JP3967745B2 - 混合共振器型帯域通過フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、混合共振器型帯域通過フィルタに係り、特に、通過帯域内の振幅偏差を少なくした混合共振器型帯域通過フィルタに関する。

テレビジョン放送の放送設備、あるいは無線通信の通信設備では、送信電力、受信電力より目的とする信号以外の信号、またはノイズの除去、送信電力の合波、受信電力の分波などの帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと称する。）が使用される。
このＢＰＦとして、従来は、同軸共振器を用いた同軸共振器型ＢＰＦ、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器、あるいは、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器を用いた誘電体共振器型ＢＰＦなど、同一の共振器を用いたＢＰＦが使用されている。

無線通信、テレビジョン放送では、多値デジタル変調方式のＷ−ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ変
調方式が使用されている。
このような変調方式による変調波を通過させるＢＰＦでは、通過帯域の振幅偏差が大き
いと、ビット誤りを発生させることになる。
しかしながら、前述した各ＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差が大きく、前述したような変調方式による変調波を通過させるＢＰＦには適していないという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、通過帯域内の振幅偏差を、従来の帯域通過フィルタよりも少なくした混合共振器型帯域通過フィルタを提供することにある。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
前述の目的を達成するために、本発明は、混合共振器型帯域通過フィルタであって、ｎを６以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の共振器を有し、前記ｎ個の共振器は、異なる種類の共振器を含み、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑ_ｕ（ｉ）とするとき、Ｑ_ｕ（１）＜Ｑ_ｕ（２）＜・・・＜Ｑ_ｕ（ｎ／２）、Ｑ_ｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑ_ｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑ_ｕ（ｎ）を満足することを特徴とする。
また、本発明では、前記ｎ個の共振器は、同軸型共振器を含むことを特徴とする。
また、本発明では、前記ｎは６であり、前記１番目と６番目の共振器は、同軸共振器であり、前記２番目と５番目の共振器は、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器であり、前記３番目と４番目の共振器は、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器であることを特徴とする。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明の混合共振器型帯域通過フィルタによれば、通過帯域内の振幅偏差を、従来の帯域通過フィルタよりも少なくすることが可能となる。

以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、同軸共振器を説明するための模式図であり、同図（ａ）は正面から見た図、同図（ｂ）は上から見た図である。図１において、１は内部導体、２は筐体である。なお、筐体２は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図１では単なる線で表している。
一般的に、同軸共振器の共振長（即ち、内部導体１の長さ）Ｌは、λｏ／４に設定される。ここで、λｏは、同軸共振器の使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長である。
今、共振長（Ｌ）が、Ｌ≒λｏ／４の場合に、同軸共振器の筐体２の一辺の長さ（Ｓ）と、内部導体１の直径（ｄ）との比は、約３（Ｓ／ｄ≒３）とされる。
なお、図１（ｂ）において、実線は電界成分、波線は磁界成分を表している。
このような条件を満たす同軸共振器の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）は、下記（１）式で求められる。
［数１］
Ｑ_ｕ≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz) ・・・・・・・・・・・・・・ （１）
ここで、ｆｏは、同軸共振器の使用中心周波数である。
また、図２の同軸共振器（Ｒ_ｎ＋１）に示すように、共振器の筐体２における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さを、０．６Ｓに変化させた場合の無負荷Ｑは、下記（２）式で求められる。
［数２］
Ｑ_ｕ≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz)×√（０．６） ・・・・・・・ （２）
このように、同軸共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが短くなると、無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）が小さくなる。また、図示はしないが、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが長くなると、無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）が大きくなる。

図３は、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器を説明するための模式図であり、同図（ａ）は正面から見た図、同図（ｂ）は上から見た図である。図３において、３はＴＭ_０１δモード誘電体共振素子、２は筐体である。なお、筐体２は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図３では単なる線で表している。
一般的に、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器の高さＨは、λｏ／４、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器の筐体２の一辺の長さＳも、λｏ／４とされる。
ここで、λｏは、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器の使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長である。なお、図３において、実線は電界成分、波線は磁界成分を表している。
図３に示すＴＭ_０１δモード誘電体共振器の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）は、下記（３）式で求められる。
［数３］
Ｑ_ｕ≒８４×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz) ・・・・・・・・・・・・・・ （３）
ここで、ｆｏは、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器の使用中心周波数である。

また、図４のＴＭ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ＋１）に示すように、共振器の筐体２における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さを、１．４Ｓに変化させた場合の無負荷Ｑは、下記（４）式で求められる。
［数４］
Ｑ_ｕ≒４２×Ｓ（cm)×√ｆｏ(MHz)×√（１．４） ・・・・・・・ （４）
このように、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが長くなると、無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）が大きくなる。また、図示はしないが、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが短くなると、無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）が小さくなる。
但し、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器の体積が大きくなると、使用中心周波数（ｆｏ）が低くなる。
図４のＴＭ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ＋１）の使用中心周波数（ｆｏ）をもとの周波数に戻すには、図４のＴＭ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ＋１）のＴＭ_０１δモード誘電体共振素子３の直径φｄ_Ｌが、下記（５）式を満たすようにすればよい。
［数５］
φｄ_Ｓ≒√（１．４×Ｓ／Ｓ）×φｄ_Ｌ
φｄ_Ｓ≒√（１．４）×φｄ_Ｌ ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （５）
但し、φｄ_Ｓは、図４のＴＭ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ）のＴＭ_０１δモード誘電体共振素子３の直径である。

図５は、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器を説明するための模式図であり、同図（ａ）は正面から見た図、同図（ｂ）は上から見た図である。図５において、５はＴＥ _０１δモード誘電体共振素子、２は筐体である。なお、筐体２は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図５では単なる線で表している。
一般的に、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器の高さＨは、λｏ／４、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器の筐体２の一辺の長さＳも、λｏ／４とされる。
ここで、λｏは、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器の使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長である。なお、図５において、実線は電界成分、波線は磁界成分を表している。
一般に、図５に示すＴＥ_０１δモード誘電体共振器の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）は、金属部の無負荷Ｑ（Ｑ_Ｃ）と、ＴＥ_０１δモード誘電体共振素子５の無負荷Ｑ（Ｑ_ｄ）との間には、下記（６）式の関係がある。
［数６］
１／Ｑ_ｕ＝１／Ｑ_Ｃ＋１／Ｑ_ｄ
Ｑ_ｕ ＝（Ｑ_Ｃ×Ｑ_ｕ）／（Ｑ_Ｃ＋Ｑ_ｕ）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （６）
この（６）式から、金属部の無負荷Ｑ（Ｑ_Ｃ）を制御することによって、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）を制御することができる。

また、図６のＴＥ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ＋１）に示すように、共振器の筐体２における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが、１．４Ｓの場合の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕＬ）と、図６のＴＥ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ）に示すように、共振器の筐体２における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが、Ｓの場合の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕＳ）との間には、下記（７）式の関係がある。
［数７］
Ｑ_ｕＬ＞Ｑ_ｕＳ
Ｑ_ｕＬ≒√（１．４×Ｓ／Ｓ）×Ｑ_ｕＳ
Ｑ_ｕＬ≒√（１．４）×Ｑ_ｕＳ ・・・・・・・・・・・・・ （７）
このように、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器の筐体における、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが長くなると、無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）が大きくなる。また、図示はしないが、信号経路に沿った方向に平行な一辺の長さが短くなると、無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）が小さくなる。
但し、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器の体積が大きくなると、使用中心周波数（ｆｏ）が低くなる。
図６のＴＥ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ＋１）の使用中心周波数（ｆｏ）をもとの周波数に戻すには、図６のＴＥ _０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ＋１）のＴＥ_０１δモード誘電体共振素子５の直径φｄ_Ｌが、下記（８）式を満たすようにすればよい。
［数８］
φｄ_Ｓ≒√（１．４×Ｓ／Ｓ）×φｄ_Ｌ
φｄ_Ｓ≒√（１．４Ｓ）×φｄ_Ｌ ・・・・・・・・・・・・・・・・ （８）
但し、φｄ_Ｓは、図６のＴＥ_０１δモード誘電体共振器（Ｒ_ｎ）のＴＥ_０１δモード誘電体共振素子５の直径である。
一方、共振回路の総合伝送損失特性関数（Ｌｉ）は、下記（７）式で求められる。
［数９］
Ｌｉ＝１０ｌｏｇ｛１＋〔Ｑ_Ｌ／（Ｑ_Ｌ−Ｑ_ｕ）〕^２＋ｘ^２｝ ・・・・ （９）
ここで、ｘ＝Ｑ_Ｌ（ｆ／ｆｏ−ｆｏ／ｆ）、また、Ｑ_Ｌは負荷Ｑ、ｆｏは、同軸共振器の使用中心周波数、ｆは任意の周波数である。

図７は、本発明の実施例の有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。なお、図７、および後述する図１１は、混合共振器型ＢＰＦの内部を上から見た図である。
図７において、１０は外部導体、１１は隔壁、１５は入力（または出力）端子、１６は出力（または入力）端子、２１，２２はループ素子、Ｒ１，Ｒ６は、共振長がλｏ／４の同軸共振器、１ａ，１ｆは内部導体、Ｒ２，Ｒ５は、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器、１ｂ，１ｅは、ＴＭ_０１δモード誘電体共振素子、Ｒ３，Ｒ４は、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器、１ｃ，１ｄはＴＥ_０１δモード誘電体共振素子である。
なお、外部導体１０、隔壁１１は、所定の厚みを有する金属板で構成されるが、図７、および後述する図１１では単なる線で表している。
ここで、外部導体１０と、隔壁１１とは、各共振器の筐体を構成する。また、入力端子１５、および出力端子１６は、それぞれ、例えば、同軸接栓より成り、各同軸接栓を形成する外部導体が、共振器を構成する外部導体１０に接続される。
図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦでは、入力端子１５と出力端子１６との間に、１番目から６番目の順番に、６個の共振器（Ｒ１〜Ｒ６）がコの字状に配置され、図７のＭ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_３４，Ｍ_４５，Ｍ_５６に示すように、各共振器（Ｒ１〜Ｒ６）間は、磁気結合回路で主結合される。
また、図７のＭ_１６に示すように、共振器（Ｒ１）と共振器（Ｒ６）との間が磁気結合回路で、さらに、図７のＭ_Ｃ２５に示すように、共振器（Ｒ２）と共振器（Ｒ５）との間が容量結合回路で副結合されている。
さらに、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図８に示す。

図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦにおいて、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑ_ｕ（ｉ）とするとき、ｉ番目の共振器の無負荷Ｑは、下記（１０）式を満足するように設定される。
［数１０］
Ｑ_ｕ（１）＜Ｑ_ｕ（２）＜Ｑ_ｕ（３）
Ｑ_ｕ（４）＞Ｑ_ｕ（５）＞Ｑ_ｕ（６）
Ｑ_ｕ（３）＝Ｑ_ｕ（４） ・・・・・・・・・・・・・・ （１０）
一方、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦにおいて、ｉ（１≦ｉ≦６）番目の共振器の負荷Ｑを、Ｑ_Ｌ（ｉ）とするとき、負荷Ｑは、一般的に、下記（１１）式のように設定されている。
［数１１］
Ｑ_Ｌ（１）＜Ｑ_Ｌ（２）＜Ｑ_Ｌ（３）
Ｑ_Ｌ（４）＞Ｑ_Ｌ（５）＞Ｑ_Ｌ（６）
・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１１）

図９は、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの一例の減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢであり、また、中心周波数は４７３．１４３ＭＨｚである。
この図９において、周波数が４７０．３４３ＭＨｚ（図９の点２）のときの減衰量は、約−０．９ｄＢであり、周波数が４７５．９４３ＭＨｚ（図９の点３）のときの減衰量は、約−０．９ｄＢである。
図１０は、図９に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔が２ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。
この図７のグラフから分かるように、周波数が４７０．３４３ＭＨｚ（図１０の点２）から４７５．９４２ＭＨｚ（図１０の点３）の間で、その減衰量の偏差は、約０．７ｄＢ以内となっている。
このように、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦでは、従来の有極型のＢＰＦよりも、通過帯域内の振幅偏差を小さくすることができる。
これは、以下の理由によるものと考えられる。
図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦでは、共振器（Ｒ３、Ｒ４）の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）が、従来の有極型のＢＰＦの共振器の無負荷Ｑ（Ｑ_ｕ）よりも大きくされる。したがって、前述の（９）式において、〔Ｑ_Ｌ／（Ｑ_Ｌ−Ｑ_ｕ）〕の値が小さくなるので、減衰量（Ｌｉ）が小さくなる。
そして、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの共振器（Ｒ３、Ｒ４）は、通過帯域のエッジ部分（ｆｏを中心周波数とするとき、ｆｏ±２．８ＭＨｚの周波数の領域）の特性に主に係わっているため、通過帯域内の振幅偏差が、従来の有極型のＢＰＦよりも小さくなっているものと考えられる。
なお、前述までは、有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの場合について説明したが、６次混合共振器型ＢＰＦでも同様の効果を得ることが可能である。

図１１は、本発明の実施例の６次混合共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。
図１１に示す６次混合共振器型ＢＰＦは、共振器（Ｒ１）と共振器（Ｒ６）との間を副結合する磁気結合回路、および、共振器（Ｒ２）と共振器（Ｒ５）との間を副結合する容量結合回路が省略されている点で、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦと相違するが、その他の構成は、図７に示す有極型の６次同軸共振器型ＢＰＦと同じであるので、再度の詳細な説明は省略する。
さらに、図１１に示す６次混合共振器型ＢＰＦの等価回路の一例を、図１２に示す。
なお、前述までの説明では、６次の混合共振器型ＢＰＦについて説明したが、例えば、少なくとも同軸共振器を含む、４次、８次などの６次以外の混合共振器型ＢＰＦにも適用可能である。
この場合に、共振器の数をｎ個、ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑ_ｕ（ｉ）とするとき、下記（１２）式を満足するように、ｉ番目の共振器の無負荷Ｑを設定すればよい。
［数１２］
Ｑ_ｕ（１）＜Ｑ_ｕ（２）＜・・・＜Ｑ_ｕ（ｎ／２）
Ｑ_ｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑ_ｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑ_ｕ（ｎ）
Ｑ_ｕ（ｎ／２）＝Ｑ_ｕ（ｎ／２＋１）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１２）

以下、本実施例における、各共振器（Ｒ１〜Ｒ６）間を主結合する磁気結合回路について説明する。
各同軸共振器間を主結合する磁気結合回路としては、例えば、図１３に示すように、窓２０が形成された隔壁１１を用いればよい。
また、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦにおいて、共振器（Ｒ１）と共振器（Ｒ６）との間を副結合する磁気結合回路としては、例えば、図１４に示すような、隔壁１１の上下同じ位置で、ループ素子の両端が隔壁１１に電気的、機械的に接続される構造のループ素子（Ｕ字形のループ素子）２５を使用すればよい。
さらに、図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦにおいて、共振器（Ｒ２）と共振器（Ｒ５）との間を副結合する容量結合回路としては、例えば、図１５に示すような、隔壁１１の上下異なる位置で、ループ素子の両端が隔壁１１に電気的、機械的に接続される構造のループ素子（Ｓ字形のループ素子）２６を使用すればよい。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。

同軸共振器を説明するための模式図である。 同軸共振器の無負荷Ｑを説明するための模式図である。 ＴＭ_０１δモード誘電体共振器を説明するための模式図である。 ＴＭ_０１δモード誘電体共振器の無負荷Ｑを説明するための模式図である。 ＴＥ_０１δモード誘電体共振器を説明するための模式図である。 ＴＥ_０１δモード誘電体共振器の無負荷Ｑを説明するための模式図である。 本発明の実施例の有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。 図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの等価回路を示す回路図である。 図７に示す有極型の６次混合共振器型ＢＰＦの一例の減衰特性を示すグラフである。 図９に示すグラフを拡大して示すグラフである。 本発明の実施例の６次混合共振器型ＢＰＦの概略構成を示す模式図である。 図１１に示す６次混合共振器型ＢＰＦの等価回路を示す回路図である。 本実施例の同軸共振器型ＢＰＦにおいて、各共振器間を主結合する磁気結合回路の一例を示す図である。 本実施例の６次混合共振器型ＢＰＦにおいて、２つの共振器の間を副結合する磁気結合回路の一例を示す図である。 本実施例の６次混合共振器型ＢＰＦにおいて、２つの共振器の間を副結合する容量結合回路の一例を示す図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｆ 内部導体
２ 筐体
３，１ｂ，１ｅ ＴＭ_０１δモード誘電体共振素子
５，１ｃ，１ｄ ＴＥ_０１δモード 誘電体共振素子
１０ 外部導体
１１ 隔壁
１５ 入力（または出力）端子
１６ 出力（または入力）端子
２０ 窓
２１，２２ ループ素子
２５ 副結合回路を構成するＵ字形のループ素子
２６ 副結合回路を構成するＳ字形のループ素子
Ｒ１〜Ｒ６ 共振器

Claims (3)

1. ｎを６以上の整数とするとき、入力端子と出力端子との間に、１番目からｎ番目の順番に配置されるｎ個の共振器を有し、
   前記ｎ個の共振器は、異なる種類の共振器を含み、
   ｉ（１≦ｉ≦ｎ）番目の共振器の無負荷Ｑを、Ｑ_ｕ（ｉ）とするとき、
   Ｑ_ｕ（１）＜Ｑ_ｕ（２）＜・・・＜Ｑ_ｕ（ｎ／２）、
   Ｑ_ｕ（ｎ／２＋１）＞Ｑ_ｕ（ｎ／２＋２）＞・・・＞Ｑ_ｕ（ｎ）、を満足することを特徴とする混合共振器型帯域通過フィルタ。
2. 前記ｎ個の共振器は、同軸型共振器を含むことを特徴とする請求項１に記載の混合共振器型帯域通過フィルタ。
3. 前記ｎは６であり、
   前記１番目と６番目の共振器は、同軸共振器であり、
   前記２番目と５番目の共振器は、ＴＭ_０１δモード誘電体共振器であり、
   前記３番目と４番目の共振器は、ＴＥ_０１δモード誘電体共振器であることを特徴とする請求項１に記載の混合共振器型帯域通過フィルタ。

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