JP2006129663A - スピンドルモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 永久磁石モータに配置される回転位置センサを不用とした上で、３相ＰＷＭ信号によって正弦波状の電流をモータの巻線に通電することができるスピンドルモータ制御装置を提供する。
【解決手段】 永久磁石モータの３相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流からｄ軸電流とｑ軸電流とを演算し、永久磁石モータの電力Ｗｍに基づいてｄ軸電流指令Ｉdrを演算し、外部より与えられる電流指令ＳＩに基づいてｄ軸電流指令Ｉqrを演算する。また、ｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉdr及びＩqrとｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ及びＩｑとに基づいてｄ軸及びｑ軸電圧Ｖｄ及びＶｑを演算し、ｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ及びＩｑとｄ軸電圧Ｖｄとに基づいてｄ軸誘起電圧Ｅｄを演算すると、そのｄ軸誘起電圧Ｅｄに基づいてロータの角速度ωを決定し、その角速度からロータの回転位置Θを推定する。そして、ＰＷＭ信号形成手段２１は、ｄ軸及びｑ軸電圧Ｖｄ及びＶｑ並びに前記回転位置Θから３相のＰＷＭ信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを形成し、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに通電を行なう。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＤＶＤ、ＣＤ、ＨＤＤなどのディスク記録媒体を回転駆動するスピンドルモータ制御装置に関する。

近年、情報機器では記録媒体であるディスクを回転駆動し、信号を記録／読み出しするディスク記憶装置が使用されている。ディスクはスピンドルモータに固定されて高速回転される。小型化の目的でスピンドルモータとして永久磁石モータが一般的に使用されている。

従来例のスピンドルモータ制御装置について図１１を参照して説明する。スピンドルモータ制御装置８５において、スピンドルモータに取り付けられ抵抗７０を介して電源に接続され、抵抗７１を介してグランドに接続されているホ−ル素子Ｈｕ,Ｈｖ,Ｈｗの出力端子は、制御ＩＣ８４の入力端子に接続されている。ホ−ル素子Ｈｕ,Ｈｖ,Ｈｗの出力信号は、アンブ７２で増幅された後、アンプ７３により差動増幅が行われる。この際、ゲインは差動増幅器７５による電流指令ＳＩと基準電位７４の差動増幅結果と、差動増幅器７７による電流検出抵抗８２の出力と基準電位７６の差動増幅結果を合成した信号で決定される。

これらの信号は、ブレーキ指令ＳＢにより非反転／反転が制御される反転回路８６を介した後、三角波発生器７８の出力と夫々のコンパレータ７９で比較されてＰＷＭ信号に変換される。３相のＰＷＭ信号は、上側ゲートドライブ回路８０を介してＦＥＴ・Ｆｕ,Ｆｖ,ＦＷ、下側ゲートドライブ回路８１を介してＦＥＴ・Ｆｘ,Ｆｙ,Ｆｚのオンオフ信号として供給される。以って、モータの巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗには、ホ−ル素子波形が増幅されて擬似正弦波波形が形成されて、電流指令ＳＩによりデュ−ティ調整された３相ＰＷＭが供給され、モータが回転駆動される。

図１２にはタイミングチャ−トを示している。ホ−ル素子Ｈｕ,Ｈｖ,Ｈｗの出力信号に対して、モータの巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗには、正弦波状のＰＷＭ電圧Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗ（図ではアナログ的に破線で示す）が供給される。モータの巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗに流れる電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗは、電圧に対して遅れたものとなる。ブレーキ指令ＳＢが入力されることにより、反転された正弦波状のＰＷＭ電圧がモータに供給されてブレーキ力が発生する。
尚、以上のような構成と同様なものは、例えば特許文献１〜３などに開示されている。
再表０１／０３９３５８号公報 特開２００４−２４２４１７号公報 特開２００３−３３９１４３号公報

しかしながら、以上で説明したような構成のスピンドルモータ制御装置については小型化や低コスト化などが要求されているが、モータに取り付けられたホ−ル素子がその障害になっているという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、永久磁石モータに配置される回転位置センサを不用とした上で、３相ＰＷＭ信号によって正弦波状の電流をモータの巻線に通電することができるスピンドルモータ制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明のスピンドルモータ制御装置は、
永久磁石を有するロータと３相巻線を設けたステ−タとからなる永久磁石モータと、
前記３相巻線の電流を検出する電流検出手段と、
前記３相巻線の電流から、前記永久磁石モータの磁束軸方向成分電流（ｄ軸電流）と、これに直交するトルク軸方向成分電流（ｑ軸電流）とを演算する電流変換手段と、
前記永久磁石モータの電力を演算する電力演算手段と、
前記電力に基づいてｄ軸電流指令を演算するｄ軸電流指令形成手段と、
外部より与えられる電流指令に基づいてｑ軸電流指令を演算するｑ軸電流指令形成手段と、
前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流に基づいて、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧を演算する電圧演算手段と、
前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流、前記ｄ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧を演算する誘起電圧演算手段と、
前記ｄ軸誘起電圧に基づいて前記ロータの角速度を決定する角速度演算手段と、
前記角速度に基づいて前記ロータの回転位置を推定する位置推定手段と、
前記ｄ軸電圧及び前記ｑ軸電圧並びに前記回転位置から３相のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ信号形成手段と、
前記３相のＰＷＭ信号に基づいて、前記永久磁石モータの巻線に通電を行なう通電手段とを備えたことを特徴とする。

斯様に構成すれば、電流変換手段は、永久磁石モータの３相巻線電流から磁束軸方向成分であるｄ軸電流とトルク軸方向成分であるｑ軸電流とを演算し、ｄ軸電流指令形成手段は、永久磁石モータの電力に基づいてｄ軸電流指令を演算し、ｑ軸電流指令形成手段は、外部より与えられる電流指令に基づいてｄ軸電流指令を演算する。また、電圧演算手段は、ｄ軸及びｑ軸電流指令とｄ軸及びｑ軸電流とに基づいてｄ軸及びｑ軸電圧を演算する。
そして、誘起電圧演算手段がｄ軸及びｑ軸電流とｄ軸電圧とに基づいてｄ軸誘起電圧を演算すると、角速度演算手段は、そのｄ軸誘起電圧に基づいてロータの角速度を決定し、位置推定手段は、その角速度からロータの回転位置を推定する。更に、ＰＷＭ信号形成手段は、ｄ軸及びｑ軸電圧並びに前記回転位置から３相のＰＷＭ信号を形成し、通電手段は、３相ＰＷＭ信号に基づいて永久磁石モータの巻線に通電を行なう。

本発明によれば、回転位置センサを使用せずとも、永久磁石モータの巻線にＰＷＭ信号によって任意波形での通電を行うことができるので、スピンドルモータ制御装置を小型且つ低コストで構成することができる。

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例の構成について図１乃至図８を参照して説明する。図１は、スピンドルモータ制御装置１の構成を示す機能ブロック図である。図１において、例えばブラシレスＤＣモータなどで構成される永久磁石モータの３相巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗの内、巻線Ｌｕ,Ｌｖに対してシャント抵抗（電流検出手段）１１,１２が直列に挿入されており、それらのシャント抵抗１１,１２の両端は、電流検出回路（電流検出手段）１３,１４に夫々接続されている。

図２は、電流検出回路１３,１４の構成を示すものである。電流検出回路１３,１４は、オペアンプ６０,６１と抵抗及び基準電圧発生器６２によって構成されている。オペアンプ６０の周辺抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３,Ｒ４は同じ抵抗値であり、入力電圧ｘ，ｙの差電圧を、基準電圧Ｖｒを基準として出力する。オペアンプ６１は反転増幅器であり、オペアンプ６０の出力信号を、電圧Ｖｒを基準に増幅率Ｒｂ／Ｒａで増幅する。

ＡＤ変換回路１５は、電流検出回路１３,１４の出力信号をアナログ／デジタル変換すると、電流検出回路１３からの出力信号の変換結果をＩｕ、電流検出回路１４からの出力信号の変換結果をＩｖ、−Ｉｕ−ＩｖをＩｗとして出力する。また、ＡＤ変換回路１５は、３相ブリッジ接続された６個のＦＥＴ・Ｆｕ〜Ｆｗ，Ｆｘ〜Ｆｚよりなる通電手段（インバータ）８３に供給される電源電圧をもＡＤ変換しており、その電圧信号をＶdcとして出力している。

電流変換手段１６は、電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗ及び角度Θを受けて磁束軸方向成分電流Ｉｄと、磁束軸方向に直交するトルク軸方向成分電流Ｉｑを演算する。ｄ軸電流Ｉｄは、比較器（電圧演算手段）１７によりｄ軸電流指令Ｉdrと比較されてＰＩ制御器（電圧演算手段）１８に供給される。同じく、ｑ軸電流Ｉｑは比較器（電圧演算手段）１９によりｑ軸電流指令Ｉqrと比較されてＰＩ制御器（電圧演算手段）２０に供給される。ｄ軸電流指令Ｉdrは、電力演算手段２６により与えられる電力Ｗｍを受けてｄ軸電流指令形成手段２７により生成出力される。また、ｑ軸電流指令Ｉqrは、ｑ軸電流指令形成手段（振幅演算手段）２５によって生成出力される。そして、ＰＩ制御器１８,２０は、比較器１７，１９より出力される信号を比例・積分処理してｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを形成する。

ＰＷＭ信号形成手段２１は、電圧Ｖｄ,Ｖｑと角度Θとから所謂空間ベクトル法により３相電圧のＰＷＭ波形Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを形成するが、信号ＳＭにより２相変調信号パターンと３相変調信号パターンとが切り換えられるようになっている。ゲートドライブ回路８０,８１は、３相電圧のＰＷＭ波形Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを増幅して、通電手段８３の各ゲート端子に出力する。３相構成の通電手段８３の各相出力端子は、Ｕ，Ｖ相は前記シャント抵抗１１,１２を介して、Ｗ相は直接モータ巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗに夫々接続されている。

誘起電圧演算手段２２は、電流Ｉｄ,Ｉｑ及び電圧Ｖｄ,Ｖｑが与えられて生成した信号Ｅｄを角速度演算手段２３に出力する。そして、角速度演算手段２３は、その信号Ｅｄより角速度ωを演算し、角度演算手段（位置推定手段）２４は、角速度ωにより角度Θを生成出力する。同時に、例えば図示しない上位ＣＰＵに対し、モータ速度情報としての回転信号ＦＧを出力している。

スピンドルモータ制御装置１には、例えば上位ＣＰＵによってスタート／ストップ信号ＳＯと電流指令（トルク指令）ＳＩ及び低角速度指令ＳＦが与えられている。スタート／ストップ信号ＳＯは、モータ始動時のシーケンス制御を行う始動制御手段（低速回転制御手段）２８とモータブレーキ時のシーケンス制御を行うブレーキ制御手段２９に入力され、電流指令ＳＩはＡＤ変換回路３０を介してｑ軸電流指令形成手段２５に、低角速度指令ＳＦはＡＤ変換回路３１を介して始動制御手段２８に入力されている。即ち、スピンドルモータ制御装置１はセンサレスベクトル制御を行うように構成されている。

次に、本実施例の作用について図３乃至図８も参照して説明する。シャント抵抗１１,１２の両端電圧を受けた電流検出回路１３,１４により出力される信号ｚは（０）式のようになる。
ｚ＝（Ｒｂ／Ｒａ）（ｙ−ｘ）＋Ｖｒ ・・・（０）
従って、シャント抵抗１１,１２の夫々の両端電圧が電圧Ｖｒを基準に増幅されて、ＡＤ変換回路１５に供給される。ＡＤ変換回路１５は、電流検出回路１３側出力の変換結果をＩｕ、電流検出回路１４側出力の変換結果をＩｖ、−Ｉｕ−ＩｖをＩｗとして出力する。尚、ＡＤ変換回路１５は、通電オフ状態（基準電圧Ｖｒ）のＡＤ変換結果を記憶しており、これとの差としてＩｕ,Ｉｖを計算している。

電流変換手段１６は、（１）式，（２）式により磁束軸方向成分電流Ｉｄと、トルク軸方向成分電流Ｉｑを演算する。

比較器１７,１９及びＰＩ制御器１８,２０においては、（３）式によりｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑが形成される。

ここで、Ｋｐは比例ゲイン、ＫＩは積分ゲインである。

ＰＷＭ信号形成手段２１は、（４）式によりＶαとＶβを演算する。

ＰＷＭ信号形成手段２１では信号ＳＭによって２相変調出力パターンと３相変調出力パターンとが切り換えられるが、まず、２相変調が選択されている場合について説明する。ＰＷＭ信号形成手段２１は、電圧Ｖα,Ｖβを受けて図３に示すような６個のセクタに分類し夫々次の演算により信号波Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを形成する。ここで、Ｄ１,Ｄ２はオンオフ比率（デュ−ティ）を表す変数、Ｆはデュ−ティに換算するための定数である。

（１）電圧ベクトルＶがセクタ１に属する場合
電圧ベクトルＶ（Ｖα、Ｖβ）を、電圧ベクトルＶ１（１，０，０）の成分と電圧ベクトルＶ２（１，１，０）の成分とに分離して変数Ｄ１、Ｄ２を演算し、これに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖを決定する。セクタ１はＷ相の非スイッチング期間にあたるため、信号波Ｖｗはゼロとなる。ＰＷＭ信号形成手段２１は以下の（５）式を用いて演算を行う。

（２）電圧ベクトルＶがセクタ２に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ２、Ｖ３の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２を求め、これに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖを決定する。信号波Ｖｗはゼロとなる。演算は、以下の（６）式により行われる。

（３）電圧ベクトルＶがセクタ３に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ３、Ｖ４の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２を求め、これに基づいて信号波Ｖｖ、Ｖｗを決定する。信号波Ｖｕはゼロとなる。演算は、以下の（７）式により行われる。

（４）電圧ベクトルＶがセクタ４に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ４、Ｖ５の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２を求め、これに基づいて信号波Ｖｖ、Ｖｗを決定する。信号波Ｖｕはゼロとなる。演算は、以下の（８）式により行われる。

（５）電圧ベクトルＶがセクタ５に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ５、Ｖ６の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２を求め、これに基づいて信号波Ｖｗ、Ｖｕを決定する。信号波Ｖｖはゼロとなる。演算は、以下の（９）式により行われる。

（６）電圧ベクトルＶがセクタ６に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ６、Ｖ１の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２を求め、これに基づいて信号波Ｖｗ、Ｖｕを決定する。信号波Ｖｖはゼロとなる。演算は、以下の（１０）式により行われる。

電圧信号Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗは、ＰＷＭ信号に変換されて図４に示す信号がゲートドライブ回路８０,８１に出力される。これらは、Ｕ相とＶ相及びＵＶ間の波形を示した図４で分かるように、スイッチングしない期間が各相１２０度づつある信号でスイッチング損失は２ア−ム分で回路損失は比較的少ないが、スイッチング期間と非スイッチング期間が混在するために正弦波精度は比較的悪い。

次に、信号ＳＭにより３相変調が選択されている場合を説明する。次の演算により信号波Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを形成する。
（１）電圧ベクトルＶがセクタ１に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２を求め、さらに零ベクトルに対応した変数Ｄ０を求め、これらに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する。零ベクトルの発生時間に相当するＤ０は２分割され、ＰＷＭ周期における電圧ベクトルは、例えばＶ０（０，０，０）、Ｖ１（１，０，０）、Ｖ２（１，１，０）、Ｖ７（１，１，１）の順に切り替えられる。演算は、以下の（１１）式により行われる。

（２）電圧ベクトルＶがセクタ２に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ２、Ｖ３の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２、Ｄ０を求め、これらに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する。演算は、以下の（１２）式により行われる。

（３）電圧ベクトルＶがセクタ３に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ３、Ｖ４の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２、Ｄ０を求め、これらに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する。演算は、以下の（１３）式により行われる。

（４）電圧ベクトルＶがセクタ４に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ４、Ｖ５の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２、Ｄ０を求め、これらに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する。演算は、以下の（１４）式により行われる。

（５）電圧ベクトルＶがセクタ５に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ５、Ｖ６の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２、Ｄ０を求め、これらに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する。演算は、以下の（１５）式により行われる。

（６）電圧ベクトルＶがセクタ６に属する場合
電圧ベクトルＶを、電圧ベクトルＶ６、Ｖ１の成分に分離して変数Ｄ１、Ｄ２、Ｄ０を求め、これらに基づいて信号波Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する。演算は、以下の（１６）式により行われる。

電圧信号Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗは、ＰＷＭ信号に変換されて図５に示す信号がゲートドライブ回路８０,８１に出力される。これらは、Ｕ相とＶ相及びＵＶ間の波形を示した図５で分かるように、非スイッチング期間が無いので回路損失は比較的多いが、正弦波精度は高い。
ゲートドライブ回路８０,８１は、３相電圧のＰＷＭ波形Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを増幅して、通電手段８３の各ゲート端子にオンオフ信号を供給し、モータ巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗに対して正弦波ＰＷＭ電圧を発生させる。以って、モータ巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗには正弦波電流が流れモータが回転駆動されると同時に、その電流はｄ軸電流指令Ｉdr及びｑ軸電流指令Ｉqrに追従する。

次に、回転位置センサを使用することなくモータの回転角度を推定する動作について説明する。誘起電圧演算手段２２は、ｄ軸誘起電圧を（１７）式で演算する。
Ｅｄ＝Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ+ωＬ・Ｉｑ ・・・（１７）
ここでＲ及びＬはモータの定数である。回路上のｄｑ軸とモータのｄｑ軸が合致している場合には、ｄ軸誘起電圧Ｅｄはゼロになる筈であり、電圧Ｅｄがゼロで無い場合には軸が合致していないことを示している。電圧Ｅｄが正の場合はモータのｄｑ軸に対して回路上のｄｑ軸が進み位相、電圧Ｅｄが負の場合にはモータのｄｑ軸に対して回路上のｄｑ軸が遅れ位相となることから、角速度演算手段２３は（１８）式により角速度ωを算出する。
ω＝ωo−Ｋ・Ｅｄ ・・・（１８）
ここでＫはゲイン定数である。角度演算手段２４は角速度ωを積分することで角度Θを求めている。これらの処理が繰り返されることにより、回路上のｄｑ軸とモータのｄｑ軸が合致するように、角速度ω及び角度Θが演算される。

次にｑ軸の電流指令の形成動作について説明する。電流指令ＳＩは、ＡＤ変換回路３０を介してｑ軸電流指令形成手段２５に入力されている。ｑ軸電流指令形成手段２５は、基本的に電流指令ＳＩに応じてｑ軸電流指令Ｉqrを設定して正負の値を出力するが、出力電圧のオーバーフロー条件でｑ軸電流指令Ｉqrにリミットを掛ける。まず、（１９）式により出力電圧Ｖout（出力線間電圧の振幅）を計算する。

そして、図６に示す関係で電流指令ＳＩからｑ軸電流指令Ｉqrを形成する。図６は、ＳＩが正の場合を示しているが、負の場合も同様である。即ち、（２０）式となる。
Ｖout＜０.９５・Ｖdc Ｉqr＝ＳＩ
０.９５・Ｖdc≦Ｖout＜Ｖdc Ｉqr＝２０・ＳＩ・（Ｖdc−Ｖout）／Ｖdc
Ｖdc≦Ｖout Ｉqr＝０
・・・（２０）
これにより、電源電圧Ｖdcと出力電圧Ｖoutを常に監視して、オーバーフロー（Ｖdc≦Ｖout）しないようにｑ軸電流指令Ｉqrを制限するので、オーバーフローによる電圧Ｖoutの歪を原因とする電流波形の乱れは発生しない。この動作により、通常は電流指令ＳＩに依存してモータのｑ軸電流が制御される。

次に、ｄ軸電流指令Ｉdrの形成動作について説明する。電力演算手段２６においては、（２１）式により電力Ｗｍを計算する。
Ｗｍ＝３・（Ｖｄ・Ｉｄ＋Ｖｑ・Ｉｑ）／２ ・・・（２１）
この電力Ｗｍは通常正の値であるが、電流指令ＳＩが負となりモータの回転にブレーキをかける時には負の値をとることがある。ｄ軸電流指令形成手段２７は、電力Ｗｍを受けて（２２）式でｄ軸電流指令Ｉdrを求める。
Ｉdr＝Ｉdr＋Ｋｗ・Ｗｍ ・・・（２２）
但し、Ｉdr≦０
よって、電力Ｗｍが正の場合、ｄ軸電流指令Ｉdrはゼロを維持し、電力Ｗｍが負になったときにｄ軸電流指令Ｉdrは負方向に変化する。その後に電力Ｗｍが正に戻ったときにはｄ軸電流指令Ｉdrもゼロ方向に変化する。この動作によりｄ軸電流が制御されるが、ｄ軸電流はトルクに寄与しない電流であり、巻線抵抗での熱を発生させる効果がある。電力が負となったとき、即ち、モータの回転にブレーキをかけた場合に発生した電圧が、通電手段８３を介して電源側に回生する状態となったときにｄ軸電流を増加させれば、巻線での発熱により電力を消費して、回生状態を回避することが出来る。

次に、始動制御手段２８の作用について図７のフローチャートを参照して説明する。始動制御手段２８は、スタート／ストップ信号ＳＯがストップからスタートに変化したときに処理を開始し、これまでに説明した各手段に働きかけて各変数を制御する。
（１）位置決め段階
最初はロータの位置決めを行う。この位置決め段階では、ｄ軸電流指令形成手段２７に働きかけて電流指令Ｉdrをゼロから電流指令ＳＩに増加させると共に、角速度演算手段２３の出力ωをゼロ、角度演算手段２４の出力Θをゼロに初期化する。ｑ軸電流指令形成手段２５によるＩqrはゼロに初期化されている。これによりモータに所定の通電が成されてロータは所定の位置に停止する。この際の通電は信号ＳＭにより３相変調に設定する。この位置決め段階は所定時間で終了して次の強制回転段階に移行する。

（２）強制回転段階
次の強制回転段階では、角速度演算手段２３の出力ωを増加させることで、角度演算手段２４の出力Θも変化してモータは回転を始める。この際、角速度ωの増加は例えば（２３）式により行われる。尚、Ｋｙは定数である。
ω＝ω＋Ｋｙ・ＳＩ ・・・（２３）
つまり、電流指令ＳＩが小さいときには加速が遅く、大きいときには急加速となるように制御している。角速度ωは低角速度指令ＳＦにより制限されており、ＳＦより大きくはならない。従って、低角速度指令ＳＦが所定値ωｓ未満の場合は、ＳＦの角速度で強制回転を継続する。モータにおいて発生する誘起電圧が小さい低角速度の範囲では、低角速度指令ＳＦに応じて回転する。

低角速度指令ＳＦの値が所定値ωｓ以上の場合について引き続き説明する。角速度ωｓはモータにおいて誘起電圧が十分に発生する角速度であり、誘起電圧演算手段２２においてｄ軸誘起電圧Ｅｄの演算が可能となる。角速度ωが所定値ωｓに達したときに次の切換段階に移行する。
（３）切換段階
切換段階では、ｄ軸電流指令Ｉdrを電流指令ＳＩからゼロに、ｑ軸電流指令Ｉqrをゼロから電流指令ＳＩに角速度ωｓで変化させる（（２４）式）。同時に、角速度演算手段２３の出力ωをゼロとして、角度演算手段２４の出力Θの変化を停止させる。
Ｉdr＝ＳＩ・ｃｏｓ（ωｓ・ｔ）
Ｉqr＝ＳＩ・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ） ・・・（２４）
この切換段階では、更に、誘起電圧演算手段２２のｄ軸誘起電圧Ｅｄを監視している。上記の電流の変化によってｄ軸誘起電圧Ｅｄはプラスからマイナス方向に変化する。ｄ軸誘起電圧Ｅｄがゼロになった時点で、角速度演算手段２３の前記した演算結果を採用して角速度ωとする。以降、角速度ωはｄ軸誘起電圧Ｅｄに応じて増加するクローズループ状態となり、次の定常段階に移行する。

（４）定常段階
定常段階では、ｄ軸電流指令Ｉdrはゼロ、ｑ軸電流指令Ｉqrは電流指令ＳＩに応じる。この際、モータの回転数が所定回転数を越えたときには、信号ＳＭを２相変調側に設定する。以上により、センサレス方式でありながら、電流指令に追従した正弦波電流の始動が可能である。この状態は、スタート／ストップ信号ＳＯがストップに変化するまで継続される。

次に、ブレーキ制御手段２９について図８のフローチャ−トを参照して説明する。ブレーキ制御手段２９は、スタート／ストップ信号ＳＯがスタートからストップに変化したときに処理を開始し、各手段に働きかけて各変数を制御する。ブレーキが必要とされるときには、上位ＣＰＵからスピンドルモータ制御装置１に対して、例えばスタート／ストップ信号ＳＯをストップとすると同時に、負の電流指令ＳＩが入力される。

（１）短絡ブレーキ段階
短絡ブレーキ段階では、信号ＳＭを２相変調側に設定すると同時に、ＰＩ制御器１８,２０に働きかけて電圧Ｖｄ,Ｖｑをゼロにする。これにより、ＰＷＭ信号形成手段２１の出力は３相共「ロー」となって、通電手段８３の下側ＦＥＴ・Ｆｘ,Ｆｙ,Ｆｚがオンする。以って巻線Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗは下側ＦＥＴ・Ｆｘ,Ｆｙ,Ｆｚを介して短絡状態となり、ブレーキ力が発生する。この短絡ブレーキ段階は、所定回転数以上の場合または所定時間以内で継続され、この条件から外れたときに次の回生ブレーキ段階に移行する。

（２）回生ブレーキ段階
回生ブレーキ段階では、負の電流指令ＳＩからｑ軸電流指令形成手段２５を介して負のｑ軸電流指令Ｉqrが形成され、電流制御ループによりモータのｑ軸電流が制御される。これと同時に、電力演算手段２６により電力が演算されて、負の場合にはｄ軸電流指令形成手段２７により負のｄ軸電流指令Ｉdrが形成される。以上により、電力が負にならないように制御されたブレーキ動作が行われる。また、ブレーキ力は電流指令ＳＩに依存する。信号ＳＭは、回転数に応じて２相変調／３相変調が切替え設定される。回生ブレーキ段階によりモータは減速されるが、低速回転では誘起電圧の検出によるモータ回転角の推定に限界が生じる。即ち、所定回転数ωｓ以下になった場合は回生ブレーキ段階が継続できなくなるために、次の位置決め段階に移行する。

（３）位置決め段階
位置決め段階では、角速度演算手段２３の出力ωをゼロとすることで角度演算手段２４の出力Θを固定する。これと同時に、ｄ軸電流指令形成手段２７に働きかけて電流指令Ｉdrをゼロから電流指令ＳＩの絶対値に増加させると共に、ｑ軸電流指令形成手段２５によるＩqrはゼロにする。すると位置決めのトルクが発生してモータは停止する。この位置決め段階は所定時間継続後に終了する。

以上のように本実施例によれば、電流変換手段１６は、永久磁石モータの３相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流から磁束軸方向成分であるｄ軸電流とトルク軸方向成分であるｑ軸電流とを演算し、ｄ軸電流指令形成手段２５は、永久磁石モータの電力Ｗｍに基づいてｄ軸電流指令Ｉdrを演算し、ｑ軸電流指令形成手段２５は、外部より与えられる電流指令ＳＩに基づいてｄ軸電流指令Ｉqrを演算する。また、ＰＩ制御器１８及び１９は、ｄ軸及びｑ軸電流指令Ｉdr及びＩqrとｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ及びＩｑとに基づいてｄ軸及びｑ軸電圧Ｖｄ及びＶｑを演算する。

そして、誘起電圧演算手段２２がｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ及びＩｑとｄ軸電圧Ｖｄとに基づいてｄ軸誘起電圧Ｅｄを演算すると、角速度演算手段２３は、そのｄ軸誘起電圧Ｅｄに基づいてロータの角速度ωを決定し、角度演算手段２４は、その角速度からロータの回転位置Θを推定する。更に、ＰＷＭ信号形成手段２１は、ｄ軸及びｑ軸電圧Ｖｄ及びＶｑ並びに前記回転位置Θから３相のＰＷＭ信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを形成し、通電手段８３は、３相ＰＷＭ信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて永久磁石モータの巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに通電を行なうようにした。
従って、センサレス方式により永久磁石モータに正弦波通電を実行できるので、低コストで高効率のスピンドルモータ駆動を行うことができる。また、ベクトル制御によりモータ電流をｄ／ｑ軸に分離し、加速中にはトルクの発生に寄与しないｄ軸電流Ｉｄをゼロに制御するので、電圧制御の場合と比較して加速能力を最大化できる。

また、始動制御手段２８は、通電手段８３を制御することでモータの位置決めを行うと、強制転流によりモータの始動を開始させ、強制転流から３相ＰＷＭ信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づく通電に切り換えることで始動制御を行うので、センサレス方式でも安定して始動を行うことができる。そして、強制回転中の加速度を電流指令ＳＩの関数として制御するので、幅広い電流指令に対応した始動が可能である。更に、始動制御手段２８は、外部からの低速指令ＳＦを受けた場合に、強制転流で角速度ωを制御して低速回転を行うので、センサレスベクトル制御方式であっても低角速度領域での回転が可能となり、ＤＶＤ、ＣＤ、ＨＤＤなどの複数のディスク記録媒体を回転駆動できる。

また、ブレーキ制御手段２９は、永久磁石モータの回転にブレーキをかける場合に、所定時間若しくは所定回転数以上で短絡ブレーキを行った後、外部より与えられる負の電流指令ＳＩに対応して巻線に通電を行い位置決めを行うように制御するので、センサレス方式でも安定した停止動作が実現できる。そして、ｄ軸電流指令形成手段２７は、モータにブレーキを作用させる場合にｄ軸電流指令Ｉdrを出力してモータ電力を制御するようにした。即ち、従来構成では、ブレーキ時に発生する回生電力によって電源電圧が上昇し、制御ＩＣが破壊されてしまうおそれがあったが、本発明によれば回生電力による電源電圧の上昇を抑制することができる。

また、ＰＷＭ信号形成手段２１は、２相変調及び３相変調に応じた出力波形を選択可能であり、永久磁石モータの低速回転領域で３相変調を選択し、高速回転領域で２相変調を選択するので、低角速度領域では波形精度を重視して３相変調を行い、高角速度領域では２相変調を行うことでスイッチング損失を低減して発熱を抑制できる。加えて、ｑ軸電流指令形成手段２５は、出力電圧振幅Ｖoutを演算し、電源電圧Ｖdcとの比較結果に応じてｑ軸電流指令Ｉqrを制限するので、出力電圧のオーバーフローを防止して正弦波電流の歪による振動を抑制することができる。

（第２実施例）
図９は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例のスピンドルモータ制御装置４０は、スピンドルモータ制御装置１の内、図９の破線で囲んだ部分を例えばマイクロコンピュ−タ４１などの演算器を用いて構成し、ベクトル制御演算を、ＰＷＭ周期またはその整数倍の周期で実行するように構成したものである。

（第３実施例）
図１０は本発明の第３実施例を示すものである。第３実施例のスピンドルモータ制御装置４２は、図１０の破線で囲んだ部分をマイクロコンピュータ４３などにより構成してソフトウエアで演算処理を行なう。そして、第１実施例におけるＰＷＭ信号形成手段２１に相当する部分は、ＰＷＭ信号形成手段５１と電圧変換手段５２とに置き換えられている。
マイクロコンピュータ４３の電圧演算手段５２は、電圧Ｖｄ,Ｖｑを受けて（２５）式により、電圧の振幅Ｖampと位相Ｖphsとを出力する。

そして、角度演算手段２４はハード処理化されており、角度Θを出力している。同じくハ−ド処理化されているＰＷＭ信号形成手段５１は、２相変調／３相変調の３相波形をＲＯＭテ−ブルで保有しており、（Θ＋Ｖphs）をアドレスとして読み出す。読み出した３相デ−タに電圧振幅Ｖampを乗算した後、ＰＷＭ信号に変換して出力する。

角度演算手段２４及びＰＷＭ信号形成手段５１は、演算処理をＰＷＭ周期またはその整数倍の周期で実行し、マイクロコンピュータ４３におけるソフトウエア処理は、それよりも長い周期で実行される。以上のように構成された第３実施例によれば、能力の低いマイクロコンピュータを使用することができ、低コストのスピンドルモータ制御装置４２を実現できる。

本発明は上記し又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形が可能である。
３相巻線のうち２相のみにシャント抵抗を配置したが、３相バランスを取るために３相全ての巻線にシャント抵抗を配置することが望ましい。
必ずしも回転速度に応じて２相変調と３相変調とを切替える必要はなく、全ての回転速度に亘って３相変調のみを行っても良い。
モータを始動させる場合のシーケンスは図７に示すものに限らない。例えば、（３）の切換段階を省略しても良い。

また、始動シーケンスの（２）強制回転段階においては、必ずしも加速率をｑ軸電流指令Ｉqrに応じて変化させる必要はなく、加速率を一定に設定しても良い。
低速回転制御手段は、個別の設計に応じて低速回転を行う必要がある場合に設ければ良い。
ｑ軸電流指令Ｉqrを、出力電圧振幅Ｖoutと電源電圧Ｖdcとの比較結果に応じて制限する処理も、必要に応じて行えば良い。
また、回転中のモータにブレーキをかけて停止させる場合のシーケンスは図８に示すものに限らない。例えば、（１）の短絡ブレーキ段階、または（２）の回生ブレーキ段階を省略しても良い。

本発明の第１実施例であり、スピンドルモータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 電流検出回路の構成を示す図 電圧ベクトルのベクトル図 ２相変調を用いた場合の波形図 ３相変調を用いた場合の波形図 出力電圧Ｖoutとｑ軸電流指令Ｉqrとの関係を示す図 始動制御手段によるモータの始動シーケンスを示すフローチャート ブレーキ制御手段によるモータの制動シーケンスを示すフローチャート 本発明の第２実施例を示す図１相当図 本発明の第３実施例を示す図１相当図 従来技術を示す図１相当図 位置センサ信号及び出力電流，出力電圧波形を示す図

符号の説明

図面中、１はスピンドルモータ制御装置、Ｌｕ,Ｌｖ,Ｌｗは巻線、１１,１２はシャント抵抗（電流検出手段）、１３,１４は電流検出回路（電流検出手段）、１６は電流変換手段、１７は比較器（電圧演算手段）、１８はＰＩ制御器（電圧演算手段）、１９は比較器（電圧演算手段）、２０はＰＩ制御器（電圧演算手段）、２１はＰＷＭ信号形成手段、２２は誘起電圧演算手段、２３は角速度演算手段、２４は角度演算手段（位置推定手段）、２５はｑ軸電流指令形成手段（振幅演算手段）、２６は電力演算手段、２７はｄ軸電流指令形成手段、４０スピンドルモータ制御装置、４１はマイクロコンピュータ、４２スピンドルモータ制御装置、４３はマイクロコンピュータ、５１はＰＷＭ信号形成手段、５２は電圧変換手段、８３は通電手段である。

Claims (8)

1. 永久磁石を有するロータと３相巻線を設けたステ−タとからなる永久磁石モータと、
   前記３相巻線の電流を検出する電流検出手段と、
   前記３相巻線の電流から、前記永久磁石モータの磁束軸方向成分電流（ｄ軸電流）と、これに直交するトルク軸方向成分電流（ｑ軸電流）とを演算する電流変換手段と、
   前記永久磁石モータの電力を演算する電力演算手段と、
   前記電力に基づいてｄ軸電流指令を演算するｄ軸電流指令形成手段と、
   外部より与えられる電流指令に基づいてｑ軸電流指令を演算するｑ軸電流指令形成手段と、
   前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流に基づいて、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧を演算する電圧演算手段と、
   前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流、前記ｄ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧を演算する誘起電圧演算手段と、
   前記ｄ軸誘起電圧に基づいて前記ロータの角速度を決定する角速度演算手段と、
   前記角速度に基づいて前記ロータの回転位置を推定する位置推定手段と、
   前記ｄ軸電圧及び前記ｑ軸電圧並びに前記回転位置から３相のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ信号形成手段と、
   前記３相のＰＷＭ信号に基づいて、前記永久磁石モータの巻線に通電を行なう通電手段とを備えたことを特徴とするスピンドルモータ制御装置。
2. 前記通電手段を制御することで、前記永久磁石モータの位置決めを行うと、強制転流により前記永久磁石モータの始動を開始させ、前記強制転流から前記３相ＰＷＭ信号に基づく通電に切り換えることで始動制御を行う始動制御手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載のスピンドルモータ制御装置。
3. 前記始動制御手段は、前記強制転流期間における加速率を、前記ｑ軸電流指令に対応して変化させることを特徴とする請求項２記載のスピンドルモータ制御装置。
4. 前記永久磁石モータの回転にブレーキをかける場合に、短絡ブレーキを行った後、外部より与えられる負の電流指令に対応して前記３相巻線に通電を行い位置決めを行うように制御するブレーキ制御手段を有する請求項１乃至３の何れかに記載のスピンドルモータ制御装置。
5. 前記ブレーキ制御手段は、所定時間若しくは所定回転数以上で短絡ブレーキを行い、所定回転数以下で位置決めを行うように構成されていることを特徴とする請求項４記載のスピンドルモータ制御装置。
6. 外部からの低速指令を受けた場合に、強制転流で角速度を制御して低速回転を行う低速回転制御手段を有することを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のスピンドルモータ制御装置。
7. 前記ＰＷＭ信号形成手段は、２相変調及び３相変調に応じた出力波形を選択可能であり、前記永久磁石モータの低速回転領域で３相変調を選択し、前記永久磁石モータの高速回転領域で２相変調を選択することを特徴とする。請求項１乃至６の何れかに記載のスピンドルモータ制御装置。
8. 前記ｑ軸電流指令形成手段は、出力電圧の振幅を演算する振幅演算手段を備え、電源電圧との比較結果に応じて前記ｑ軸電流指令を制限することを特徴とする請求項１乃至７の何れかに記載のスピンドルモータ制御装置。

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