端に接続されている。

ダイオードＤ６は、スイッチＱ３のドレイン−ソース間に接続されている。このダイオードＤ６は、ダイオードＤ１のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することでスパイク電圧を抑制するために設けられている。即ち、ダイオードＤ１のリカバリ時にはＤ２→５ｃ→Ｄ１→Ｄ２とリカバリ電流が流れるが、Ｄ２→５ｃ→Ｄ６→Ｃ５→Ｄ２と電流を流すことでダイオードＤ１のリカバリ時のスパイク電圧を抑制する。

なお、図５に示すその他の構成は、図１に示す実施例１の直流変換装置の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。

（トランスの構成）
トランスＴ１の構成例を図６に示す。図６に示すトランスＴ１は、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａと帰還巻線５ｃとが近接して巻回されている。これにより、１次巻線５ａと帰還巻線５ｃ間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。

また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、この飽和する部分を可飽和リアクトルＳＬ１として兼用している。また、このようなトランスＴ１を使用することにより、トランスと平滑リアクトル（図１のＬ１に対応）を一体化することができる。

次に、このように構成された実施例２の直流変換装置の動作を説明する。

まず、スイッチＱ２がターンオフすると、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが低下していく。そして、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧でスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが実現される。

次に、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｌ２→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは時間とともに直線的に増加していく。

また、このとき、トランスＴ１の２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｃにも電圧が発生するため、５ｂ→Ｃ４→Ｄ１→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。この電流は時間とともに直線的に増加していく。また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは、疎結合されているので、１次及び２次巻線間に大きなリーケージインダクタンスＬｒ（図示せず）を有する。このため、リーケージインダクタンスＬｒには、Ｌｒ（Ｉｒ）^２／２のエネルギーが蓄えられる。ＩｒはリーケージインダクタンスＬｒに流れる電流である。

また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。

また、スイッチＱ１がオンしているとき、帰還巻線５ｃに発生する電圧を、ダイオードＤ５で整流し、コンデンサＣ５に電力を蓄える。ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで電力供給源を構成している。

次に、スイッチＱ１がターンオフすると、１次巻線５ａに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。このとき、１次巻線５ａのインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。

そして、スイッチＱ１の電位がクランプコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、ダイオードＤ４が導通して、クランプコンデンサＣ３が充電されていく。即ち、１次巻線５ａに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ４を介してクランプコンデンサＣ３に供給される。

このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧は、逆電圧となるため、リーケージインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーにより、帰還巻線５ｃに電圧が発生し、５ｃ→５ｂ→Ｃ４→Ｄ２→５ｃと電流が流れ、エネルギーが平滑コンデンサＣ４に帰還されて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。

次に、スイッチＱ２がオンしている期間中のある時刻に、スイッチＱ３をオンさせると、Ｃ５→Ｑ３→５ｃ→Ｄ２→Ｃ５の経路で電流が流れてエネルギーが放出される（ダイオードＤ２は負荷電流が流れているため、導通状態。）。このエネルギーにより、トランスＴ１の１次巻線５ａに５ａ→Ｑ２（Ｄ４）→Ｃ３→５ａと電流が流れる。即ち、１次巻線５ａのエネルギーの放出と同時に、２次巻線側のコンデンサＣ５からのエネルギーがクランプコンデンサＣ３に供給され、クランプコンデンサＣ３が充電されていく。

次に、クランプコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→５ａ→Ｃ３に流れて、２次巻線５ｂに並列に接続された可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。

即ち、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にトランスＴ１の２次側のコンデンサＣ５から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。また、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となり、この時刻にスイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることによりスイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。

このように実施例２の直流変換装置によれば、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。また、ボトム検出回路１３、比較器１５、ＰＷＭコンパレータ１７を有し、ＰＷＭコンパレータ１７は、スイッチＱ２がオンしている期間中に、比較器１５からの差電圧に基づき、ボトム電圧がゼロ電圧になるようにパルスオン幅を制御したパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ３のゲートに出力するので、スイッチＱ１のボトム電圧がゼロ電圧になった後に、スイッチＱ１をオンさせることで、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチを実現することができる。

実施例１の直流変換装置の回路構成図である。 実施例１の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチを達成するための説明図である。 スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチを達成するための説明図である。 実施例２の直流変換装置の回路構成図である。 実施例２の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 従来の直流変換装置の回路構成図である。 従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来の直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。 従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。 従来の直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｑ１〜Ｑ３ スイッチ
ＲＬ 負荷
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
Ｃ１，Ｃ５ コンデンサ
Ｃ３ クランプコンデンサ
Ｃ４ 平滑コンデンサ
Ｔ，Ｔ１ トランス
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ 帰還巻線（ｎ３）
１ 制御手段
１０ 制御回路
１３ ボトム検出回路
１５ 比較器
１７ ＰＷＭコンパレータ
３０ コア
３０ａ コア部
３０ｂ 凹部
３１ ギャップ

Claims (5)

1. 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、
   前記第１スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧をダイオードで整流してコンデンサに電力を蓄え、前記第２スイッチがオン時に前記コンデンサに蓄えられた電力を前記クランプコンデンサに供給する電力供給源と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に、前記第２スイッチがオン時に前記クランプコンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることにより前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御手段と、
   を有することを特徴とする直流変換装置。
2. 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの１次巻線又は２次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
   前記トランスの１次巻線と疎結合された２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、
   前記トランスの１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に前記平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線と、
   前記第１スイッチがオン時に前記トランスの帰還巻線に発生する電圧をダイオードで整流してコンデンサに電力を蓄え、前記第２スイッチがオン時に前記コンデンサに蓄えられた電力を前記クランプコンデンサに供給する電力供給源と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に、前記第２スイッチがオン時に前記クランプコンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させて前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることにより前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる制御手段と、
   を有することを特徴とする直流変換装置。
3. 前記第２スイッチがオンしている期間中にオンし、前記コンデンサに蓄えられた電力を前記トランスを介して前記クランプコンデンサに供給する第３スイッチを有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記制御手段は、
   前記第２スイッチがオフした後に前記第１スイッチのボトム電圧を検出するボトム検出手段と、
   このボトム検出手段で検出されたボトム電圧がゼロ電圧になるようにパルスオン幅を制御したパルス信号を生成し、該パルス信号を前記第３スイッチに出力するパルス幅制御手段と、
   を有することを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
5. 前記整流回路を構成する整流素子のリカバリ時に、リカバリによるエネルギーを前記コンデンサに吸収させる第２ダイオードを有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。

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