JP2006109232A - 同軸共振器型帯域通過フィルタ - Google Patents
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Abstract
【課題】 同軸共振器型帯域通過フィルタにおいて、従来のものよりも、通過帯域内の振幅偏差を少なくする。
【解決手段】 ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の無負荷Ｑｕ（ｉ）とするとき、Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜・・・＜Ｑｕ（ｎ／２）、Ｑｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑｕ（ｎ）を満足する。あるいは、ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体の直径をｄ（ｉ）、Ｃを定数とするとき、ｄ（ｉ）＝Ｓ（ｉ）／Ｃ、Ｓ（１）＜Ｓ（２）＜・・・＜Ｓ（ｎ／２）、Ｓ（ｎ／２＋１）＞Ｓ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｓ（ｎ）を満足する。
【選択図】 図３
【解決手段】 ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の無負荷Ｑｕ（ｉ）とするとき、Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜・・・＜Ｑｕ（ｎ／２）、Ｑｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑｕ（ｎ）を満足する。あるいは、ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体の直径をｄ（ｉ）、Ｃを定数とするとき、ｄ（ｉ）＝Ｓ（ｉ）／Ｃ、Ｓ（１）＜Ｓ（２）＜・・・＜Ｓ（ｎ／２）、Ｓ（ｎ／２＋１）＞Ｓ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｓ（ｎ）を満足する。
【選択図】 図３
Description
本発明は、同軸共振器型帯域通過フィルタに係り、特に、通過帯域内の振幅偏差を少なくした同軸共振器型帯域通過フィルタに関する。
テレビジョン放送の放送設備、あるいは無線通信の通信設備では、送信電力、受信電力より目的とする信号以外の信号、またはノイズの除去、送信電力の合波、受信電力の分波などの帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと称する。）が使用される。
このＢＰＦとして、同軸共振器を用いた同軸共振器型ＢＰＦ、例えば、４次同軸共振器型ＢＰＦ、有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦ、６次同軸共振器型ＢＰＦ、有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦが使用されている。
このＢＰＦとして、同軸共振器を用いた同軸共振器型ＢＰＦ、例えば、４次同軸共振器型ＢＰＦ、有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦ、６次同軸共振器型ＢＰＦ、有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦが使用されている。
なお、本願発明に関連する先行技術文献としては以下のものがある。
特開２０００−２２４０２号公報
無線通信、テレビジョン放送では、多値デジタル変調方式のＷ−ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ変調方式が使用されている。
このような変調方式による変調波を通過させるＢＰＦでは、通過帯域の振幅偏差が大きいと、ビット誤りを発生させることになる。
しかしながら、前述の各同軸共振器型ＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差が大きく、前述したような変調方式による変調波を通過させるＢＰＦには適していないという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、同軸共振器型帯域通過フィルタにおいて、従来のものよりも、通過帯域内の振幅偏差を少なくすることが可能となる技術を提供することにある。
このような変調方式による変調波を通過させるＢＰＦでは、通過帯域の振幅偏差が大きいと、ビット誤りを発生させることになる。
しかしながら、前述の各同軸共振器型ＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差が大きく、前述したような変調方式による変調波を通過させるＢＰＦには適していないという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、同軸共振器型帯域通過フィルタにおいて、従来のものよりも、通過帯域内の振幅偏差を少なくすることが可能となる技術を提供することにある。
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
前述の目的を達成するために、本発明は、ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の無負荷Ｑｕ（ｉ）とするとき、Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜・・・＜Ｑｕ（ｎ／２）、Ｑｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑｕ（ｎ）を満足することを特徴とする。
また、本発明は、ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体の直径をｄ（ｉ）、Ｃを定数とするとき、ｄ（ｉ）＝Ｓ（ｉ）／Ｃ、Ｓ（１）＜Ｓ（２）＜・・・＜Ｓ（ｎ／２）、Ｓ（ｎ／２＋１）＞Ｓ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｓ（ｎ）を満足することを特徴とする。
前述の目的を達成するために、本発明は、ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の無負荷Ｑｕ（ｉ）とするとき、Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜・・・＜Ｑｕ（ｎ／２）、Ｑｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑｕ（ｎ）を満足することを特徴とする。
また、本発明は、ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体の直径をｄ（ｉ）、Ｃを定数とするとき、ｄ（ｉ）＝Ｓ（ｉ）／Ｃ、Ｓ（１）＜Ｓ（２）＜・・・＜Ｓ（ｎ／２）、Ｓ（ｎ／２＋１）＞Ｓ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｓ（ｎ）を満足することを特徴とする。
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明によれば、同軸共振器型帯域通過フィルタにおいて、従来のものよりも、通過帯域内の振幅偏差を少なくすることが可能となる。
本発明によれば、同軸共振器型帯域通過フィルタにおいて、従来のものよりも、通過帯域内の振幅偏差を少なくすることが可能となる。
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、同軸共振器を説明するための模式図であり、同図（ａ）は正面から見た図、同図（ｂ）は上から見た図である。図１において、１は内部導体、２は筐体である。なお、筐体２は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図１では単なる線で表している。
一般的に、同軸共振器の共振長（即ち、内部導体１の長さ）Ｌは、λｏ／４に設定される。ここで、λｏは、同軸共振器の使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長である。
今、共振長（Ｌ）が、Ｌ≒λｏ／４の場合に、同軸共振器の筐体２の一辺の長さ（Ｓ）と、内部導体１の直径（ｄ）との比は、約３（Ｓ／ｄ≒３）とされる。
このような条件を満たす同軸共振器の無負荷Ｑ（Ｑｕ）は、下記（１）式で求められる。
［数１］
Ｑｕ≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz) ・・・・・・・・・・・・・・・ （１）
ここで、ｆｏは、同軸共振器の使用中心周波数である。
図１に示す同軸共振器は、図２に示すような等価回路で表される。なお、図２（ａ）は、並列共振回路で表現した場合の等価回路、図２（ｂ）は直列共振回路で表現した場合の等価回路である。
一方、共振回路の総合伝送損失特性関数（Ｌｉ）は、下記（２）式で求められる。
［数２］
Ｌｉ＝１０ｌｏｇ｛１＋〔ＱＬ／（ＱＬ−Ｑｕ）〕２＋ｘ２｝ ・・・・・・ （２）
ここで、ｘ＝ＱＬ（ｆ／ｆｏ−ｆｏ／ｆ）、また、ＱＬは負荷Ｑ、ｆｏは、共振器の使用中心周波数、ｆは任意の周波数である。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、同軸共振器を説明するための模式図であり、同図（ａ）は正面から見た図、同図（ｂ）は上から見た図である。図１において、１は内部導体、２は筐体である。なお、筐体２は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図１では単なる線で表している。
一般的に、同軸共振器の共振長（即ち、内部導体１の長さ）Ｌは、λｏ／４に設定される。ここで、λｏは、同軸共振器の使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長である。
今、共振長（Ｌ）が、Ｌ≒λｏ／４の場合に、同軸共振器の筐体２の一辺の長さ（Ｓ）と、内部導体１の直径（ｄ）との比は、約３（Ｓ／ｄ≒３）とされる。
このような条件を満たす同軸共振器の無負荷Ｑ（Ｑｕ）は、下記（１）式で求められる。
［数１］
Ｑｕ≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz) ・・・・・・・・・・・・・・・ （１）
ここで、ｆｏは、同軸共振器の使用中心周波数である。
図１に示す同軸共振器は、図２に示すような等価回路で表される。なお、図２（ａ）は、並列共振回路で表現した場合の等価回路、図２（ｂ）は直列共振回路で表現した場合の等価回路である。
一方、共振回路の総合伝送損失特性関数（Ｌｉ）は、下記（２）式で求められる。
［数２］
Ｌｉ＝１０ｌｏｇ｛１＋〔ＱＬ／（ＱＬ−Ｑｕ）〕２＋ｘ２｝ ・・・・・・ （２）
ここで、ｘ＝ＱＬ（ｆ／ｆｏ−ｆｏ／ｆ）、また、ＱＬは負荷Ｑ、ｆｏは、共振器の使用中心周波数、ｆは任意の周波数である。
図３は、本発明の実施例の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。なお、図３、および後述する図４、図１０、図１１、図１３、図１４、図１６、図１７は、同軸共振器型ＢＰＦの内部を上から見た図である。
図３において、１０は外部導体、１１は隔壁、１５は入力（または出力）端子、１６は出力（または入力）端子、Ｒ１〜Ｒ６は、共振長がλ／４の同軸共振器、１ａ〜１ｆは内部導体である。なお、外部導体１０、隔壁１１は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図３、および後述する図４、図１０、図１１、図１３、図１４、図１６、図１７では単なる線で表している。
ここで、外部導体１０と、隔壁１１とは、各同軸共振器の筐体を構成する。また、入力端子１５、および出力端子１６は、それぞれ、例えば、同軸接栓より成り、各同軸接栓を形成する外部導体が、共振器を構成する外部導体１０に接続される。
図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦでは、入力端子１５と出力端子１６との間に、１番目から６番目の順番に、６個の同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ６）がコの字状に配置され、図３のＭ１２，Ｍ２３，Ｍ３４，Ｍ４５，Ｍ５６に示すように、各同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ６）間は、磁気結合回路で主結合される。
また、図３のＭ１６に示すように、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ６）との間が磁気結合回路で、さらに、図３のＭＣ２５に示すように、同軸共振器（Ｒ２）と同軸共振器（Ｒ５）との間が容量結合回路で副結合されている。
図３において、１０は外部導体、１１は隔壁、１５は入力（または出力）端子、１６は出力（または入力）端子、Ｒ１〜Ｒ６は、共振長がλ／４の同軸共振器、１ａ〜１ｆは内部導体である。なお、外部導体１０、隔壁１１は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図３、および後述する図４、図１０、図１１、図１３、図１４、図１６、図１７では単なる線で表している。
ここで、外部導体１０と、隔壁１１とは、各同軸共振器の筐体を構成する。また、入力端子１５、および出力端子１６は、それぞれ、例えば、同軸接栓より成り、各同軸接栓を形成する外部導体が、共振器を構成する外部導体１０に接続される。
図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦでは、入力端子１５と出力端子１６との間に、１番目から６番目の順番に、６個の同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ６）がコの字状に配置され、図３のＭ１２，Ｍ２３，Ｍ３４，Ｍ４５，Ｍ５６に示すように、各同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ６）間は、磁気結合回路で主結合される。
また、図３のＭ１６に示すように、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ６）との間が磁気結合回路で、さらに、図３のＭＣ２５に示すように、同軸共振器（Ｒ２）と同軸共振器（Ｒ５）との間が容量結合回路で副結合されている。
本実施例において、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向（図３の矢印Ａの方向）に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体１の直径をｄ（ｉ）とするとき、Ｓ（ｉ）、ｄ（ｉ）は、下記（３）式のように設定される。
［数３］
ｄ（ｉ）≒Ｓ（ｉ）／３
Ｓ（１）：Ｓ（２）：Ｓ（３）＝０．６：１：１．４
Ｓ（４）：Ｓ（５）：Ｓ（６）＝１．４：１：０．６
・・・・・・・・・・・・・・・・ （３）
ここで、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑｕ（ｉ）とするとき、Ｑｕ（１）、Ｑｕ（３）は、下記（４）式で求められる。
［数４］
Ｑｕ（１）≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz)×√（０．６）
Ｑｕ（３）≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz)×√（１．４）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （４）
［数３］
ｄ（ｉ）≒Ｓ（ｉ）／３
Ｓ（１）：Ｓ（２）：Ｓ（３）＝０．６：１：１．４
Ｓ（４）：Ｓ（５）：Ｓ（６）＝１．４：１：０．６
・・・・・・・・・・・・・・・・ （３）
ここで、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑｕ（ｉ）とするとき、Ｑｕ（１）、Ｑｕ（３）は、下記（４）式で求められる。
［数４］
Ｑｕ（１）≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz)×√（０．６）
Ｑｕ（３）≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz)×√（１．４）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （４）
このように、同軸共振器の筐体における、図３の矢印Ａの方向に平行な一辺の長さが短くなると、無負荷Ｑ（Ｑｕ）が小さくなり、図３の矢印Ａの方向に平行な一辺の長さが長くなると、無負荷Ｑ（Ｑｕ）が大きくなる。
したがって、下記（５）式が成立する。
［数５］
Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜Ｑｕ（３）
Ｑｕ（４）＞Ｑｕ（５）＞Ｑｕ（６）
Ｑｕ（３）＝Ｑｕ（４）
・・・・・・・・・・・・・・・・ （５）
一方、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の共振器の負荷Ｑを、ＱＬ（ｉ）とするとき、負荷Ｑは、一般的に、下記（６）式のように設定されている。
［数６］
ＱＬ（１）＜ＱＬ（２）＜ＱＬ（３）
ＱＬ（４）＞ＱＬ（５）＞ＱＬ（６）
・・・・・・・・・・・・・・・・ （６）
したがって、下記（５）式が成立する。
［数５］
Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜Ｑｕ（３）
Ｑｕ（４）＞Ｑｕ（５）＞Ｑｕ（６）
Ｑｕ（３）＝Ｑｕ（４）
・・・・・・・・・・・・・・・・ （５）
一方、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の共振器の負荷Ｑを、ＱＬ（ｉ）とするとき、負荷Ｑは、一般的に、下記（６）式のように設定されている。
［数６］
ＱＬ（１）＜ＱＬ（２）＜ＱＬ（３）
ＱＬ（４）＞ＱＬ（５）＞ＱＬ（６）
・・・・・・・・・・・・・・・・ （６）
図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと対比する意味で、従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図を図４に示す。
従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦは、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向（図４の矢印Ａの方向）に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体１の直径をｄ（ｉ）とするとき、Ｓ（ｉ）は全て同じ長さであり、また、ｄ（ｉ）も全て同じ大きさ（ｄ≒Ｓ（ｉ）／３）とされる。
したがって、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦでは、ｉ（１≦ｉ≦２ｎ）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑｕ（ｉ）とするとき、前述の（１）式から分かるように、Ｑｕ（ｉ）は全て等しくされる。
但し、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦとは、図３、図４から分かるように、体積は同じとされる。
また、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図５に示す。
従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦは、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向（図４の矢印Ａの方向）に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体１の直径をｄ（ｉ）とするとき、Ｓ（ｉ）は全て同じ長さであり、また、ｄ（ｉ）も全て同じ大きさ（ｄ≒Ｓ（ｉ）／３）とされる。
したがって、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦでは、ｉ（１≦ｉ≦２ｎ）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑｕ（ｉ）とするとき、前述の（１）式から分かるように、Ｑｕ（ｉ）は全て等しくされる。
但し、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦとは、図３、図４から分かるように、体積は同じとされる。
また、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図５に示す。
図６は、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの一例の減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢであり、また、中心周波数は４７３．１４３ＭＨｚである。
この図６において、周波数が４７０．３４３ＭＨｚ（図６の点２）のときの減衰量は、約−０．９ｄＢであり、周波数が４７５．９４３ＭＨｚ（図６の点３）のときの減衰量は、約−０．９ｄＢである。
図７は、図６に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔が２ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。
この図７のグラフから分かるように、周波数が４７０．３４３ＭＨｚ（図７の点２）から４７５．９４２ＭＨｚ（図７の点３）の間で、その減衰量の偏差は、約０．７ｄＢ以内となっている。
図８は、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの一例の減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢであり、また、中心周波数は５５７．０ＭＨｚである。
この図８において、周波数が５５４．２ＭＨｚ（図８の点２）のときの減衰量は、−１．９０９５ｄＢであり、周波数が５５９．８ＭＨｚ（図８の点３）のときの減衰量は、−１．９４７ｄＢである。
図９は、図８に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔が２ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。
この図９のグラフから分かるように、周波数が５５４．２ＭＨｚ（図９の点２）から５５９．８ＭＨｚ（図９の点３）の間で、その減衰量の偏差は、約１．７ｄＢとなっている。
この図６において、周波数が４７０．３４３ＭＨｚ（図６の点２）のときの減衰量は、約−０．９ｄＢであり、周波数が４７５．９４３ＭＨｚ（図６の点３）のときの減衰量は、約−０．９ｄＢである。
図７は、図６に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔が２ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。
この図７のグラフから分かるように、周波数が４７０．３４３ＭＨｚ（図７の点２）から４７５．９４２ＭＨｚ（図７の点３）の間で、その減衰量の偏差は、約０．７ｄＢ以内となっている。
図８は、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの一例の減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢであり、また、中心周波数は５５７．０ＭＨｚである。
この図８において、周波数が５５４．２ＭＨｚ（図８の点２）のときの減衰量は、−１．９０９５ｄＢであり、周波数が５５９．８ＭＨｚ（図８の点３）のときの減衰量は、−１．９４７ｄＢである。
図９は、図８に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔が２ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。
この図９のグラフから分かるように、周波数が５５４．２ＭＨｚ（図９の点２）から５５９．８ＭＨｚ（図９の点３）の間で、その減衰量の偏差は、約１．７ｄＢとなっている。
このように、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差が、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦよりも小さくなっていることが分かる。
これは、以下の理由によるものと考えられる。
図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦでは、同軸共振器（Ｒ３、Ｒ４）の無負荷Ｑ（Ｑｕ）が、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの同軸共振器（Ｒ３、Ｒ４）の無負荷Ｑ（Ｑｕ）よりも大きくされる。したがって、前述の（２）式において、〔ＱＬ／（ＱＬ−Ｑｕ）〕の値が小さくなるので、減衰量（Ｌｉ）が小さくなる。
そして、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの同軸共振器（Ｒ３、Ｒ４）は、通過帯域のエッジ部分（ｆｏを中心周波数とするとき、ｆｏ±２．８ＭＨｚの周波数の領域）の特性に主に係わっているため、通過帯域内の振幅偏差が、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦよりも小さくなっているものと考えられる。
これは、以下の理由によるものと考えられる。
図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦでは、同軸共振器（Ｒ３、Ｒ４）の無負荷Ｑ（Ｑｕ）が、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの同軸共振器（Ｒ３、Ｒ４）の無負荷Ｑ（Ｑｕ）よりも大きくされる。したがって、前述の（２）式において、〔ＱＬ／（ＱＬ−Ｑｕ）〕の値が小さくなるので、減衰量（Ｌｉ）が小さくなる。
そして、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの同軸共振器（Ｒ３、Ｒ４）は、通過帯域のエッジ部分（ｆｏを中心周波数とするとき、ｆｏ±２．８ＭＨｚの周波数の領域）の特性に主に係わっているため、通過帯域内の振幅偏差が、図４に示す従来の有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦよりも小さくなっているものと考えられる。
前述までは、有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦの場合について説明したが、以下に説明する４次同軸共振器型ＢＰＦ、有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦ、６次同軸共振器型ＢＰＦでも同様の効果を得ることが可能である。
図１０は、本発明の実施例の６次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。
図１０に示す６次同軸共振器型ＢＰＦは、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ６）との間を副結合する磁気結合回路、および、同軸共振器（Ｒ２）と同軸共振器（Ｒ５）との間を副結合する容量結合回路が省略されている点で、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと相違するが、その他の構成は、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと同じであるので、再度の詳細な説明は省略する。
図１０に示す６次同軸共振器型ＢＰＦと対比する意味で、従来の６次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図を図１１に示す。
さらに、図１０に示す６次同軸共振器型ＢＰＦと、図１１に示す従来の６次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図１２に示す。
図１０は、本発明の実施例の６次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。
図１０に示す６次同軸共振器型ＢＰＦは、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ６）との間を副結合する磁気結合回路、および、同軸共振器（Ｒ２）と同軸共振器（Ｒ５）との間を副結合する容量結合回路が省略されている点で、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと相違するが、その他の構成は、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと同じであるので、再度の詳細な説明は省略する。
図１０に示す６次同軸共振器型ＢＰＦと対比する意味で、従来の６次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図を図１１に示す。
さらに、図１０に示す６次同軸共振器型ＢＰＦと、図１１に示す従来の６次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図１２に示す。
図１３は、本発明の実施例の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。
図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦでは、入力端子１５と出力端子１６との間に、１番目から４番目の順番に、４個の同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ４）がコの字状に配置され、図１３のＭ１２，Ｍ２３，Ｍ３４に示すように、各同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ４）間は、磁気結合回路で主結合される。
また、図１３のＭＣ１４に示すように、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ４）との間が容量結合回路で副結合されている。
そして、ｉ（１≦ｉ≦４）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向（図１３の矢印Ａの方向）に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体１の直径をｄ（ｉ）とするとき、Ｓ（ｉ）、ｄ（ｉ）は、下記（７）式のように設定される。
［数７］
ｄ（ｉ）≒Ｓ（ｉ）／３
Ｓ（１）：Ｓ（２）＝０．６：１．４
Ｓ（３）：Ｓ（４）＝１．４：０．６
・・・・・・・・・・・・・・・・ （７）
図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと対比する意味で、従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図を図１４に示す。
従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦは、ｉ（１≦ｉ≦４）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向（図１４の矢印Ａの方向）に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体１の直径をｄ（ｉ）とするとき、Ｓ（ｉ）は全て同じ長さであり、また、ｄ（ｉ）も全て同じ大きさ（ｄ≒Ｓ（ｉ）／３）とされる。
但し、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと、図１４に示す従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦとは、図１３、図１４から分かるように、体積は同じとされる。
また、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと、図１４に示す従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図１５に示す。
図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦでは、入力端子１５と出力端子１６との間に、１番目から４番目の順番に、４個の同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ４）がコの字状に配置され、図１３のＭ１２，Ｍ２３，Ｍ３４に示すように、各同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ４）間は、磁気結合回路で主結合される。
また、図１３のＭＣ１４に示すように、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ４）との間が容量結合回路で副結合されている。
そして、ｉ（１≦ｉ≦４）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向（図１３の矢印Ａの方向）に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体１の直径をｄ（ｉ）とするとき、Ｓ（ｉ）、ｄ（ｉ）は、下記（７）式のように設定される。
［数７］
ｄ（ｉ）≒Ｓ（ｉ）／３
Ｓ（１）：Ｓ（２）＝０．６：１．４
Ｓ（３）：Ｓ（４）＝１．４：０．６
・・・・・・・・・・・・・・・・ （７）
図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと対比する意味で、従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図を図１４に示す。
従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦは、ｉ（１≦ｉ≦４）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向（図１４の矢印Ａの方向）に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体１の直径をｄ（ｉ）とするとき、Ｓ（ｉ）は全て同じ長さであり、また、ｄ（ｉ）も全て同じ大きさ（ｄ≒Ｓ（ｉ）／３）とされる。
但し、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと、図１４に示す従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦとは、図１３、図１４から分かるように、体積は同じとされる。
また、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと、図１４に示す従来の有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図１５に示す。
図１６は、本発明の実施例の４次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。
図１６に示す４次同軸共振器型ＢＰＦは、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ４）との間を副結合する容量結合回路が省略されている点で、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと相違するが、その他の構成は、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと同じであるので、再度の詳細な説明は省略する。
図１６に示す４次同軸共振器型ＢＰＦと対比する意味で、従来の４次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図を図１７に示す。
さらに、図１６に示す４次同軸共振器型ＢＰＦと、図１７に示す従来の４次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図１８に示す。
以上説明したように、本実施例のＢＰＦでは、通過帯域内の振幅偏差を、従来のものより少なくすることが可能である。
また、本実施例では、入力端子１５および出力端子１６側の共振器の一辺の長さを、他の共振器よりも短くすることができるので、ＢＰＦの体積を小さくすることができる。
また、本実施例のＢＰＦでは、電力印加時に、各共振器の体積当たりの損失比を平均化することができるので、局部的な温度上昇を防止して、信頼性を向上させることが可能となる。
図１６に示す４次同軸共振器型ＢＰＦは、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ４）との間を副結合する容量結合回路が省略されている点で、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと相違するが、その他の構成は、図１３に示す有極型の４次同軸共振器型ＢＰＦと同じであるので、再度の詳細な説明は省略する。
図１６に示す４次同軸共振器型ＢＰＦと対比する意味で、従来の４次同軸共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図を図１７に示す。
さらに、図１６に示す４次同軸共振器型ＢＰＦと、図１７に示す従来の４次同軸共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図１８に示す。
以上説明したように、本実施例のＢＰＦでは、通過帯域内の振幅偏差を、従来のものより少なくすることが可能である。
また、本実施例では、入力端子１５および出力端子１６側の共振器の一辺の長さを、他の共振器よりも短くすることができるので、ＢＰＦの体積を小さくすることができる。
また、本実施例のＢＰＦでは、電力印加時に、各共振器の体積当たりの損失比を平均化することができるので、局部的な温度上昇を防止して、信頼性を向上させることが可能となる。
なお、前述までの説明では、４次、６次の同軸共振器型ＢＰＦについて説明したが、例えば、８次などの６次以外の同軸共振器型ＢＰＦにも適用可能である。
この場合に、同軸共振器の数をｎ個、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の無負荷Ｑを、Ｑｕ（ｉ）とするとき、下記（８）式を満足するように、ｉ番目の同軸共振器の無負荷Ｑを設定すればよい。
［数８］
Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜・・・＜Ｑｕ（ｎ／２）
Ｑｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑｕ（ｎ）
Ｑｕ（ｎ／２）＝Ｑｕ（ｎ／２＋１） ・・・・・・・・・・・・・・・・ （８）
即ち、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体の直径をｄ（ｉ）、Ｃを定数とするとき、下記（９）式を満足するように、ｄ（ｉ）、Ｓ（ｉ）を設定すればよい。
［数９］
ｄ（ｉ）＝Ｓ（ｉ）／Ｃ、
Ｓ（１）＜Ｓ（２）＜・・・＜Ｓ（ｎ／２）、
Ｓ（ｎ／２＋１）＞Ｓ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｓ（ｎ）
・・・・・・・・・・・・・・・・ （９）
この場合に、同軸共振器の数をｎ個、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の無負荷Ｑを、Ｑｕ（ｉ）とするとき、下記（８）式を満足するように、ｉ番目の同軸共振器の無負荷Ｑを設定すればよい。
［数８］
Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜・・・＜Ｑｕ（ｎ／２）
Ｑｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑｕ（ｎ）
Ｑｕ（ｎ／２）＝Ｑｕ（ｎ／２＋１） ・・・・・・・・・・・・・・・・ （８）
即ち、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体の直径をｄ（ｉ）、Ｃを定数とするとき、下記（９）式を満足するように、ｄ（ｉ）、Ｓ（ｉ）を設定すればよい。
［数９］
ｄ（ｉ）＝Ｓ（ｉ）／Ｃ、
Ｓ（１）＜Ｓ（２）＜・・・＜Ｓ（ｎ／２）、
Ｓ（ｎ／２＋１）＞Ｓ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｓ（ｎ）
・・・・・・・・・・・・・・・・ （９）
以下、本実施例における、各同軸共振器（Ｒ１〜Ｒ６）間を主結合する磁気結合回路について説明する。
各同軸共振器間を主結合する磁気結合回路としては、例えば、図１９に示すように、窓２０が形成された隔壁１１を用いればよい。
また、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ６）との間を副結合する磁気結合回路としては、例えば、図２０に示すような、隔壁１１の上下同じ位置で、ループ素子の両端が隔壁１１に電気的、機械的に接続される構造のループ素子（Ｕ字形のループ素子）２５を使用すればよい。
さらに、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、同軸共振器（Ｒ２）と同軸共振器（Ｒ５）との間を副結合する容量結合回路としては、例えば、図２１に示すような、隔壁１１の上下異なる位置で、ループ素子の両端が隔壁１１に電気的、機械的に接続される構造のループ素子（Ｓ字形のループ素子）２６、あるいは、図２２に示すような、容量素子２７を使用すればよい。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
各同軸共振器間を主結合する磁気結合回路としては、例えば、図１９に示すように、窓２０が形成された隔壁１１を用いればよい。
また、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、同軸共振器（Ｒ１）と同軸共振器（Ｒ６）との間を副結合する磁気結合回路としては、例えば、図２０に示すような、隔壁１１の上下同じ位置で、ループ素子の両端が隔壁１１に電気的、機械的に接続される構造のループ素子（Ｕ字形のループ素子）２５を使用すればよい。
さらに、図３に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦにおいて、同軸共振器（Ｒ２）と同軸共振器（Ｒ５）との間を副結合する容量結合回路としては、例えば、図２１に示すような、隔壁１１の上下異なる位置で、ループ素子の両端が隔壁１１に電気的、機械的に接続される構造のループ素子（Ｓ字形のループ素子）２６、あるいは、図２２に示すような、容量素子２７を使用すればよい。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
１，１ａ〜１ｆ 内部導体
２ 筐体
１０ 外部導体
１１ 隔壁
１５ 入力（または出力）端子
１６ 出力（または入力）端子
２０ 窓
２５ 副結合回路を構成するＵ字形のループ素子
２６ 副結合回路を構成するＳ字形のループ素子
２７ 副結合回路を構成する容量素子
Ｒ１〜Ｒ６ 同軸共振器
２ 筐体
１０ 外部導体
１１ 隔壁
１５ 入力（または出力）端子
１６ 出力（または入力）端子
２０ 窓
２５ 副結合回路を構成するＵ字形のループ素子
２６ 副結合回路を構成するＳ字形のループ素子
２７ 副結合回路を構成する容量素子
Ｒ１〜Ｒ６ 同軸共振器
Claims (2)
- ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、
ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の無負荷Ｑｕ（ｉ）とするとき、
Ｑｕ（１）＜Ｑｕ（２）＜・・・＜Ｑｕ（ｎ／２）、
Ｑｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑｕ（ｎ）、を満足することを特徴とする同軸共振器型帯域通過フィルタ。 - ｎを４以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の同軸共振器を有し、
ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さをＳ（ｉ）、ｉ番目の同軸共振器の内部導体の直径をｄ（ｉ）、Ｃを定数とするとき、
ｄ（ｉ）＝Ｓ（ｉ）／Ｃ、
Ｓ（１）＜Ｓ（２）＜・・・＜Ｓ（ｎ／２）、
Ｓ（ｎ／２＋１）＞Ｓ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｓ（ｎ）、を満足することを特徴とする同軸共振器型帯域通過フィルタ。
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|---|---|---|---|---|
| JP2008060642A (ja) * | 2006-08-29 | 2008-03-13 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 帯域通過フィルタの設計方法および帯域通過フィルタ |
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