JP2006135989A - Ｍｃｍ信号受信システムでのインパルスノイズ除去回路 - Google Patents

Abstract

【課題】多重搬送波変調信号受信システムでのインパルスノイズ除去回路、特に受信された多重搬送波変調信号のノイズ除去回路を提供する。
【解決手段】ノイズ測定部、臨界値比較部及び選択部を備えるノイズ除去回路であり、ノイズ測定部は、入力されるＭＣＭ信号サンプルを続けて遅延させたサンプルの絶対値それぞれと現在ＭＣＭ信号サンプルの絶対値のサイズを比較し、比較結果を合算して整数で表現されるランク値を発生させ、臨界値比較部は、ランク値と臨界値とを比較して選択信号を発生させ、選択部は、選択信号に応答し、現在ＭＣＭ信号サンプル及び「０」のうち一つを出力し、ＭＣＭ信号は、直交周波数分割多重信号またはコード分割多重信号である。これにより、入力信号やインパルスノイズの統計的なレベル及び自動利得制御装置の誤った特性に関係なく、インパルスノイズを除去できる。
【選択図】図４

Description

本発明は、直交周波数分割多重受信システムに係り、特に、直交周波数分割多重信号のうち、インパルスノイズを除去する回路に関する。

多重搬送変調（ＭＣＭ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）技術の一種である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術は周知である。以下には、ＯＦＤＭ技術を含む意味として、ＭＣＭという用語を使用する。

一般的に、ＯＦＤＭ技術は、デジタルオーディオ放送（ＤＡＢ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）、デジタルテレビ、無線近距離通信網（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、及び無線非同期伝送モード（ＷＡＴＭ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｍｏｄｅ）などのデジタル伝送技術に広範囲に適用されている。

ＯＦＤＭ方式は、伝送しようというデータを複数個に分けて変調した後、並列に伝送する多重搬送波技術である。しかし、構造の複雑性によって広く使われていなかったが、最近、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）を含んだ各種デジタル信号の処理技術が発展するにつれてだんだんと使われてきている。

ＯＦＤＭ方式は、従来のＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と似ているが、副搬送波間の直交性を保持して伝送することにより、高速データ伝送時に最適の伝送効率を得ることができるという特徴がある。最近、かかる長所により、ＷＡＴＭのような高速データ伝送時に、ＯＦＤＭ方式を利用したＯＦＤＭ／ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）及びＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）のような多様な実現技術が提案されている。

他の伝送技術と同様に、受信されたＭＣＭ信号は、伝送部と受信部との間にノイズが発生する。一般的に、ＯＦＤＭシステムは、シングル・キャリアシステムよりもインパルスノイズ干渉に敏感ではない。ＯＦＤＭシンボルがシングル・キャリアシステムのシンボルよりもさらに長い持続期間を有し、インパルスノイズエネルギは、１つのシンボル期間内のあらゆるＯＦＤＭサブキャリアを全体に分散させるためである。

しかし、いくつかの状況で、インパルスノイズ干渉は、ＯＦＤＭシステムの性能に相当な影響を及ぼすことがある。例えば、６４−ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を使用するＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）システムは、インパルス干渉により深刻な影響を受けることがある。それは、特許文献１に開示されている。

ＯＦＤＭシステムで、インパルスノイズ消去のための従来の方法のうち一つとして、時間領域クリッピング法がある。
図１は、時間領域クリッピング法を説明するブロック図である。

図１を参照すれば、クリッピングシステム１００は、可変利得増幅部１１０、クリッピング部１２０、アナログデジタルコンバータ１３０、パワー測定部１４０及び臨界値計算部１５０を備える。

図１のクリッピングシステム１００は、固定された臨界クリッピング値を使用し、信号がデジタルに転換される前のアナログ領域でクリッピングを行う。クリッピングされる量は、アナログデジタルコンバータ１３０の出力信号のパワーを測定して増幅利得を調整することによって決定される。

すなわち、パワー測定部１４０は、アナログデジタルコンバータ１３０から出力された信号のパワーを測定し、臨界値計算部１５０に印加する。臨界値計算部１５０は、可変利得増幅部１１０を制御して増幅利得を制御する。制御された増幅利得は、クリッピング部１２０に印加されてクリッピングされる。このとき、クリッピングレベルは、ＯＦＤＭ信号のピークとほぼ同じレベルになる。

もしＯＦＤＭ信号の平均パワーよりインパルスノイズの方がはるかに大きいならば、図１のかかるクリッピング法は、インパルスノイズ抑制に非常に効果的である。その場合、大きいサイズのインパルスノイズピークは、ＯＦＤＭ信号のピークとほとんど同じレベルを有するサンプルに代替される。しかし、かかる図１のクリッピング法は、サブキャリアの直交性を歪曲させ、その結果ビットエラー率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ−Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）が上昇しうる。

図２は、「クリッピング及びゼロイング」法を説明する図である。
図３は、図２の「クリッピング及びゼロイング」法を実現するブロック図である。
図２に開示された方法もまた、時間領域で行われるが、クリッピングレベルを超えるインパルスノイズのピークは、「０」に代替される。図２（ａ）で、クリッピングレベルを超えるインパルスノイズが、図２（ｂ）で、「０」のレベルになることが分かる。そして、特許文献１に開示された方法は、アナログデジタルコンバータの次でクリッピング動作を行う。

インパルスノイズと正常な信号とが混合されたＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋが図３のクリッピングシステム３００に入力されれば、絶対値測定部３０１は、ＯＦＤＭ信号Ｓｋの絶対値を測定し、比較部３０２は、測定された絶対値とクリッピングレベルを決定する臨界値Ｃとを比較する。

比較部３０２は、ＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋの絶対値が臨界値Ｃより大きければ「１」を出力し、小さければ「０」を出力する。選択部３０３は、比較部３０２で「１」が出力されれば「０」を出力し、「０」が出力されれば受信されるＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋをそのまま出力し、ＯＦＤＭ復調器３０４に印加する。

すなわち、図３のクリッピングシステム３００は、ＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋの絶対値がクリッピングレベルより大きければ、ＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋを「０」にしてＯＦＤＭ復調器３０４に印加し、ＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋの絶対値がクリッピングレベルより小さければ、ＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋをそのままＯＦＤＭ復調器３０４に印加する。

ＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋの絶対値がクリッピングレベルより大きいというのは、そのときのＯＦＤＭ信号Ｓ_ｋがインパルスノイズである可能性が大きいということを意味し、従ってインパルスノイズをクリッピングして除去するのである。

図２及び図３に開示された方法は、図１で開示された方法に比べ、さらに優秀な性能を有する。なぜならば、インパルスノイズ干渉によって影響されるサンプルは、平均信号値である「０」に代替されるためである。

図２及び図３に開示されたクリッピング及びゼロイング法がインパルスノイズ除去に良好な性能を提供する一方、前記方法は、いくつかの短所を有する。すなわち、クリッピング及びゼロイング法を使用する受信装置の性能は、前記臨界値の選択に強く依存する。

最も望ましい臨界値は、インパルスノイズの統計上の特性によらねばならない。例えば、インパルスノイズのサイズが大きければ、臨界値が大きくならねばならず、反対に、インパルスノイズのサイズが小さければ、臨界値も小さくなければならない。

その上、クリッピング及びゼロイング装置を有する受信装置の動作は、自動利得制御（ＡＧＣ）装置の特性に依存する。ところで、ＡＧＣ装置が臨界値を不正確に（特に、最も望ましいレベルより小さく）設定すれば、インパルスノイズだけではなく、正常なＯＦＤＭ信号の相当部分がクリッピングされて「０」に再配置され、受信装置の出力の正確性を信頼し難くなる。

受信装置のかかる性能低下を防止するために、クリッピング及びゼロイング法での臨界値は、一般的に最も望ましいレベル（一般的に、平均信号レベルより約１５ｄＢ以上大きい）より大きく設定される。
しかし、かように高い臨界値が使われれば、クリッピング及びゼロイング法は、理論的に認められた性能も出せず、また中間サイズを有するインパルスノイズを除去できないという問題がある。
ヨーロッパ特許ＥＰ１０４３８７４号明細書

本発明が解決しようとする技術的課題は、入力信号やインパルスノイズの統計的のレベル及びＡＧＣ装置の誤った特性に関係なくインパルスノイズを除去できるノイズ除去回路を提供することである。

前記技術的課題を解決するための本発明の実施形態によるノイズ除去回路は、受信されたＭＣＭ信号のノイズ除去回路に関する。
受信されたＭＣＭ信号のノイズ除去回路は、第１信号サンプルの絶対値と第２信号サンプルの絶対値のサイズを比較し、比較結果を合算して整数で表現されるランク値を発生するノイズ測定部を備える。ノイズ除去回路は、前記ランク値と臨界値とを比較して選択信号を発生する臨界値比較部及び前記選択信号に応答して出力信号を出力する選択部をさらに備える。

前記技術的課題を解決するための本発明の他の実施形態によるノイズ除去回路は、受信された多重搬送波変調ＭＣＭ信号のノイズ除去回路に関する。
ノイズ除去回路は、ノイズ測定部、クリッピング制御部及びサブクリッピング制御部を備える。
ノイズ測定部は、入力されるＭＣＭ信号サンプルを続けて遅延させたサンプルの絶対値それぞれと現在ＭＣＭ信号サンプルの絶対値のサイズを比較し、比較結果を合算して整数で表現されるランク値を発生させる。

クリッピング制御部は、前記ランク値と臨界値とを比較し、前記ランク値が前記臨界値より小さければ前記現在ＭＣＭ信号サンプルを出力し、大きければ「０」を出力する。
サブクリッピング制御部は、前記クリッピング制御部に直列連結される複数個のサブクリッピング制御部であり、前端から出力される前記ランク値と前記ランク値を遅延させた値との和が対応する臨界値より小さければ、前端から出力されるＭＣＭ信号サンプルを出力し、大きければ「０」を出力する。

前記技術的課題を解決するための本発明のさらに他の実施形態によるインパルスノイズ減少法は、受信された信号を遅延させて複数個の遅延信号を発生するステップ、前記複数個の遅延された信号のそれぞれの絶対値を計算するステップ、前記複数個の遅延された信号のうち第１遅延信号の計算された絶対値と、前記複数個の遅延された信号のうち少なくとも１つの他の信号の計算された絶対値とを比較するステップ、及び前記比較に基づいて出力を決定するステップを備える。

本発明によるノイズ除去回路は、入力信号やインパルスノイズの統計的なレベル及びＡＧＣ装置の誤った特性に関係なく、インパルスノイズを除去できる。

本発明と本発明の動作上の利点及び本発明の実施によって達成される目的を十分に理解するためには、本発明の望ましい実施形態を例示する添付図面及び図面に記載された内容を参照しなければならない。

以下、添付した図面を参照して、本発明の望ましい実施形態を説明することにより、本発明を詳細に説明する。各図面に付された同一参照符号は同一部材を示す。
図４は、本発明の実施形態によるノイズ除去回路を示す回路図である。
図５は、図４のノイズ除去回路で、ランク計算で排除されるサンプルを説明する図である。

図４を参照すれば、本発明の実施形態によるノイズ除去回路４００は、受信されたＭＣＭ信号のノイズ除去回路に関する。
ノイズ除去回路４００は、ノイズ測定部４３０、臨界値比較部４２０及び選択部４２１を備える。図４には、説明の便宜のために、ノイズ除去回路４００以外に、復調器４２２がさらに開示されている。

ノイズ測定部４３０は、入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎを続けて遅延させたサンプルの絶対値それぞれと現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋの絶対値のサイズを比較し、比較結果を合算して整数で表現されるランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）を発生する。ここで、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋの絶対値のサイズは、請求範囲に記載された第１信号サンプルに対応し、入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎを続けて遅延させたサンプルは、請求範囲に記載された第２信号サンプルに対応する。

また、ここで、ＭＣＭ信号は、ＯＦＤＭ信号またはコード分割多重（ＣＤＭ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号を含む。
臨界値比較部４２０は、ランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）と臨界値Ｔとを比較して選択信号を発生する。選択部４２１は、選択信号に応答して現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋ及び「０」のうち一つを出力する。

本発明の実施形態によるノイズ除去回路４００は、基本的にＯＦＤＭ信号のために実現されるが、ＯＦＤＭ技術やＣＤＭ技術を使用する他種の通信信号のためにも適用可能である。特に、ノイズ除去回路４００は、ＣＤＭ信号に何らの変更なしに適用可能である。

インパルスノイズ除去のためのほとんどの従来技術は、インパルスノイズエネルギを減少させる（すなわち、インパルスノイズの影響を受けるサンプルのサイズを「０」と設定）ブランキング構造を使用する。本発明の実施形態によるノイズ除去回路４００も、インパルスノイズエネルギを減少させるブランキング構造を使用する。

しかし、従来技術の問題点、すなわちＡＧＣ装置及び臨界値の誤った調節に対するノイズ除去回路の敏感性を克服するために、本発明のノイズ除去回路４００は、インパルスノイズにより影響されるサンプルを検出する方法を利用する。

本発明の実施形態によるノイズ除去回路４００は、実際にインパルスノイズがまれに発生するということを利用する。従って、インパルスノイズにより影響されたサンプルのサイズとインパルスノイズにより影響されていない隣接するサンプルのサイズを比較すれば、ほとんどの場合、インパルスノイズにより影響されたサンプルのサイズが、影響されていないサンプルのサイズよりはるかに大きいサイズを有する。

本発明の実施形態によるノイズ除去回路４００が利用する他の動作原理は、次の通りである。すなわち、所定の信号サンプルがインパルスノイズにより影響を受ける可能性は、サンプルのサイズより小さなサイズを有する隣接するサンプルの数に比例するということである。

本発明の技術分野で当業者ならば、「サンプルのサイズより小さなサイズを有する隣接するサンプルの数」とは、サンプルの「ランク」を意味するということを理解するであろう。「ランク」に基いた検出法則は、検出装置の特性に独立的なレベルと分布とを提供するということが周知である。

本発明のノイズ除去回路４００は、インパルスノイズにより影響を受けるサンプルを検出するために、「ランク」に基いた法則を利用する。
第一に、ノイズ除去回路４００は、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）を計算する。この計算は、数学的に次の通り表現される。

数式１による現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）は、ノイズ除去回路４００のノイズ測定部４３０によって算出される。
ノイズ測定部４３０は、遅延ライン４４０、絶対値計算部４５０、比較部４６０及び合算部４１９を備える。

遅延ライン４４０は、直列連結される複数個の遅延素子４０１〜４０３，４１０〜４１２を備える。それぞれの遅延素子４０１〜４０３，４１０〜４１２は、入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎを遅延させて出力する。現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋは、入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎを続けて遅延させて発生させたサンプルのうち中間に発生したサンプルである。

すなわち、遅延素子４０１〜４０３，４１０〜４１２のうち、中間位置の遅延素子４０３の出力が現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋになる。入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎは、アナログ−デジタルコンバータ（図示せず）から出力される実数値であるか、または複素数値のベースバンド信号である。

絶対値計算部４５０は、複数個の絶対値計算装置４０４〜４０６，４２３，４１３〜４１５を利用し、前記遅延ライン４４０から出力されるサンプルのサイズ（絶対値）を計算する。すなわち、絶対値計算部４５０は、最初に入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎ、遅延素子の一部出力及び現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋの絶対値を出力する。

比較部４６０は、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋの絶対値と絶対値計算部４５０の出力の大きさを複数個の比較装置４０７〜４０９，４１６〜４１８を利用してそれぞれ比較する。それぞれの比較装置４０７〜４０９，４１６〜４１８は、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋの絶対値が絶対値計算部４５０の出力の大きさより大きければ「１」を出力し、小さければ「０」を出力する。
合算部４１９は、比較部４６０の出力を合算してランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）を出力する。

ノイズ測定部４３０の絶対値計算部４５０は、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋが発生する以前のＫ（自然数）個の遅延素子４０３の出力と現在ＭＣＭ信号サンプルＳｋが発生した以後のＫ個の遅延素子４１０の出力の絶対値を計算しない。

インパルスノイズは、１つのサンプルよりは、むしろ一般的に複数個の連続するサンプルに影響を及ぼす特性を有するためである。もし、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋと隣接の複数個の連続するサンプルとがいずれもインパルスノイズによって影響される場合、隣接する連続するサンプルのサイズが現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのサイズよりさらに大きいことがある。

従って、インパルスノイズにより影響されたサンプルが「０」と設定されない可能性がある。それを防止するために、図５に図示されているように、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋが発生する以前のＫ（自然数）個のサンプルと現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋが発生した以後のＫ個のサンプルとがランク計算から排除される

第二に、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が既定の臨界値Ｔと比較される。現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が既定の臨界値Ｔより大きければ、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋは「０」に代替され、小さければ、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋがそのまま出力される。

かかる動作は、臨界値比較部４２０及び選択部４２１で行われる。臨界値比較部４２０は、ランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）と臨界値Ｔとを比較して選択信号を発生させる。臨界値Ｔは、ノイズをクリッピングする基準になる値である。臨界値Ｔは、インパルスノイズが除去されつつも、信号サンプルの性能低下を避けるのに十分なように大きく選択されうる。

臨界値比較部４２０から出力される選択信号は、ランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が臨界値Ｔより大きければ第１レベルを有し、小さければ第２レベルを有する。選択部４２１は、選択信号に応答し、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋ及び「０」のうち一つを出力する。選択部４２１は、選択信号が第１レベルならば、すなわちランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が臨界値Ｔより大きければ、「０」を出力し、選択信号が第２レベルならば、すなわちランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が臨界値Ｔより小さければ、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋを出力する。

選択部４２１の出力は、復調器４２２に印加される。復調器４２２は、選択部４２１の出力をデコーディングしてビットストリームを発生させる。復調器４２２は、ＯＦＤＭまたはＣＤＭ復調器でありうる。

図４のノイズ除去回路４００は、入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎのサイズや分布に関係なしに臨界値Ｔ、すなわちインパルスノイズを除去できるクリッピングレベルを選択できる。
図６は、本発明の他の実施形態によるノイズ除去回路を示す回路図である。

本発明の他の実施形態によるノイズ除去回路６００は、受信されたＭＣＭ信号のノイズ除去回路に関する。ノイズ除去回路６００は、ノイズ測定部６５０、クリッピング制御部６７０及びサブクリッピング制御部６７５，６８０、６８５を備える。
図６のノイズ除去回路６００は、インパルスノイズにより影響されるサンプルの検出と共に、最も大きいインパルスノイズに影響されたサンプルを検出するのに利用可能である。

動作原理を説明すれば、次の通りである。まず、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が既定の第１臨界値Ｔ_１より大きければ、すなわちＲ（Ｓ_ｋ）＞Ｔ_１ならば、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋは「０」と設定される。
現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）を求める過程は、ノイズ測定部６５０によって行われる。図６のノイズ測定装置６００のノイズ測定部６５０の構造及び動作は、図４のノイズ測定装置４００のノイズ測定部４３０の構造及び動作と同一なので、詳細な説明を省略する。

現在ＭＣＭ信号サンプルＳｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）と第１臨界値Ｔ_１との比較は、クリッピング制御部６７０で行われる。クリッピング制御部６７０は、ランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）と臨界値Ｔ_１とを比較し、ランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が臨界値Ｔ_１より小さければ、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋを出力し、大きければ、「０」を出力する。クリッピング制御部６７０は、臨界値比較部６２８、論理和手段６３９及び選択部６２１を備える。

臨界値比較部６２８は、ランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）と対応する臨界値Ｔ_１を比較して選択信号を発生させる。論理和手段６３９は、選択信号及び複数のサブ選択信号を論理和する。選択部６２１は、論理和手段６３９の出力に応答し、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋ及び「０」のうち一つを出力する。

ランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）が臨界値Ｔ_１より大きければ、選択信号は第１レベルで発生し、小さければ、第２レベルで発生する。選択信号が第１レベルならば、選択部６２１は「０」を出力し、選択信号が第２レベルならば、選択部６２１は現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋを出力する。また、複数個のサブ選択信号のうち一つでも第１レベルならば、選択部６２１は「０」を出力する。

ノイズ測定部６５０とクリッピング制御部６７０の動作は、図４のノイズ除去回路４００の動作と類似している。しかし、図６のノイズ除去回路６００は、現在ＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋのランク値Ｒ（Ｓ_ｋ）と以前のサンプルのランク値との和が、既定の第２臨界値Ｔ_２より大きければ、すなわちＲ（Ｓ_ｋ）＋Ｒ（Ｓ_ｋ−１）＞Ｔ_２ならば、現在と以前のＭＣＭ信号サンプルいずれも「０」に設定する動作をさらに行う。

かかる動作はサブクリッピング制御部６７５，６８０，６８５によって行われる。サブクリッピング制御部６７５，６８０，６８５は、クリッピング制御部６７０に直列連結される複数個のサブクリッピング制御部６７５，６８０，６８５であり、前端から出力されるランク値とランク値を遅延させた値との和が対応する臨界値より小さければ、前端から出力されるＭＣＭ信号サンプルＲ（Ｓ_ｋ）を出力し、大きければ、「０」を出力する。

複数個のサブクリッピング制御部６７５，６８０，６８５は、それぞれ第１サブ遅延素子６３５，６３６，６３７、サブ合算器６２９，６３１，６３３、サブ臨界値比較部６３０，６３２，６３４、サブ論理和手段６４０，６４１、第２サブ遅延素子６２２，６２４，６２６及びサブ選択部６２３，６２５，６２７を備える。

第１サブ遅延素子６３５，６３６，６３７は、前端のランク値を遅延させる。サブ合算器６２９，６３１，６３３は、前端のクリッピング制御部６７０またはサブクリッピング制御部６７５，６８０から出力されるランク値と第１遅延素子６３５，６３６，６３７の出力とを合算する。

サブ臨界値比較部６３０，６３２，６３４は、サブ合算器６２９，６３１，６３３の出力と対応する臨界値Ｔ_２，Ｔ_３，Ｔ_４とを比較し、対応するサブ選択信号を発生する。サブ論理和手段６４０，６４１は、サブ選択信号及び次のサブクリッピング制御部から出力されるサブ選択信号を論理和する。

第２サブ遅延素子６２２，６２４，６２６は、前端のクリッピング制御部６７０またはサブクリッピング制御部６７５，６８０の選択部６２１またはサブ選択部６２３，６２５の出力を遅延させて出力する。サブ選択部６２３，６２５，６２７は、サブ論理和手段６４０，６４１の出力に応答し、第２サブ遅延素子６２２，６２４，６２６の出力及び「０」のうち一つを出力する。

サブ合算器６２９，６３１，６３３の出力が対応する臨界値Ｔ_２，Ｔ_３，Ｔ_４より大きければ、サブ選択信号は第１レベルで発生し、小さければ、第２レベルで発生し、前記サブ選択信号が第１レベルならば、対応するサブ選択部６２３，６２５，６２７及び前端の選択部６２１は「０」を出力し、サブ選択信号が第２レベルならば、前記サブ選択部６２３，６２５，６２７は、第２サブ遅延素子６２２，６２４，６２６の出力を出力する。

図６のノイズ除去回路６００は、１個のクリッピング制御部６７０と３個のサブクリッピング制御部６７５，６８０，６８５とを開示する。すなわち、４個の連続的なサンプルのうち最も大きいインパルスノイズを検出して修正できる。
しかし、本発明の実施形態によるノイズ除去回路６００のサブクリッピング制御部６７５，６８０，６８５の数が必ずしも３つに限定されるものではないことは、本発明の技術分野で当業者には明白である。望ましくは、臨界値Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３，Ｔ_４は、

の関係を有しうる。

図７は、図４及び図６のノイズ除去回路が一般的なＯＦＤＭ送信及び受信システムに装着された場合を説明するブロック図である。
図７を参照すれば、ＯＦＤＭ送信及び受信システム７００は、送信システム７１０と受信システム７２０とを備える。図４及び図６のノイズ除去回路４００，６００は、受信システム７２０のアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）の次に装着可能である。すなわち、図４及び図６のノイズ除去回路４００，６００に入力されるＭＣＭ信号サンプルＳ_ｋｉｎは、アナログデジタルコンバータから出力される信号でありうる。

以上、本発明の技術的思想を、主にハードウェア構成により説明したが、本発明の技術的思想は、デジタル信号プロセッサを使用してソフトウェアで実行可能であることは、当業者に明白である。

以上のように、図面と明細書とで最適の実施形態が開示された。ここで、特定の用語が使われたが、それらは単に本発明を説明するための目的で使われたものであり、意味限定や特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を制限するために使われたものではない。
従って、本技術分野の当業者ならば、それらから多様な変形及び均等な他実施形態が可能であるという点が理解できるであろう。従って、本発明の真の技術的保護範囲は、特許請求の範囲の思想により決まるものである。

本発明のＭＣＭ信号受信システムでのインパルスノイズ除去回路は、例えばデジタル伝送関連の技術分野に効果的に適用可能である。

時間領域クリッピングクリッピング法を説明するブロック図である。 「クリッピング及びゼロイング法」を説明する図である。 図２の「クリッピング及びゼロイング法」を実現するブロック図である。 本発明の実施形態によるノイズ除去回路を示す回路図である。 図４のノイズ除去回路で、ランク計算から排除されるサンプルを説明する図である。 本発明の他の実施形態によるノイズ除去回路を示す回路図である。 図４及び図６のノイズ除去回路が、一般的なＯＦＤＭ送信及び受信システムに装着される場合を説明するブロック図である。

符号の説明

４００ ノイズ除去回路
４０１〜４０３，４１０〜４１２ 遅延素子
４０４〜４０６，４２３，４１３〜４１５ 絶対値計算装置
４０７〜４０９，４１６〜４１８ 比較装置
４１９ 合算部
４２０ 臨界値比較部
４２１ 臨界値選択部
４２２ 復調器
４３０ ノイズ測定部
４４０ 遅延ライン
４５０ 絶対値計算部
４６０ 比較部
Ｓ_ｋ 現在ＭＣＭ信号サンプル
Ｓ_ｋｉｎ 入力されるＭＣＭ信号サンプル
Ｒ（Ｓ_ｋ） 現在ＭＣＭ信号サンプルのランク値

Claims (38)

1. 受信された多重搬送波変調信号のノイズ除去回路において、
   第１信号サンプルの絶対値と第２信号サンプルの絶対値のサイズを比較し、比較結果を合算して整数で表現されるランク値を発生するノイズ測定部を備えることを特徴とするノイズ除去回路。
2. 前記ランク値と臨界値とを比較して選択信号を発生する臨界値比較部と、
   前記選択信号に応答して出力信号を出力する選択部とを備えることを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去回路。
3. 前記選択信号は、
   前記ランク値が前記臨界値より大きければ第１レベルを有し、小さければ第２レベルを有することを特徴とする請求項２に記載のノイズ除去回路。
4. 前記出力信号は、
   前記選択信号が第１選択レベルならば、第１レベルとして出力され、前記選択信号が第２選択レベルならば、前記第１信号サンプルを出力することを特徴とする請求項２に記載のノイズ除去回路。
5. 前記第１レベルは、ローレベル（ロジック「０」）であることを特徴とする請求項４に記載のノイズ除去回路。
6. 前記出力信号は、
   前記第１信号サンプル及び第１レベルであることを特徴とする請求項２に記載のノイズ除去回路。
7. 前記第１レベルは、ローレベルであることを特徴とする請求項６に記載のノイズ除去回路。
8. 前記臨界値は、
   前記ノイズをクリッピングする基準になる値であることを特徴とする請求項２に記載のノイズ除去回路。
9. 前記第１信号サンプルは、
   多重搬送波変調信号であることを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去回路。
10. 前記多重搬送波変調信号は、
    直交周波数分割多重信号またはコード分割多重信号であることを特徴とする請求項８に記載のノイズ除去回路。
11. 前記第１信号サンプルは、
    前記第２信号サンプルのうち中間に発生したサンプルであることを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去回路。
12. 前記第２信号サンプルは、
    入力される信号サンプルを続けて遅延させて発生させることを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去回路。
13. 前記ノイズ測定部は、
    入力される信号サンプルを遅延させて出力し、直列連結される複数個の遅延素子を備え、前記遅延素子のうち中間位置の遅延素子の出力を前記第１信号サンプルとして出力する遅延ラインと、
    最初に入力される前記信号サンプル、前記第２信号サンプル及び前記第１信号サンプルの絶対値を出力する絶対値計算部と、
    前記第１信号サンプルの絶対値が比較される前記第２信号サンプルの絶対値より大きければ第１レベルを出力し、前記第１信号サンプルの絶対値が比較される前記第２信号サンプルの絶対値より大きくなければ第２レベルを出力する比較部と、
    前記比較部の出力を合算し、前記ランク値を出力する合算部とを備えることを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去回路。
14. 前記ランク値は、前記第１信号サンプルが発生する以前のＫ（自然数）個の遅延素子の出力と前記第１信号サンプルが発生した以後のＫ個の遅延素子の出力の絶対値とによって影響されないことを特徴とする請求項１３に記載のノイズ除去回路。
15. 前記ランク値は、第１レベルで発生する前記比較出力の数であることを特徴とする請求項１３に記載のノイズ除去回路。
16. 前記第１レベルは、ハイまたはローレベルのうちの一つであることを特徴とする請求項１３に記載のノイズ除去回路。
17. 前記第２レベルは、ハイまたはローレベルのうちの一つであることを特徴とする請求項１３に記載のノイズ除去回路。
18. 前記第１サンプル及び前記第２サンプルは、入力される信号サンプルを遅延させたことを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去回路。
19. 前記入力される信号サンプルは、基底帯域信号であることを特徴とする請求項１８に記載のノイズ除去回路。
20. 前記入力される信号サンプルは、アナログ−デジタルコンバータから受信されることを特徴とする請求項１８に記載のノイズ除去回路。
21. 前記入力される信号サンプルは、実数及び複素値のうちの一つであることを特徴とする請求項１８に記載のノイズ除去回路。
22. 受信された多重搬送波変調信号のノイズ除去回路において、
    入力される多重搬送波変調信号サンプルを続けて遅延させたサンプルの絶対値それぞれと現在多重搬送波変調信号サンプルの絶対値のサイズを比較し、比較結果を合算して整数で表現されるランク値を発生するノイズ測定部と、
    前記ランク値と臨界値とを比較し、前記ランク値が前記臨界値より小さければ前記現在多重搬送波変調信号サンプルを出力し、大きければ「０」を出力するクリッピング制御部と、
    前記クリッピング制御部に直列連結される複数個のサブクリッピング制御部であり、前端から出力される前記ランク値と前記ランク値を遅延させた値との和が対応する臨界値より小さければ、前端から出力される多重搬送波変調信号サンプルを出力し、大きければ「０」を出力する前記サブクリッピング制御部とを備えることを特徴とするノイズ除去回路。
23. 前記多重搬送波変調信号は、
    直交周波数分割多重信号またはコード分割多重信号であることを特徴とする請求項２２に記載のノイズ除去回路。
24. 前記現在多重搬送波変調信号サンプルは、
    入力される前記多重搬送波変調信号サンプルを続けて遅延させて発生させたサンプルのうち中間に発生したサンプルであることを特徴とする請求項２２に記載のノイズ除去回路。
25. 前記比較結果は、
    前記現在多重搬送波変調信号サンプルの絶対値が前記遅延されたサンプルの絶対値より大きければ「１」を出力し、小さければ「０」を出力し、
    前記臨界値は、
    前記ノイズをクリッピングする基準になる値であることを特徴とする請求項２２に記載のノイズ除去回路。
26. 前記クリッピング制御部は、
    前記ランク値と対応する前記臨界値を比較して選択信号を発生する臨界値比較部と、
    前記選択信号及び複数のサブ選択信号を論理和する論理和手段と、
    前記論理和手段の出力に応答し、前記現在多重搬送波変調信号サンプル及び「０」のうち一つを出力する選択部とを備え、
    前記ランク値が前記臨界値より大きければ前記選択信号は第１レベルで発生し、小さければ第２レベルで発生し、
    前記選択信号が第１レベルならば、前記選択部は「０」を出力し、前記選択信号が第２レベルならば、選択部は前記現在多重搬送波変調信号サンプルを出力することを特徴とする請求項２２に記載のノイズ除去回路。
27. 前記複数個のサブクリッピング制御部はそれぞれ、
    前端のランク値を遅延させる第１サブ遅延素子と、
    前端のクリッピング制御部またはサブクリッピング制御部から出力されるランク値と前記第１サブ遅延素子の出力とを合算するサブ合算器と、
    前記サブ合算器の出力と対応する臨界値とを比較して対応するサブ選択信号を発生するサブ臨界値比較部と、
    前記サブ選択信号及び次のサブクリッピング制御部から出力されるサブ選択信号を論理和するサブ論理和手段と、
    前端の前記クリッピング制御部またはサブクリッピング制御部の選択部またはサブ選択部の出力を遅延させて出力する第２サブ遅延素子と、
    前記サブ論理和手段の出力に応答し、前記第２サブ遅延素子の出力及び「０」のうち一つを出力する前記サブ選択部とを備え、
    前記サブ合算器出力が前記対応する臨界値より大きければ前記サブ選択信号は第１レベルで発生し、小さければ第２レベルで発生し、
    前記サブ選択信号が第１レベルならば、前記サブ選択部及び前端の選択部及びサブ選択部は「０」を出力し、前記サブ選択信号が第２レベルならば、前記サブ選択部は前記第２サブ遅延素子の出力を出力することを特徴とする請求項２２に記載のノイズ除去回路。
28. 前記ノイズ測定部は、
    入力される前記多重搬送波変調信号サンプルを遅延させて出力し、直列連結される複数個の遅延素子を備え、前記遅延素子のうち中間位置の遅延素子の出力を前記現在多重搬送波変調信号サンプルとして出力する遅延ラインと、
    最初に入力される前記多重搬送波変調信号サンプル、前記遅延素子の一部出力及び前記現在多重搬送波変調信号サンプルの絶対値を出力する絶対値計算部と、
    前記現在多重搬送波変調信号サンプルの絶対値と前記絶対値計算部の出力の大きさをそれぞれ比較する比較部と、
    前記比較部の出力を合算し、前記ランク値を出力する合算部とを備えることを特徴とする請求項２２に記載のノイズ除去回路。
29. 前記絶対値計算部は、
    前記現在多重搬送波変調信号サンプルが発生する以前のＫ個の遅延素子の出力と前記現在多重搬送波変調信号サンプルが発生した以後のＫ個の遅延素子の出力の絶対値を計算しないことを特徴とする請求項２８に記載のノイズ除去回路。
30. 前記複数個のサブクリッピング制御部は３つであり、
    前記入力される多重搬送波変調信号サンプルは、アナログ−デジタルコンバータから出力される実数値であるかまたは複素数値のベースバンド信号であることを特徴とする請求項２２に記載のノイズ除去回路。
31. インパルスノイズ減少法において、
    受信された信号を遅延させて複数個の遅延信号を発生するステップと、
    前記複数個の遅延された信号のそれぞれの絶対値を計算するステップと、
    前記複数個の遅延された信号のうち第１遅延信号の計算された絶対値と、前記複数個の遅延された信号のうち少なくとも１つの他の信号の計算された絶対値とを比較するステップと、
    前記比較に基づいて出力を決定するステップとを備えることを特徴とするインパルスノイズ減少法。
32. もし与えられた数の比較動作が、前記第１遅延信号が、前記他の複数個の遅延された信号と比較されたものより大きい計算された絶対値を有するならば、前記出力は、第１レベルであることを特徴とする請求項３１に記載のインパルスノイズ減少法。
33. もし与えられた数の比較動作が、前記第１遅延信号が、前記他の複数個の遅延された信号と比較されたものより大きい計算された絶対値を有さないならば、前記出力は、前記複数個の遅延信号のうち第１遅延信号であることを特徴とする請求項３１に記載のインパルスノイズ減少法。
34. 前記比較は、少なくとも１つの連続されて入力される信号の少なくとも１つの追加的な比較動作に影響を及ぼすことを特徴とする請求項３１に記載のインパルスノイズ減少法。
35. 前記出力は、少なくとも１つの連続されて入力される信号の少なくとも１つの速い比較動作にさらに基づくことを特徴とする請求項３１に記載のインパルスノイズ減少法。
36. 前記比較に基づいて少なくとも１つの信号部分をクリッピングするステップをさらに備えることを特徴とする請求項３５に記載のインパルスノイズ減少法。
37. 前記出力は、ランク値、前記第１遅延信号及び第１レベルを有する信号を備える信号のうち一つであることを特徴とする請求項３６に記載のインパルスノイズ減少法。
38. 請求項３１に記載の方法を行う回路。

Images