JP2006087189A - チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】デューティ比の小さい駆動信号であっても、電圧変換効率の良いチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】１次入力電圧をスイッチ素子5でオンオフ制御することで２次出力電圧に変換するチョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インダクタ４にエネルギーを充電する充電期間に電気エネルギーを充電するキャパシタ６と逆流防止用の一方向導通手段７ｂとで構成される充電手段を有し、インダクタ４の充電エネルギーを放電する際に充電手段に蓄えたエネルギーを重畳して出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチを断続させて入力電圧を所要の出力電圧に変換するスイッチングコンバータに関するものであり、特に、スイッチ駆動を行うデューティ比が小さい駆動信号であっても十分に大きな出力電圧が得られるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ技術に関するものである。

スイッチ素子をオン・オフ制御することによって、入力された直流電源の電圧値を変換し、変換後の電圧を出力負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータは従来から電子機器の集積回路用や自動車などの輸送機械用の電源等に広く利用されている。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現する方法として、コイルやリアクタ等のインダクタを用いて安定した直流電圧を得るチョッパ型スイッチングレギュレータ構成のものがある。

その一例が特許文献１に開示されている。特許文献１では主スイッチ素子であるパワートランジスタのベース電流を入力電圧の変化に対して一定化するような定電圧回路を設けることで入力電圧が変動した場合でも安定して出力供給できる構成のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。

ここで、特許文献１に開示された昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の基本的な回路を図６に示す。同図において入力端子２と出力端子３との間にインダクタ４と、ダイオードで構成された第１の一方向導通手段７ａとが直列に接続されている。また、インダクタ４と第１の一方向導通手段７ａとの中点に一端が接続されている電流制御用のパワートランジスタであるスイッチ素子５と、第１の一方向導通手段７ａと出力端子３との中点に接続される平滑用の平滑フィルタ８とを有している。

この昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ４００において構成された回路の動作についてタイミングチャートを用いて説明する。

従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の主要部位におけるタイミングチャートを図７に示す。この回路において、図７のＡに示すようなスイッチングパルスによってスイッチ素子５が時刻ｔ_１のタイミングで”Ｈｉレベル”になると、スイッチ素子５はスイッチングパルスが”Ｈｉレベル”の間オン状態となり、電流が導通される。
スイッチ素子がオン状態となると、図７のＢに示すようにスイッチ素子５のドレインであるｎ_１の電位が略接地電位になるため、インダクタ４の両端には１次電圧である電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎと略接地電圧との電位差Ｖ_ｉｎが発生し、インダクタ４の電流が増加する。インダクタ４の電流が増加することにより、インダクタ４の内部に磁束が発生し、その結果インダクタ４に磁束エネルギーが蓄積される。

次に、時刻ｔ_２のタイミングでスイッチングパルスが”Ｌｏレベル”期間となると、スイッチ素子５がオフ状態となりスイッチ素子５を流れる電流が遮断される。そのため、インダクタ４に流れていた電流が減少する。しかし、この時インダクタ４には磁束が発生していたため、大電流を流しつづけようとする逆起電力Ｖ_ｌが発生し、ｎ_１の電位は入力電圧である１次電圧Ｖ_ｉｎと逆起電力Ｖ_ｌの和であるＶ_ｉｎ＋Ｖ_ｌとなり、昇圧された電位が第１の一方向導通手段７ａを介して出力端子側へ伝達され、平滑フィルタ８によって平滑された２次電圧が出力される。

次に、時刻ｔ_３ではスイッチ素子５が再度オン状態となり、ｎ_１の電位が接地電位に降圧するが、第１の一方向導通手段７ａの逆バイアスされているため出力側には電位が伝達されない。

また、出力電圧は平滑フィルタ８に蓄積された電気エネルギーが放出されるため、短い期間であるスイッチングパルスの”Ｈｉ期間”は２次電圧の値を維持する。

このように、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_３の動作を繰り返すことにより、図７のＤに示すように、出力電圧である２次電圧Ｖ_ｏｕｔがＶ_ｉｎ＋Ｖ_ｌの大きさを安定的に保って外部に供給される。

前述したように、インダクタに加わる電圧はスイッチ素子がオン時にはＶ_ｉｎであり、オフ時にはＶ_ｏｕｔ(=Ｖ_ｉｎ＋Ｖ_ｌ)−Ｖ_ｉｎとなる。そのため、スイッチ素子のスイッチング周波数が一定以上であり、インダクタに流れる電流が断続しない連続的な定常状態になると、オン時間にインダクタを流れる電流量とオフ時間に流れる電流量が釣り合うため、下記数１の関係式が成り立つ。

ここでＶ_ｏｕｔは出力電圧であり、Ｖ_ｉｎは入力電圧である。また、Ｔ_ｏｎはスイッチ素子の開閉周期中におけるオン時間、Ｔ_ｏｆｆはパワートランジスタの開閉周期中におけるオフ時間、Ｌはインダクタのインダクタンス成分をあらわす。

また、数1の式の左辺はオン時間中のインダクタに流れる電流の増加量を表し、右辺はオフ時間中のインダクタに流れる電流の増加量をあらわす。

数1の式を変形すると下記数２の式が成立する

数２式に示すように定常状態における出力電圧の大きさはインダクタの大きさによらずパワートランジスタの開閉期間中のオン時間(Ｔ_ｏｎ)即ちデューティ比で決まる。つまり入力電圧に対してより大きな出力電圧に変換するためには、パワートランジスタのデューティ比を大きくすればよい。

しかしながら、前記した特許文献１で開示されている従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、次のような問題点があった。

それは、高周波駆動時において、パワートランジスタで構成されたスイッチ素子５を駆動するまでの応答特性により、スイッチングパルスのデューティ比を大きくすることができなくなることである。
また、自動車等に用いられる電源は高温環境下で使用される事が多い。そのため、高温時では駆動信号であるスイッチングパルスがＨｉレベル又はＬｏレベルに切り替わる際のスイッチング時間が長くなってしまう。

上述したこれらの問題からスイッチ素子５の駆動信号であるスイッチングパルスのデューティ比を大きくすることができないため、入力電圧に対して高い変換比の出力電圧を得ることができなかった。

特開平７−３０３３７１号公報

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その課題とするところは、スイッチ素子の駆動信号のデューティ比が小さい値であっても十分に大きな電圧変換比を得ることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧である１次電圧を、インダクタと、インダクタに流す電流を制御するスイッチ素子と、逆流防止機能を具備した第１の一方向導通手段と、を含んで構成されるチョッパ回路によって２次電圧に変換して出力するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、チョッパ回路のインダクタに磁束エネルギーを蓄積する期間に、少なくとも１次電圧によって発生する電気エネルギーの一部が充電される充電手段と、インダクタに蓄積された磁束エネルギーと充電手段に充電された電気エネルギーとを重畳する重畳手段と、を有する。

本発明によれば、インダクタに蓄積された磁束エネルギーがスイッチ素子の切替えによって電気エネルギーに変換されて放出されると同時に、充電手段によって充電されていた電気エネルギーも重畳手段によって重畳されることでより、より大きな電圧変換を行うことができ、より大きな電圧変換比が得られる。

本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、インダクタに電圧がかかり、インダクタに流れる電気エネルギーを磁束エネルギーに変換して蓄積している期間内に充電手段により少なくとも１次電圧の一部が充電されている。ここで、１次電圧によって発生する電気エネルギーの一部とは、入力された１次電圧が半導体素子等を介して充電手段によって充電される電気エネルギーをも含み、単に１次電圧が充電手段によって直接的に充電されたエネルギーのみに限定されない。

また、重畳手段は、２つ以上のエネルギーを蓄積又は放出する手段をもち、その蓄積と放出のタイミングを合わせることで、より大きな変換比を得ることが可能となることから、少なくともインダクタに蓄積したエネルギーを放出する期間に、充電手段によって充電したエネルギーを少なくとも一定期間同時に放出する構成となっていれば良い。

さらに、重畳手段により、重畳した電気エネルギーによって発生する電圧は、インダクタ単体による１次電圧の電圧変換よりも大きな電圧変換が行われた電圧であり、必ずしも正の電圧値のみに限定されない。インダクタに蓄積されたエネルギーの放出方向や、充電手段によって充電された電気エネルギーの電界方向に応じて、出力電圧が負電圧値になることをも含まれている。

ここにおいて、充電手段は逆流防止機能を備えた第２の一方向導通手段と、キャパシタと、を有することが好ましい。このようにすると、キャパシタによって充電された電気エネルギーが第２の一方向導通手段のために１次電圧側への放電が抑えられるため効率よく充電することができる。

ここで、重畳手段は、インダクタに発生する逆起電力を前記充電手段の基準電圧とする手段を有することとしても良い。
このようにすると、インダクタに発生する逆起電力を直接前記充電手段に作用させることができ、容易に重畳可能になる。

ここで、第１及び第２の一方向導通手段がスイッチ素子であり、第１の一方向導通手段と第２の一方向導通手段とがスイッチングの位相が略逆相関係にする事としても良い。

ここで、略逆相関係とは、第１及び第２の一方向導通手段の構成要素であるスイッチ素子を制御するためのそれぞれのスイッチングパルスにおける“Ｈｉレベル”の期間、又は“Ｌｏレベル”の期間が重なっていない関係あらわしているが、“Ｈｉレベル”から“Ｌｏレベル”への遷移、或いは“Ｌｏレベル”から“Ｈｉレベル”への遷移の期間が重なっている場合を排除するものではない。

このようにすると、スイッチ素子を制御する駆動電圧を調整することで、スイッチ素子間に発生する電圧が高い場合でも逆流防止手段の耐圧性能を高くすることができる。

また、インダクタの出力部に接続する、２次電圧とは別の電圧を出力する第２の出力手段を有することが望ましい。このようにすると、目的とする出力電圧が例えば２系統以上必要とされる場合には、各系統各々専用の電圧変換機能を持たせた装置を準備する必要が無く、変換回路の回路構成がより簡素化される。

以下、本発明を具体化した最良の形態について、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第一の実施形態である昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の回路図に示すように構成されている。即ち本形態の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、１次電圧電源１から発生する電圧Ｖ_ｉｎによって電流を入力する入力端子２と、入力端子２を介して１次電圧Ｖ_ｉｎが供給されるインダクタ４と、インダクタ４に流れる電流を制御するNチャンネルMOSトランジスタであるスイッチ素子５と、一方の端子がインダクタ４とスイッチ素子５との中点に接続されるキャパシタ６と、を有している。

本第１の実施形態では、インダクタ４とスイッチ素子５との中点と、キャパシタ６とで前記重畳手段を実現している。

ここでスイッチ素子としてNチャンネルMOSトランジスタを用いているが、特に限定するものではなく、PチャンネルMOSトランジスタを用いても、バイポーラなどの電流駆動型であるベースドライブトランジスタなどを用いても良い。

また、キャパシタ６の他端は第１の一方向導通手段７ａと第２の一方向導通手段７ｂとに接続されており、第１の一方向導通手段７ａを通じてキャパシタ６に充電された電気エネルギーを出力側に伝達する。

本第１の実施形態では、前記充電手段は、キャパシタ６と第２の一方向導通手段７ｂとで実現されており、第２の一方向導通手段７ｂによって、キャパシタ６に充電される電気エネルギーが入力側に伝達されることを防止する。

さらに、第１の一方向導通手段７ａと出力端子３の中点に生成される電圧を平滑するための平滑フィルタ８が設けられている。

また、特に図示しないが出力される２次電圧は直接、又は抵抗分圧後にエラーアンプなどを用いて基準電圧との比較増幅した後、スイッチ素子５の駆動を行う図示しないPWM制御回路にフィードバックされている。

以下、本第１の実施形態である昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００で構成された回路の動作についてタイミングチャートを用いて説明する。

昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の主要部位におけるタイミングチャートを図２に示す。スイッチ素子５は図示しないPWM制御回路によって生成された、図２のＡに示すようなスイッチングパルスによってスイッチングされる。スイッチングパルスが時刻ｔ_１のタイミングで”Ｈｉレベル”になると、スイッチ素子はスイッチングパルスが”Ｈｉレベル”の間オン状態となり、電流が導通される。

スイッチ素子５がオン状態となると、図２のＢに示すようにスイッチ素子５のドレインであるｎ_１の電位が略接地電位になるため、インダクタ４の両端には１次電圧である電源１の入力電圧Ｖ_ｉｎと略接地電圧との電位差が発生し、インダクタ４の電流が増加する。インダクタ４の電流が増加することにより、インダクタ４の内部に磁束が発生し、その結果インダクタ４に磁束エネルギーが蓄積される。
また、図２のＣに示すように、インダクタ４の電流が増加すると同時にキャパシタ６にも第２の一方向導通手段７ｂを介して、入力電圧Ｖ_ｉｎの電位差が生じるため、電気エネルギーが充電される。

次に、時刻ｔ_２のタイミングでスイッチングパルスが”Ｌｏレベル”期間となると、スイッチ素子５がオフ状態となりスイッチ素子を流れる電流経路が遮断される。そのため、インダクタ４に流れる電流が減少する。しかし、この時インダクタには磁束が発生しているため、大電流を流しつづけようとする逆起電力が発生し、ｎ_１の電位は１次電圧Ｖ_ｉｎと逆起電力Ｖ_ｌの和であるＶ_ｉｎ＋Ｖ_ｌになる。

この時キャパシタ６には、スイッチ素子４が”Ｈｉレベル”期間中に充電した電気エネルギーが充電されているため、キャパシタ６の両端にはＶ_ｉｎの電位差が生じている。そのため、キャパシタ６の一端であるｎ_１の電位が接地電位からＶ_ｉｎ＋Ｖ_ｌだけ大きくなるとキャパシタの他端は２Ｖ_ｉｎ＋Ｖ_ｌまで昇圧することになる。

この昇圧した電位は第２の一方向導通手段７ｂのために電源電圧１側には伝達されず、スイッチングパルスが再度”Ｌｏレベルとなる”時刻ｔ_３まで、第１の一方向導通手段７ａを介して出力側に伝達される。

伝達された昇圧電圧は平滑フィルタ８によって平滑化され出力端子３から２次電圧に変換されて出力される。

また、時刻ｔ_３ではスイッチ素子５が再度オン状態となり、ｎ_１の電位が略接地電位に降圧するため、それに伴ってｎ_２の電位が下がるが、第１の一方向導通手段７ａが逆バイアスされるため出力側には電位が伝わらない。

また、出力電圧は平滑フィルタ８に蓄積された電気エネルギーが放出されるため、短い期間であるスイッチングパルスの”Ｈｉ期間”は２次電圧の値を維持する。

このように、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_３の動作を繰り返すことにより、図２のＥに示すように、２次電圧であるＶ_ｏｕｔが２Ｖ_ｉｎ＋Ｖ_ｌの大きさを保って出力端子から安定的に外部に供給される。

上述したように、第一の実施形態においては、前述した従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータと比べて、同一デューティ比のスイッチングパルスでスイッチ素子を駆動して入力電圧である一次電圧を変換した場合には、キャパシタに充電した電気エネルギーとインダクタの磁束エネルギーとが出力電圧が大きくなるように重畳されるため、より高い変換比で２次電圧を得ることができるようになる。

次に本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施形態を示す。

第２の実施形態は図３の回路図に示すように構成されている。図中の主要構成のうち図１と同一又は同等の構成については図１と同一の符号を付し、詳細な説明は省略するものとする。
即ち本形態の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、インダクタ４とスイッチ素子５との中点に一端が接続される第３の一方向導通手段７ｃと、他端に第２の２次電圧を出力する第２出力端子９が設けられている。

さらに、第３の一方向導通手段７ｃと第２出力端子９の中点に生成される電圧を平滑するための第２の平滑フィルタ１０が設けられている。

このような構成にすることで時刻ｔ_２で発生するｎ_１の電位であるＶ_ｉｎ＋Ｖ_ｌを第３の一方向導通手段７ｃを介して第２出力端子へ伝達可能となり、平滑フィルタ１０により安定的に第２出力端子から第２の２次電圧を安定的に外部に出力できる。

このように、平滑フィルタとダイオードとを追加することで小型で、且つ容易に別系統の昇圧電圧である第２の２次電圧を得ることができる。

また、本実施形態では、第１の一方向導通手段７ａ及び第２の一方向導通手段７ｂがＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子と、図示しない該スイッチ素子を制御するそれぞれのスイッチングパルス発生回路と、で構成されている。また、第１の一方向導通手段７ａをスイッチするスイッチングパルスはスイッチ素子５のスイッチングパルスと略逆位相関係であり、第２の一方向導通手段７ｂをスイッチするスイッチングパルスは略同位相関係を有する。

つまり、該スイッチ素子を制御するそれぞれのスイッチングパルスはインダクタ４にエネルギーを蓄積する期間に充電手段に蓄積できる位相でスイッチをオン／オフの制御を行い、またインダクタのエネルギーと充電手段により充電したエネルギーとを放出する期間に、出力側へ伝達できる位相でスイッチをオン／オフの制御を行うことで逆流防止機能を実現し、ｎ２の電位を効率よく確実に出力端子へ伝達することができる。
また、オフ時のスイッチングパルス電圧を低く設定することで、スイッチ素子で構成された第１の一方向導通手段７ａ及び第２の一方向導通手段７ｂの両端に発生するドレインソース間電圧を、ダイオードで構成された第１の一方向導通手段７ａ及び第２の一方向導通手段７ｂに比べ高くすることができる。

次に、本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施形態を示す。

本発明の構成は、反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。

本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施形態である反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図４の回路図に示すように構成されている。即ち本形態の反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、１次電圧電源１から発生する電圧Ｖ_ｉｎにより電流を入力する入力端子２と、入力端子２を介して入力された電流を制御するＮチャンネルＭＯＳトランジスタであるスイッチ素子５と、その一端が接地電位に接続されスイッチ素子５によって制御された電流が供給されるインダクタ４と、一方の端子がインダクタ４とスイッチ素子５との中点に接続されるキャパシタ６とを有している。

本第３の実施形態では、インダクタ４とスイッチ素子５との中点と、キャパシタ６とで前記重畳手段を実現している。

ここでスイッチ素子としてＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いているが、特に限定するものではなく、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いても、バイポーラなどの電流駆動型であるベースドライブトランジスタなどを用いても良い。

また、キャパシタ６の他端は第１の一方向導通手段７ａと第２の一方向導通手段７ｂとに接続されており、キャパシタ６の他端側からみて、第１の一方向導通手段７ａは出力端子３と逆方向に、第２の一方向導通手段７ｂは接地と順方向にそれぞれ配置されている。

本第３の実施形態では、前記充電手段は、キャパシタ６と第２の一方向導通手段７ｂとで実現されており、第２の一方向導通手段７ｂによって、キャパシタ６に充電される負電気エネルギーが接地に伝達されることを防止する。

さらに、第１の一方向導通手段７ａと出力端子３の中点に生成される電圧を平滑するための平滑フィルタ６が設けられている。

また、特に図示しないが出力される２次電圧は直接、又は抵抗分圧後にエラーアンプなどを用いて基準電圧との比較増幅した後、スイッチ素子５の駆動を行う図示しないＰＷＭ制御回路にフィードバックされている。

以下、本第３の実施形態である反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００で構成された回路の動作についてタイミングチャートを用いて説明する。

反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の主要部位におけるタイミングチャートを図５に示す。スイッチ素子は図示しないPWM回路によって生成され、図５のＡに示すようなスイッチングパルスによってスイッチングされる。スイッチングパルスが時刻ｔ_１のタイミングで”Ｈｉレベル”になると、スイッチ素子はスイッチングパルスが”Ｈｉレベル”の間オン状態となり、電流が導通される。

スイッチ素子が導通状態となると、図５のＢに示すようにスイッチ素子のドレインであるｎ_１の電位が１次電圧である入力電位Ｖ_ｉｎになるため、インダクタ４の両端には入力電圧Ｖ_ｉｎと接地電圧との電位差が発生し、インダクタ４の電流が増加する。インダクタ４の電流が増加することにより、インダクタ内部に磁束が発生し、その結果インダクタに磁束エネルギーが蓄積される。

また、図５のＣに示すように、インダクタ４の電流が増加すると同時にキャパシタ６にも、略入力電圧Ｖ_ｉｎの電位差が生じるため、キャパシタ６に電気エネルギーが充電される。

次に、時刻ｔ_２のタイミングでスイッチングパルスが”Ｌｏレベル”期間となると、スイッチ素子がオフ状態となりスイッチ素子を流れる電流経路が遮断される。そのため、インダクタ４に流れる電流が減少する。しかし、この時インダクタには磁束が発生しているため、大電流を流しつづけようとする逆起電力Ｖｌが発生し、ｎ１の電位は接地電位からさらにＶ_ｌだけ低い電圧−Ｖ_ｌまで低下する。

キャパシタ６には、スイッチ素子４が”Ｈｉレベル”期間中に充電した電気エネルギーが
充電されているため、キャパシタ６の両端にはＶ_ｉｎの電位差が生じている。そのため、キャパシタ６の一端であるｎ_１の電位が−Ｖ_ｌになるとキャパシタの他端ｎ_２は更にＶ_ｉｎだけ低い−Ｖ_ｉｎ−Ｖ_ｌに引っ張られる。

この反転した負電位は第２の一方向導通手段７ｂのために接地からの逆流を防止しているため、スイッチングパルスが再度”Ｌｏレベルとなる”時刻ｔ_３まで、第１の一方向導通手段７ａが順バイアスされ出力側の負電圧が伝達維持されることになる。

伝達された反転電圧は平滑フィルタ８によって平滑化され出力端子から２次電圧として変換されて出力される。

次に、時刻ｔ_３ではスイッチ素子５が再度オン状態となり、ｎ_１の電位がＶ_ｉｎまで上昇するため、それに伴ってｎ_２の電位が上昇するが、第１の一方向導通手段７ａが逆バイアスされているため出力側には電位が伝達されない。

また、出力電圧は平滑フィルタ８に蓄積された電気エネルギーが放出されるため、短い期間であるスイッチングパルスの”Ｈｉ期間”は２次電圧の値を維持する。

このように、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_３の動作を繰り返すことにより、図４のＥに示すように、出力端子のからの２次出力電圧であるＶ_ｏｕｔがＶ_ｉｎ＋Ｖ_ｌの大きさの負電圧で安定的に外部に供給されることになる。

上述したように、第三の実施形態においては、キャパシタに充電した電気エネルギーとインダクタの磁束エネルギーとが出力電圧である負電圧が大きくなるように重畳されるため、より高い変換比である２次電圧で負電圧を得ることができるようになる。
なお、上述した本形態は単なる例示であり、本発明を何ら限定するものではない。本発明は当然に、その趣旨を逸脱しない範囲内で様々な変形・改良が可能なものである。例えば図１、図３、図４等の回路図において、回路の具体的構成は図示の通りでなくてもよく、インダクタを並列接続した構成といった同様の機能を有する他の構成であってもよい。

また、図３に示した構成を図４に適用することで、二系統の負電圧を取り出す構成や正負両電圧を取り出す構成としても良い。

本発明の第１の実施の形態に係る昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の各部の波形図である。 本発明の第２の実施の形態に係る昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係る反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の反転チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の各部の波形図である。 従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の各部の波形図である。１ １次電圧電源２ 入力端子３ 出力端子４ インダクタ５ スイッチ素子６ キャパシタ７ａ 第１の一方向導通手段７ｂ 第２の一方向導通手段７ｃ 第３の一方向導通手段８ 平滑フィルタ９ 第２出力端子１０ 第２の平滑フィルタ

Claims (5)

1. 入力直流電圧である１次電圧を、
   インダクタと、該インダクタに流す電流を制御するスイッチ素子と、逆流防止機能を具備した第１の一方向導通手段と、を含んで構成されるチョッパ回路によって２次電圧に変換して出力するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   チョッパ回路のインダクタに励磁エネルギーを充電する期間に、少なくとも１次電圧によって発生する電気エネルギーの一部が充電される充電手段と、
   インダクタに充電された励磁エネルギーと充電手段に充電された電気エネルギーとを重畳する重畳手段と、を有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
   
2. 請求項１に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記充電手段は逆流防止機能を備えた第２の一方向導通手段とキャパシタとを有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
   
3. 請求項１又は請求項２に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記、重畳手段は、インダクタに発生する逆起電力を前記充電手段の基準電圧とする手段を有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
   
4. 請求項１乃至３に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   第１及び第２の一方向導通手段がスイッチング素子であり、
   第１の一方向導通手段と第２の一方向導通手段とがスイッチングの位相が略逆相関係にあることを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
   
5. 請求項１乃至４に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   インダクタの出力部に接続する、２次電圧とは別の電圧を出力する第２の出力手段を有することを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。