JP2006086666A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 送信側や受信側のアナログ回路で生じる直交成分間の位相差を補償する。
【解決手段】 直交復調器２で直交成分を検波してこの出力Ｓ１をＡ／Ｄ変換器３でデジタル信号Ｓ２とし、その周波数及び位相オフセットを複素乗算器５で位相回転信号ＯN により補正して復調出力Ｓ５を導出し、判定器７で信号Ｓ５から検出される各成分毎の誤差信号Ｅ及び極性信号Ｄを生成して、これらＥ，Ｄ信号に基づいて、ＰＤ８，ＬＰＦ９，ＮＣＯ１０により位相回転信号ＯN 及びその逆相信号ＯN ’を生成する。この位相回転信号ＯN に基づいて、複素乗算器５で周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調装置において、信号Ｓ２の極性信号と、誤差信号Ｅの位相回転信号ＯN ’に基づく位相回転後の信号との相関に基づいて信号Ｓ２の出力の位相補償をなす位相補償器４を設けて、直交復調器２やＡ／Ｄ変換部３のアナログ部での直交成分間の位相差の発生を補正する。
【選択図】 図１

Description

本発明は復調装置及び復調方法に関し、特にデジタル無線通信システムにおける多値直交変調信号を復調する復調方式に関するものである。

従来のこの種の復調装置の例として、図１４や図１６に示すものがある。先ず、図１４を参照すると、ローカル発振器１と、直交復調器２と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器３と、複素乗算器５と、等化器（ＥＱＬ）６と、判定器（Decision）７と、位相検出器（ＰＤ）８と、ＬＰＦ９と、数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerical Controlled Oscillator ）１０とからなっている。

図１４において、直交変調されたＩＦ信号は直交変調器２へ入力されて、このＩＦ信号の搬送波とほぼ同一の周波数を有するローカル発振器１の出力である互いに直交する周波数信号により、直交復調されて復調出力Ｓ１（Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１）として導出される。なお、図においては簡単化のために、直交成分であるＩｃｈ，Ｑｃｈを１本の信号線として示しており、以下全て同一とする。

この復調出力Ｓ１はＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器３によりデジタル化されて複素乗算器５の一入力Ｓ２となる。この複素乗算器５の出力Ｓ４は等化器（ＥＱＬ）６を介して判定器（Decision）７の入力Ｓ５となる。この判定器７において、搬送波周波数とローカル周波数とのずれを補正するための誤差信号Ｅと極性信号Ｄとが生成され、誤差信号Ｅに基づいて等化器６の等化制御が行われると共に、誤差信号Ｅと極性信号Ｄとは、位相検出器（ＰＤ）８へ入力される。

この位相検出器８により位相誤差信号ＯP が生成され、これがＬＰＦ９により平滑化された信号ＯL となる。この信号ＯL は数値制御発振器（Numerical Controlled Oscillator ）１０により積分されて位相回転情報ＯN に変換されて、複素乗算器５の他入力となる。この複素乗算器５において、ＩＦ信号周波数とローカル周波数との差分の周波数成分が取り除かれて、搬送周波数同期が取られてベースバンド信号Ｓ４となり、等化器６及び判定器７を介して復調出力Ｓ６が得られるようになっている。

なお、この様な復調装置については、例えば特許文献１及び２などに開示されており、周知技術である。
特開２０００−２１６８３９号公報 特開２０００−２４４５９２号公報

図１５は、図１４の従来の復調装置において、本発明が解決しようとしている、ＩｃｈとＱｃｈとの間の位相差が発生する場所を示すための図である。図１５においては、送信側の変調器（ＭＯＤ）から本復調器（ＤＥＭ）に至るまでの区間を、「ＭＯＤ ＢＢ（Baseband） Ｄｉｇｉｔａｌ」、「ＭＯＤ ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」、「ＩＦ Ａｎａｌｏｇ」、「ＤＥＭ Ｑｕａｓｉ−ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」、「ＤＥＭ Ｑｕａｓｉ−ＢＢ Ｄｉｇｉｔａｌ」、「ＤＥＭ ＢＢ Ｄｉｇｉｔａｌ」の各区間で示している。復調装置においては、直交復調器２と複素乗算器５との間の信号は完全なベースバンドではなく、わずかな周波数オフセット成分が残留している、いわゆるベースバンドに準じた状態（Ｑｕａｓｉ：擬似または準）であるために、「Ｑｕａｓｉ−ＢＢ」という表現を用いている。

図１５に示した各区間のなかで、ＩｃｈとＱｃｈとの間の位相差、つまり、それぞれの経路における遅延差が生じる可能性のあるのは、アンダーラインを施したように、「ＭＯＤ ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」及び「ＤＥＭ Ｑｕａｓｉ−ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」区間である。この遅延差は短時間的には各部において固定的に与えられるために、ＢＢ区間で与えられた位相差は、Ｑｕａｓｉ−ＢＢ区間では、Ｉｃｈ，Ｑｃｈが互いに完全に分離されておらず、位相回転を生じることになる。

なお、図１４の従来の構成では、「 ＤＥＭ ＢＢ Ｄｉｇｉｔａｌ」 区間に等化器６が設けられており、これにより、「ＭＯＤ ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」区間で生じた遅延差を補償することは可能であるが、「ＤＥＭ Ｑｕａｓｉ−ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」区間で生じた遅延差を補償することはできないという問題がある。

ここで、図１６を参照すると、従来の他の復調装置の例が示されており、図１４と同等部分には同一符号により示している。図１６の例では、図１４の等化器６の代りに、等化器１１を、Ａ／Ｄ変換器３と複素乗算器５との間、すなわち図１５に示した「ＤＥＭ Ｑｕａｓｉ−ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」区間に設けて、誤差信号Ｅの他に、数値制御発振器１０の出力ＯN とは逆相信号ＯN ’を用いて、信号Ｓ２を等化制御するものである。しかしながら、この例では、「ＭＯＤ ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」区間で生じた遅延差を補償することはできないという問題がある。

昨今においては、デジタル処理化が進んだ結果、アナログ的な精度が問題になる箇所は減少してきてはいるものの、上述したＩｃｈとＱｃｈとの間の位相差（遅延差）は、ベースバンドのアナログ処理がなくならない限り解決しなければならない問題として残ることになる。また、特に、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）等の多値化とシンボルレートの高速化が進むに従って、当該位相差は深刻な問題となり、アナログ的な手動調整に頼るにも限界がある。

本発明の目的は、送信側及び受信側の、主にアナログ回路によって生じるＩｃｈとＱｃｈとの間のクロック位相差（遅延差）を補償可能な復調装置及び復調方法を提供することである。

本発明による復調装置は、直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波手段と、前記検波手段の出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調手段と、この復調出力を入力とする等化手段と、この等化手段の出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成する手段とを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調手段において前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調装置であって、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力の極性信号と、前記誤差信号の前記位相回転信号の逆相信号に基づく位相回転処理後の信号との相関に基づいて前記Ａ／Ｄ変換手段の出力の位相補償をなす位相補償手段を含むことを特徴とする。

本発明による他の復調装置は、直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波手段と、前記検波手段の出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力を入力とする等化手段と、この等化手段の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調手段と、この復調出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成する手段とを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調手段において前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調装置であって、前記復調出力の極性信号と前記誤差信号との相関に基づいて前記復調出力の位相補償をなす位相補償手段を含むことを特徴とする。

本発明による復調方法は、直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波ステップと、前記検波ステップの出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、このＡ／Ｄ変換ステップの出力を等化する等化ステップと、この等化出力の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調ステップと、この復調出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成するステップとを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調ステップにおいて前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調方法であって、前記Ａ／Ｄ変換ステップの出力の極性信号と、前記誤差信号の前記位相回転信号の逆相信号に基づく位相回転処理後の信号との相関に基づいて前記Ａ／Ｄ変換ステップの出力の位相補償をなす位相補償ステップを含むことを特徴とする。

本発明による他の復調方法は、直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波ステップと、前記検波ステップの出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、このＡ／Ｄ変換ステップの出力を入力とする等化ステップと、この等化出力の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調ステップと、この復調出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成するステップとを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調ステップにおいて前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調方法であって、前記復調出力の極性信号と前記誤差信号との相関に基づいて前記復調出力の位相補償をなす位相補償ステップを含むことを特徴とする。

本発明によれば、手動による調整を必要とすることなく、またアナログ的要素のない最小限の回路追加によって、全てデジタル的にかつ自動的に、ＩｃｈとＱｃｈとの間の位相差（遅延差）を取り除くことができるという効果がある。また、全デジタル化されていることによって、ＬＳＩ化が容易であるという効果もある。

以下に、図面を参照しつつ詳細に説明する。図１は本発明の一実施の形態を説明するブロック図であり、図１４と同等部分は同一符号により示している。本実施の形態においては、図１４のディジタル無線通信システムにおける復調器に加えて、ＩｃｈとＱｃｈとの間の位相差（遅延差）を補償する機能を有するものである。

図１に示すように、ローカル発振器１、直交復調器２、Ａ／Ｄ変換器３、複素乗算器５、等化器６、判定器７、ＰＤ８、ＬＰＦ９、ＮＣＯ（数値制御発振器）１０からなる通常の復調器の構成に加えて、クロック位相補償器４を備えている。このクロック位相補償器４によって、送信器及び受信器の、主にアナログ回路によって生じるＩｃｈとＱｃｈとの間のクロック位相差（遅延差）を補償する機能を有することを特徴としている。

以下の説明においては、復調器の検波方式は準同期検波、入力される変調信号はＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ）、ＱＡＭ等の直交変調を仮定しており、それぞれの直交成分（チャネル）に関して、一般的な表記である、Ｉｃｈ、Ｑｃｈという表記を用いる。また、準同期検波故に、直交復調器及びＡ／Ｄ変換器の出力信号は、正確にはベースバンド信号ではなく、ＩＦ周波数とローカル周波数の差分の周波数成分が残っているため、ＩｃｈとＱｃｈの成分が完全に分離されている状態ではない。

直交復調器２に入力された変調信号（ＩＦ ＩＮ）は、搬送波とほぼ同一の周波数を持つローカル発振器１の出力を用いて、信号Ｓ１（Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１）に変換される。この信号Ｓ１はＡ／Ｄ変換器３によってディジタル信号Ｓ２（Ｉｃｈ２，Ｑｃｈ２）に変換される。信号Ｓ１及びＳ２は、完全なベースバンド信号になっていない。

しかしながら、信号Ｓ４以降については、誤差信号Ｅ、極性信号Ｄを出力する判定器（Decision）７と、Ｅ信号とＤ信号から位相誤差信号ＯP を出力する位相検出器（ＰＤ：Phase Detector) ８と、位相誤差信号ＯP を平滑化した結果ＯL を出力するＬＰＦ９と、ＯL を積分して位相回転情報に変換した結果ＯN 及びその逆相情報ＯN ’を出力するＮＣＯ１０、及びＮＣＯの出力ＯN を制御信号としてＩＦ周波数とローカル周波数の差分の周波数成分を取り除く複素乗算器５とによって、搬送波周波数同期が取られることにより、完全なベースバンド信号Ｓ４が得られる。

なお、複素乗算器５、判定器７、ＰＤ８、ＬＰＦ９、ＮＣＯ１０による搬送波周波数同期は、準同期検波時におけるＰＬＬ（Phase Locked Loop ）による搬送波同期回路の一般的な構成である。

以上は、一般的な準同期検波型復調器の一構成例であり、その詳細な構成は、本発明とは関係なく、且つ周知の技術であるために、その説明を省略するものとする。等化器６は、搬送波周波数同期とは別に、符号間干渉、フェージング等の伝搬路の不完全生による周波数及び遅延特性の劣化を補償するものであるが、これも、特別なものではなく従来通りの構成の等化器である。

判定器７及びＮＣＯ１０は、クロック位相補償器４の動作に関係するので、もう少し説明を加える。図２は、判定器７の入出力信号の関係を示したものである。Ｅは信号Ｓ５とＳ６との差分を示しており、Ｄは信号Ｓ６の単位ベクトルとなる。図２においては、簡単のため、ＱＰＳＫの第一象限のみを示したが、これは他の象限及び他の変調方式であっても同様である。

図３はＮＣＯ１０の構成例を示したものである。図３に示すように、ＮＣＯ１０は、積分器１０１、位相変換器１０２、位相反転器１０３で構成される。ＮＣＯ１０に入力された、平滑化された位相誤差信号ＯL は、積分器１０１によって位相信号ＯL ’に変換される。但し、この積分器１０１は上限及び加減にリミッターを持っておらず、上限値と下限値が互いに繋がったように演算を行う。例えば、表現としての上限値が＋１、下限値が−１であれば、＋１の値を保持しているときに、少しでも正の値が入力されれば、積分値の値は−１より小さな値に変化し、逆の場合も同様である。

信号ＯL ’は、複素乗算器５によってＯL ’の位相回転を与えるために、位相変換器１０２によって、位相回転信号ＯＮ（ｃｏｓＯL ’，ｓｉｎＯL ’）に変換される。また、位相反転器１０３によって、クロック位相補償器４に渡すための、ＯN とは逆位相の信号ＯN ’（ｃｏｓＯN ’，−ｓｉｎＯN ’）も生成される。

以下、本発明の中心となるクロック位相補償器４について説明する。図４はクロック位相補償器４の構成例を示したものである。図４に示すように、クロック位相補償器４は、遅延器（Ｔ）４０１，４０２、複素乗算器４０３〜４０５、加算器（Σ）４０６、相関器（Correlator）４０７、複素乗算器４０８、遅延調整器（ＤＬ）４０９により構成される。

複素乗算器４０８，ＤＬ４０９を除いた構成は、通常のトランスバーサル型等化器と同等の構成である。後述するように、相関器４０７において、極性信号Ｄと誤差信号Ｅとの相関を取ることによって、補償係数Ｃ-1，Ｃ0 ，Ｃ+1を求めるのであるが、誤差信号Ｅは複素乗算器５で位相回転が施されて周波数同期が取れた後の信号から得られた情報であり、極性信号Ｄは位相回転を施す前の情報であるため、そのままでは相関が取れない。そのために、誤差信号Ｅを複素乗算器４０８によって位相回転前の情報に戻す必要がある。また、Ｅ信号とＯN ’との間には、それぞれの回路の遅延差があるため、ＤＬ４０９によってタイミングを合わせている。

図５は相関器４０７の構成例を示したものである。図５に示すように、相関器４０７は、極性判定器４７０１、遅延調整器（ＤＬ）４７０２、遅延器（Ｔ）４７０３，４７０４、複素乗算器４７０５〜４７０７、積分器４７０８〜４７１０、タップ係数リーケージ回路４７１１〜４７１３で構成されている。

ＤＬ４７０１は、入力される信号Ｅとセンタータップ（Ｃ0 ）の極性信号Ｄ0 の遅延を一致させるためのものである。信号Ｄと信号Ｅの複素乗算結果を積分することによって、クロック位相補償係数が生成されるが、この積分結果は、リーケッジ回路４７１１〜４７１３によって、常に絶対値が小さくなるように制御される。

以下、本実施例の動作につき、本発明の特徴であるクロック位相補償器４を中心に説明する。先に、図１５を参照して説明したように、ＩｃｈとＱｃｈとの間の位相差（遅延差）が生じる可能性のあるのは、アンダーラインを施した「ＭＯＤ ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」及び「ＤＥＭ Ｑｕａｓｉ−ＢＢ Ａｎａｌｏ」区間である。遅延差は、短時間的には各部において固定的に与えられるために、ＢＢ区間で与えられた位相差は、「Ｑｕａｓｉ−ＢＢ」区間では、ＩｃｈとＱｃｈとが互いに完全に分離されておらず、位相回転を起こしているため、クロック位相補償係数も同様の位相回転をしなければ、遅延差を補償することが出来ない。同様に、「Ｑｕａｓｉ−ＢＢ」区間で与えられた遅延差をＢＢ区間で補償する場合も同様である。

ここで、「クロック位相補償」の「クロック位相」とは、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ各々の時間軸上の正規の信号点位置、つまりサンプリングクロックの位置（位相）を意味する。

これを解決するために、本発明では、等化器と同様の構成のクロック位相補償器４を、「ＤＥＭ Ｑｕａｓｉ−ＢＢ Ｄｉｇｉｔａｌ」区間に追加したものである。構成は等化器と同様であるが、クロック位相補償器４は、ＩｃｈとＱｃｈとの間の遅延差のみを補償するためのものであり、通常、この遅延差は微少であるため（微少であっても、特性劣化には十分寄与するのであるが）、センタータップ±１タップという、最小のタップ数で問題ないと思われる。

なお、「Ｑｕａｓｉ−ＢＢ」区間の周波数オフセットがほぼ０に等しい場合には、クロック位相補償器４は、後段のＥＱＬ６と同じ働きをしてしまうために、両者の動作が競合し、動作が不安定になってしまう。ＥＱＬ６の動作を比較的強くして動作の競合を防止するために、クロック位相補償器４にはリーケッジ回路４７１１〜４７１３によるタップ係数成長防止を施す必要がある。なお、このリーケッジ回路については、周知であるので、ここではこれ以上述べない。

ここで、相関器４０７で、信号ＥとＤとの相関を取って位相補償係数を求めている理由について簡単に説明する。サンプリング位相が正しい位置からずれている場合は、前後のサンプリング位置のデータが符号間干渉として見える。つまり、前後のサンプリング位置のデータの成分を含むことになり、サンプリング位置の誤差成分（信号Ｅ）は、前後のサンプリング位置の信号と相関を有しており、よってこの相関が減少するように制御すれば良いことになる。信号Ｄは前後の極性のみを示しているが、同様に、相関を有している。

次に、本発明の他の実施の形態について、図６を参照しつつ説明する。図１６に示した従来例においては、等化器１１が「Ｑｕａｓｉ−ＢＢ」区間にあるため、「ＭＯＤ ＢＢ Ａｎａｌｏｇ」区間で生じた遅延差を補償することは難しい。これに対して、図６に示す本発明の他の実施の形態が有効である。本例では、図１の例に対して、クロック位相補償器と等化器との位置関係が入れ替わったものである。すなわち、複素乗算器５の前段に等化器１１を設け、複素乗算器５の後段にクロック位相補償器１２を設けいてる。

図７はクロック位相補償器の第二の構成例であり、図６におけるクロック位相補償器１２に使用可能な場合の構成例を示す図であり、図４と同等部分は同一符号により示している。図４の例では、信号Ｅを位相回転するための複素乗算器４０８とＤＬ４０９とが必要であったが、本例では、クロック位相補償器１２が複素乗算器５の後段にあることから、信号Ｅに対する位相回転処理が不要であるために、判定器７からの信号Ｅをそのまま相関器４０７の入力として使用している。他の構成は図４の例と同等である。

図８にクロック位相補償器の第三の構成例を示しており、図４と同等部分は同一符号により示す。先の第一及び第二の構成例では、クロック位相補償器が複素数型、すなわち、Ｉ，Ｑの両チャネルの信号に対して動作するものであったが、本構成例では、Ｑｃｈ側のみの処理としており、Ｉｃｈ側は、遅延器４１１により、Ｑｃｈ側のセンタータップと同じ遅延を与えるのみとなっている。

本発明で行いたいのは、ＩｃｈとＱｃｈとの間の遅延差であるから、Ｉｃｈ側を固定して、Ｑｃｈ側の位相をその前後に調整できる本構成で十分な効果が得られる。これによって、クロック位相補償器の回路規模は大幅に削減することが出来る。また、逆に、Ｑｃｈ側を固定してＩｃｈ側の位相を調整するようにしても良いことは明白である。

図９にクロック位相補償器の第四の構成例を示す。本構成例は、図６の実施の形態に対して、クロック位相補償器を適用するためのものであり、図７の例と同様に、信号Ｅを位相回転するための複素乗算器と位相調整器が必要なくなっている。

図１０にクロック位相補償器の第五の構成例を示す。ＩｃｈとＱｃｈとの間の遅延差がそれほど大きくなければ、本構成のように、Ｑｃｈ側のセンタータップを補正しなくても十分な効果が得られる。これによって、クロック位相補償器の回路規模は更に削減可能となる。

図１１にクロック位相補償器の第六の構成例を示す。本構成例は、図１０に示した第五のクロック位相補償器の構成例を、図６の本発明の他の実施の形態に適用するための構成例であり、図７の第二の構成例と同様に信号Ｅを位相回転するための複素乗算器とＤＬとが必要なくなっている。

図１２にクロック位相補償器の第七の構成例を示す。本構成例は、図１１に示した第六のクロック位相補償器の構成例のＦＩＲフィルタ部（乗算器、遅延器Ｔ、加算器で構成されている部分）の構成を転置型と呼ばれる構成に変更したものである。これによって、第六の構成例に比べて、ＦＩＲフィルタ部を高速に動作させることが出来る。なお、同様の転置型ＦＩＲフィルタ部は、第一〜第六の構成例全ての構成に適用できることは明白である。

図１３に相関器の第二の構成例を示す。本構成は、図４に示した相関器の第一の構成例おいてに、信号Ｅ’をマスク回路４２２を介して入力するようになっている。このマスク回路４２２の他の入力信号として、ＯN ’を用いたものである。マスク回路４２２は、信号ＯN ’で与える位相回転速度がある程度より小さい場合には、信号Ｅ’の値を０に固定することで、位相回転速度が遅い場合のクロック位相補償器と等化器との動作の競合を、更に確実に防止するためのものである。

なお、上記実施の形態においては、復調器の検波方式は準同期検波、入力される変調信号はＱＰＳＫ、ＱＡＭ等の直交変調としているが、周波数及び位相オフセット補正後の誤差信号及び周波数及び位相オフセット補正時の位相回転信号が得られる構成であれば、必ずしも準同期検波である必要はない。また、変調方式は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ以外、例えば、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫあるいは、ＡＰＳＫ等でも良い。

本発明の一実施の形態を示すブロック図である。 図１における判定器７の出力である誤差信号Ｅと極性信号Ｄを説明する図である。 図１における数値制御発振器（ＮＣＯ）の構成例を示す図である。 図１におけるクロック位相補償器の第一の構成例を示す図である。 図４における相関器の構成例を示す図である。 本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。 クロック位相補償器の第二の構成例を示す図である。 クロック位相補償器の第三の構成例を示す図である。 クロック位相補償器の第四の構成例を示す図である。 クロック位相補償器の第五の構成例を示す図である。 クロック位相補償器の第六の構成例を示す図である。 クロック位相補償器の第七の構成例を示す図である。 相関器の他の構成例を示す図である。 従来の復調装置の一例を示すブロック図である。 直交変復調過程において、ＩｃｈとＱｃｈとの間の位相差発生区間を説明するための図である。 従来の復調装置の他の例を示すブロック図である。

符号の説明

１ ローカル発振器
２ 直交復調器
３ Ａ／Ｄ変換器
４，１２ クロック位相補償器
５ 複素乗算器
６，１１ 等化器（ＥＱ）
７ 判定器（Decision）
８ 位相検出器（ＰＤ）
９ ＬＰＦ
１０ 数値制御発振器（ＮＣＯ）

Claims (8)

1. 直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波手段と、前記検波手段の出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調手段と、この復調出力を入力とする等化手段と、この等化手段の出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成する手段とを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調手段において前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調装置であって、
   前記Ａ／Ｄ変換手段の出力の極性信号と、前記誤差信号の前記位相回転信号の逆相信号に基づく位相回転処理後の信号との相関に基づいて前記Ａ／Ｄ変換手段の出力の位相補償をなす位相補償手段を含むことを特徴とする復調装置。
2. 直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波手段と、前記検波手段の出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力を入力とする等化手段と、この等化手段の出力の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調手段と、この復調出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成する手段とを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調手段において前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調装置であって、
   前記復調出力の極性信号と前記誤差信号との相関に基づいて前記復調出力の位相補償をなす位相補償手段を含むことを特徴とする復調装置。
3. 前記位相補償手段は、トランスバーサル型等化器であって、前記相関に基づいてこの等化器の補償係数を算出する手段を有することを特徴とする請求項１または２記載の復調装置。
4. 前記位相補償手段は、前記補償係数の成長防止をなす手段を更に含むことを特徴とする請求項３記載の復調装置。
5. 前記トランスバーサル型等化器は、ＦＩＲフィルタ構成であり、このＦＩＲフィルタを転置型としたことを特徴とする請求項３または４記載の復調装置。
6. 前記位相補償手段は、前記直交成分のうち一つの成分に対してのみ、位相補償をなすよう構成されていることを特徴とする請求項１〜５いずれか記載の復調装置。
7. 直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波ステップと、前記検波ステップの出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、このＡ／Ｄ変換ステップの出力を等化する等化ステップと、この等化出力の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調ステップと、この復調出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成するステップとを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調ステップにおいて前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調方法であって、
   前記Ａ／Ｄ変換ステップの出力の極性信号と、前記誤差信号の前記位相回転信号の逆相信号に基づく位相回転処理後の信号との相関に基づいて前記Ａ／Ｄ変換ステップの出力の位相補償をなす位相補償ステップを含むことを特徴とする復調方法。
8. 直交変調信号を受信して直交成分を出力する検波ステップと、前記検波ステップの出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、このＡ／Ｄ変換ステップの出力を入力とする等化ステップと、この等化出力の周波数及び位相オフセットを補正して復調出力を導出する復調ステップと、この復調出力から検出される各成分毎の誤差信号及び極性信号に基づいて位相回転信号を生成するステップとを含み、前記位相回転信号に基づいて、前記復調ステップにおいて前記周波数及び位相オフセット補正をなすようにした復調方法であって、
   前記復調出力の極性信号と前記誤差信号との相関に基づいて前記復調出力の位相補償をなす位相補償ステップを含むことを特徴とする復調方法。

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